JP5932136B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータを急減速もしくは急制動させる手段を備えたモータの制御装置に関するもので、特に急減速あるいは急制動の実現のためモータ損失を急激に増やす制御技術に関する。以後この損失を増加させる制御を単に急減速制御と記載する。

モータを所望の出力や回転数で回転させるための電力供給手段としてインバータが用いられる。インバータでは系統電源の電力を整流して直流に変換しさらにモータ駆動に適した電圧・周波数を持つ交流電力に変換して供給する動作が実施される。前記インバータの直流回路部には直流電圧平滑用コンデンサやモータからの回生エネルギーを処理するための抵抗器が接続される。モータの可変速運転を行う場合、減速時は回生動作となるが、モータに接続された機械負荷の慣性モーメントが大きい、または急速な減速を行う場合には、回生エネルギーにより前記平滑用コンデンサの電圧が急上昇する。特に前記抵抗器の許容電力容量が十分でない場合、この現象が顕著である。このモータ回生動作時の直流部過電圧による装置の破損を防ぐため、平滑用コンデンサの端子電圧を検出し、検出電圧が所定値を超えた場合には自動的に減速動作を停止する過電圧保護手段を備えた回転機の制御装置が広く使用されている。

このようなモータ制御装置において、インバータ直流回路部の過電圧状態に陥らずに急減速を実現する手段として、モータ損失を増大させて、インバータ側へ向かう回生エネルギー量を抑制する方法が知られている。例えば、減速時にモータに印加する電圧の振幅を増大させ、モータの電流およびそれに伴うモータ磁束を増加させ、これによりモータ銅損やモータ鉄損を増加させ、モータ損失を増大させるものが知られている（特許文献１参照）。

ところが、上記特許文献１に示す技術では、モータに印加する電圧振幅を増加させた直後に電流がオーバーシュートする場合があり、その対策を示したものがある（特許文献２参照）。この文献もモータ急減速制御技術を記したものであるが、モータやインバータの保護のため、電流のオーバーシュートすなわち過電流を検知した場合には、急減速制御を一時停止する技術を記載している。これによりモータ急減速制御時の電圧振幅増加が抑制されて過電流抑制が実現できる。

ところで、一般的に電圧指令に相当するインバータへのデューティ指令を生成する際には、直流回路部の電圧を検出して、それで電圧指令を除算する必要がある。この直流回路部の電圧を検出する方法として、急減速制御時に直流回路部の電圧検出のフィルタの時定数を変化させ、急減速制御に伴う直流回路部電圧の過渡的な上昇変化分を除去するものが知られている。この方法を使用すると、デューティ指令の振幅を維持して、高い電圧をモータに印加することができ急減速制御が実現できている（特許文献３参照）。

特許第1660499号公報 特開2012-044835号公報 特許第4461877号公報

杉本、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版、1997年、p．106

特許文献１に示す技術では急減速制御時にモータに印加する電圧の振幅を増大させるが、モータの電圧から電流への伝達特性は２次の特性を持ち、電気時定数などのモータパラメータや回転速度条件などによっては減衰係数が小さくなり、単純に電圧の振幅を増大させると電流オーバーシュートが生じて過電流になることがある。

特許文献２に示す技術は急減速制御時に、電流が所定値以上となり過電流検知が検知された場合に電圧振幅の増加を一時停止させるものであるが、前記のモータ特性により、単純に電圧振幅の増加を一時停止させるだけでは、電流のオーバーシュートが抑制できない場合がある。さらには過電流検知による急減速制御一時停止と過電流状態解除による急減速制御再開を繰り返して、チャタリングが発生し電流が大きく乱れる場合があった。この状態となると過電流の防止もできないばかりか、適切な急減速制御もできない場合がある。
また、電圧振幅の増加割合については何ら考慮がなされておらず、インバータ直流回路部の電圧が高く回生エネルギーを受け入れる余地がない場合、モータ損失増加が不十分となり、回生エネルギーが平滑コンデンサに蓄積してインバータ直流回路部の過電圧が発生する場合があった。

また、特許文献３に示す技術ではモータ急減速制御時にインバータが出力する電圧が正確に把握できず、かつ制御できない問題があった。このため運転条件によっては過大な電圧をモータに印加する場合があり、モータに過剰な電流を流し、モータやインバータの疲労あるいは破損に至る場合があった。インバータの出力電圧は直流回路部の電圧とインバータへのデューティ指令の積で決定される。特許文献３に示す技術では急減速制御時でもインバータへのデューティ指令は変化させない構成をとり、インバータの出力電圧の変化は直流回路部の電圧で決定される。

ところが、この直流回路部の電圧は、モータの電気回路定数や負荷機械の慣性モーメント値、平滑コンデンサ容量値など諸量が把握できていても、モータの電気回路、モータと機械負荷のトルク伝達系、インバータの平滑コンデンサの充放電と言った現象をとりまとめた非線形システムにより生み出され、モータ急減速制御時の上昇変化分が正確に把握することができない。このため、運転条件によっては、直流回路部の上昇変化が顕著となり、前述の過大な電圧の出力問題が発生する。

また、モータ急減速制御時の直流回路部の電圧の上昇変化において、そのピーク値のみならず、時間変化分についても予め把握することは困難であるため、直流回路部の電圧検出フィルタの時定数の調整が困難であるという問題があった。また特許文献３に示す技術でも過電流抑制のため、電流を検出して電圧指令の振幅を調整する機構を備えているが、上記の調整する信号の経路に、正確な制御ができない直流回路部の電圧値との積算が存在するため前記過電流抑制機構のゲイン調整等が困難であるといった問題があった。

本発明に係るモータ制御装置は、
インバータを用いてモータを減速制御する減速処理実施指令と前記インバータに指令する電圧指令振幅とを入力して前記モータを減速制御するモータ減速制御手段を有し、
前記モータ減速制御手段は、
前記減速処理実施指令と、前記インバータの直流回路部の電圧信号と、を入力して、モータ急減速のための制御に用いる第一の電圧指令振幅増幅率を計算する励磁制御手段、
前記インバータおよび前記モータに通電可能な電流の制限値である電流振幅制限値と、モータ電流信号と、を入力して、過電流抑制のための制御に用いる第二の電圧指令振幅増幅率を計算するモータ電流制御手段、
前記第一の電圧指令振幅増幅率と、前記第二の電圧指令振幅増幅率と、を加算して、モータ急減速制御に用いる第三の電圧指令振幅増幅率を出力する加算手段、
前記電圧指令振幅と、前記第三の電圧指令振幅増幅率と、を乗算し出力する乗算手段、
を備え、前記乗算手段により乗算した後の電圧指令振幅に従って前記インバータを制御するものである。

本発明によれば、減速制御時に電圧指令振幅を増幅してモータの損失を増やして急減速する場合に、インバータ直流回路部の電圧に基づいて電圧指令振幅増幅の割合を決定するため、インバータ直流回路部への回生エネルギーを適切に抑制して過電圧を防止する効果がある。また、モータ電流振幅が制限値以内となるように電流制御を実施し、かつ上記の電圧指令振幅増幅の処理と並列して実施するため、滑らかな電流振幅抑制を実現して、安定したモータ急減速処理を実現する効果がある。

また、特許文献３の技術とは異なり、直流回路部電圧がもたらす非線形性の影響が制御ループ内部に介在しないので、制御ループの設計および調整が容易になり、調整の労力を削減する効果がある。

本発明の実施の形態１に係る装置の説明図である。 本発明の実施の形態１における第一の電圧指令振幅増幅率の計算方法の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における第二の電圧指令振幅増幅率の計算方法の一例を示す図である。 本発明の実施の形態１における制御系の設計のモデリング図である。

この発明に係るモータ制御装置の好適な実施の形態について、以下、図面を参照して説明する。なお、各図間において、同一符号は、同一あるいは相当のものであることを表す。また、下記の実施の形態によって、この発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
以下、図を用いて本発明の実施の形態１を説明する。説明の都合上、インバータやモータ、電流検出器なども併記する。ここではモータを誘導電動機とし、モータへの周波数指令と電圧指令振幅の比を一定とするＶ／ｆ制御を例にとり説明するが、他の種類のモータや制御系などでも問題なく適用できる。

まず、図１において、直流電力を出力する直流電源１には、回生電力の処理ができないダイオードコンバータが使用されることが多い。インバータ３はこの直流電源１からの直流電力をモータ５の駆動に適した振幅および周波数の交流電力に変換して供給する。また、平滑コンデンサ２は、直流電源１とインバータ３間の直流回路部における電圧の平滑を行う。

次に、本発明で用いられるモータ制御手段６（図中、点線で示した矩形の枠のうち、大きい方）について説明する。周波数指令発生手段７から出力された周波数指令８はＶ／ｆ変換手段９に入力され、電圧指令振幅１０に変換される。モータ減速制御手段１４（図中、点線で示した矩形の枠のうち、小さい方）は、この電圧指令振幅１０に対してモータを急減速させる場合に、電圧指令振幅１０を増大させて電圧指令振幅１７を出力する補償処理を実施するが、これはモータを急減速させるときのみであり、通常は何も補償処理はなされず、その時は電圧指令振幅１０と電圧指令振幅１７は同一の値となる。パルス幅変調手段（以下、ＰＷＭ手段と略記する)１２は、電圧指令振幅１７と周波数指令８を入力して電圧指令を生成すると共に、平滑コンデンサ２の電圧信号（「インバータ直流回路部の電圧信号」と同じ意味。以下同様）１１を用いてデューティ指令に変換され、さらに三角波比較などのＰＷＭ処理を行い、スイッチング指令１３を出力する。

ここで、直流回路部の電圧値を用いてデューティ指令を生成することにより、インバータ３の出力電圧を三角波一周期で平均した電圧値は電圧指令と一致する。デューティ指令はインバータ３のスイッチング素子のオン・オフの比率を示すものである。インバータ３の出力端子電圧はスイッチング素子の働きにより、直流回路部の高電位側電圧または低電位側電圧の両者を出力する。すなわち先のデューティ指令は、これら前記の両電圧値の出力の時間割合を示している。インバータ３は前記の両電圧値の時間割合を変化させることで擬似的に所望の電圧を出力する。このとき直流回路部の電圧が把握できていれば、前記の時間割合を正確に決めることができ、例えば三角波一周期程度の区間における平均出力電圧を、電圧指令と一致させることができる。数式で具体的に表現すると以下となる。f*は周波数指令８に相当する。

ここで、θは電圧指令位相、Ｖａｍｐ＊は電圧指令振幅１７、Ｖｕ＊はU相電圧指令、Ｖｖ＊はＶ相電圧指令、Ｖｗ＊はＷ相電圧指令、Ｄｕ＊はU相デューティ指令、Ｄｖ＊はV相デューティ指令、Ｄｗ＊はW相デューティ指令を示す。
また、インバータ３はこのスイッチング指令１３に基づいて電力変換動作を行う。以上に示した各構成要素の動作はごく一般的なものであり、詳細な説明は省略する。

次に、モータ急減速制御時のモータ減速制御手段１４について詳細を説明する。まず、モータ急減速のための電圧指令増幅機構について説明する。インバータ直流回路部の電圧信号１１を用いて急減速制御時のフィルター処理前電圧指令振幅増幅率Ａ１（１４ｂ）を電圧指令振幅増幅率設定関数１４ａにより計算する。電圧指令振幅増幅率１４ｃは急減速制御を実施しないときのフィルター処理前電圧指令振幅増幅率Ａ２を示しており１となる。選択手段１４ｄは減速処理実施指令１６を入力して急減速制御を実施するときは、フィルター処理前電圧指令振幅増幅率Ａ１（１４ｂ）を選択し、急減速制御を実施しないときはフィルター処理前電圧指令振幅増幅率Ａ２（１４ｃ）を選択して出力する。

なお、本実施の形態１では、減速処理実施指令１６は減速処理実施指令出力手段２６より出力する構成とした。モータ急減速制御が必要な場合として、インバータやモータ制御装置自身の異常発生時や、モータに接続された機械負荷の故障時など、モータ駆動の継続により好ましくない事象の発生が想定される場合が挙げられる。減速処理実施指令出力手段２６では、このような判断を行い、減速処理実施指令１６を出力する。またモータ制御装置の外部より通信にてモータ停止支持を受け取り、減速処理実施指令１６を出力する構成としてもよい。なお、具体的な判断方式やその詳細については、本発明の本質ではないので説明は省略する。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４ｅは、選択手段１４ｄの処理により、モータ急減速制御の始動に伴う、選択手段１４ｄから出力される電圧指令振幅増幅率の急激な変化を抑制して、第一の電圧指令振幅増幅率（１４ｆ）を出力する働きを持ち、発明が解決しようとする課題にて説明したように、モータ電流のオーバーシュートなどの乱れを抑制する効果がある。ローパスフィルタのカットオフ周波数は、モータの電圧から電流への２次伝達関数の共振周波数成分が十分除去できるような値に設定すれば、特に次数等は何でもよい。

このようにして、全体として図１の左側の矩形の一点鎖線で示した励磁制御手段１４ｏにより、インバータ直流回路部の電圧信号１１を基に電圧指令振幅増幅率を計算することで、インバータ直流回路部の電圧に応じたモータ急減速制御が実現できる。例えば直流回路部電圧が過電圧レベルに近く、余裕がない場合に電圧指令振幅増幅率を速やかに増加させ、モータ電流を増やしてモータでの回生エネルギー消費を増やし、直流回路部での過電圧を防止する。インバータを構成する部品は使用電圧範囲が定まっており、このような過電圧は部品の疲労や破壊を招く。過電圧を防止することでインバータ構成部品の劣化や破損を防止することができる。

このときの電圧指令振幅増幅率設定関数１４ａの構成の一例が図２となる。横軸が入力となるインバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃ（１１）、縦軸が出力となるフィルター処理前電圧指令振幅増幅率Ａ１（１４ｂ）に相当する。Ｖｄｃが閾値電圧Ｖｔｈを超えると電圧指令振幅増幅率を増加させる。また、インバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃに対して１次関数的に増加させることで、上記電圧Ｖｄｃ（１１）に応じて、急激に電圧指令振幅１７を増加させることができ、前述の過電圧を確実に防止することができる効果がある。

次にモータ減速制御手段１４におけるモータ過電流抑制機構について、図１の右側の矩形の一点鎖線で示したモータ電流制御手段１４ｐの内容として以下詳しく説明する。電流検出手段４より出力した検出電流信号１５から電流振幅演算手段１４ｇにより電流振幅信号１４ｈを計算する。方法は幾つかあるが、例えば下記の式にて計算できる。ここで、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが検出電流信号１５に相当する。ｉａｍｐが電流振幅信号１４ｈに相当する。

ここで、ｉα、ｉβ、ｉａｍｐは、各々、２相静止座標（α、β）上の電流のα方向成分、２相静止座標（α、β）上の電流のβ方向成分、電流振幅を示す。

ＰＩ制御器１４ｊは電流振幅信号１４ｈと電流振幅制限値１４ｉとの差分を入力して第二の電圧指令振幅増幅率（１４ｋ）を出力する。ＰＩ制御器はモータ過電流を防止することが目的であり、電流制限値以下では動作しないよう積分器とＰＩ制御器出力に上限０のリミッタを持ち、電流振幅信号１４ｈが電流振幅制限値１４ｉより小さい場合、第二の電圧指令振幅増幅率（１４ｋ）はゼロとなる。以上をまとめるとＰＩ制御器の構成は図３となる。このようにＰＩ制御器を用いて直接的に電流振幅を制限する制御を行うので、確実な過電流抑制効果がある。

以上のようにして求められた第一の電圧指令振幅増幅率（１４ｆ）と第二の電圧指令振幅増幅率（１４ｋ）は、加算器１４ｌにて加算され、第三の電圧指令振幅増幅率（１４ｍ）が得られる。この第三の電圧指令振幅増幅率（１４ｍ）と電圧指令振幅１０を乗算し、電圧指令振幅１７を得る。このように、モータ急減速のための制御と、モータの過電流抑制のための制御を並行かつ同時に行うことで、チャタリング等を発生することなく、滑らか、かつ安定にモータ急減速制御を実現できる。

最後に、以上説明したモータ減速制御手段１４におけるゲイン設計や調整について説明する。本発明によるモータ減速制御手段１４では、前記のようにモータ過電流抑制機構はモータの電流値をフィードバックしてモータに印加する電圧を調整する系であるため、系の時定数は数１０Hz〜数kHzといった電気回路系の時定数オーダの現象となる。

また、モータ急減速のための電圧指令増幅機構では、モータに印加する電圧が変化→モータ電流が変化→モータ電力が変化→平滑コンデンサ電力が変化→直流回路部の電圧が変化…、といった順で現象が発生し、モータ電流の変化がモータ電力の変化に直結するため、結局、前記諸現象の中で最も高速なものは、電気回路系の時定数オーダを持つ。従って制御系の安定設計には、この電気回路系の時定数オーダに着目すればよい。

一般に、モータの電気回路系の時定数オーダと機械トルク伝達系の時定数オーダは大きく異なる。例えばモータの印加電圧からモータの電流までの伝達特性は一次遅れ特性となり、非特許文献１に示す誘導電動機パラメータを用いると、前記電流変化の時定数Ｔｃｓｔ＿ｅｌｅは、（１１）式に示すようにモータの１次抵抗と１次もれインダクタンスで表現され、０．００８５３［ｓｅｃ］となる。これはモータの電気回路にステップ電圧を与えたとき、モータ電流がその飽和値の約６３［％］に到達するまでの時間を示している。一方、モータのトルクからモータの回転速度までの周波数伝達特性は積分特性となる。従って単純な比較はできないものの、モータ単体の機械慣性モーメントに対し一定の定格トルクにて定格速度まで加速する場合、定格速度の約６３［％］までに加速するまでの時間Ｔｃｓｔ＿ｍｅｃは０．１１２３６［ｓｅｃ］となる。

ここで、σはもれ係数、Ｌ_ｓは一次インダクタンス、Ｒ_ｓは一次抵抗、Ｗ_ｒは定格速度、Ｔ_ｑは定格トルク、Ｊ_ｍは機械慣性モーメント値である。なお（１２）式の計算において、定格速度は角周波数の単位（［ｒａｄ／ｓｅｃ］）に変換している。このため、モータの機械速度や周波数指令は電気回路系から見ると系の時間変化の遅さのため、定数として取り扱うことができる。これを利用することでモータ減速制御手段１４やモータや直流回路部電圧などを線形近似してモデリングすることができ、容易に制御系の設計が実現できる。

図４は、そのモデリングの詳細を示しており、ある動作点近傍の各物理量の微小変動量を示したモデルである。この図４ではモータ回転速度Ｗｒｍ０、インバータ直流回路部における平滑コンデンサ２の電圧Ｖｄｃ０を動作点としている。なお、前記Ｖｄｃ０はインバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃ（１１）と同じ物理量を指すが、解析の都合上、動作点近傍の値を記す必要があり、その区別のため添字０と付記している。制御系の設計においては動作点近傍の各物理量の微小変動量に着目して設計を行うことが一般的であるため、図４に基づいて制御系の設計を行う。図４において図１と同一の符号を与えたものは同じ働きであるので、説明を省略する。また、図４では、前述の通り、モータやインバータまた制御系における各物理量や信号の微小変動量の解析を目的としている。インバータ３はその直流回路部の平滑コンデンサ２を除けば、時間特性(過渡特性)を持つものではなく、図４での解析に対して本質的な影響を与えるものではないので、図４においてはインバータ３は電圧指令どおりの電圧を出力するものとして省略されている。以下の説明においては、括弧書で微小変動量との表現を付記する。

図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ１は、モータ減速制御手段１４におけるモータ電流制御手段１４ｐを示している。
ここで、電流振幅制限値１４ｉはＰＩ制御器１４ｊにおける目標指令値に相当する。取り扱う主な信号が微小変動量であり、制御フィードバックループ内の各信号がゼロに収束するような制御系の設計を行えば、制御系の安定が確保できる。また目標指令である電流振幅制限値１４ｉは微小変動が発生するような信号ではないため、ここでは単にゼロとしている。なお、この目標指令の設定値は制御系の設計に対して本質的な影響は与えない。

図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ２は、第三の電圧指令増幅率（微小変動量）１４ｍと、Ｖ／ｆ制御による電圧指令振幅１０との乗算を示している。図１ではインバータへの接続形態の一例として誘導電動機を記載したが、図４では誘導電動機は解析における一構成要素となるため、図４では誘導電動機の回路モデル１８を導入する。誘導電動機の回路モデル１８についてのベクトル表記の誘導電動機の回路方程式は（１３）式となる。

ここで、Ｉ、Ｊは、次式（１４）で表される。

また、Ｒｓ：１次抵抗、σ：もれ係数、
Ｌｓ：１次インダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、ｐ：微分演算子
Ｌｒ：２次インダクタンス、Ｒｒ：２次抵抗、Ｖｓ：１次電圧、ｉｓ：１次電流、
Φｒ：２次磁束、ω：電気角周波数、ωｓｅ：すべり周波数、である。

一般的に、２次磁束の時定数は非常に遅いため、１次側の回路のみに着目すればよく、回路方程式は（１５）式となる。（１５）式をｄｑ軸（誘導電動機や同期電動機など交流モータを制御する際に一般的に用いられる同期回転座標の座標軸）上のそれぞれの成分で記載すると（１６）式となる。

また、誘導電動機の２次磁束をｄ軸とすると、誘導電動機の電圧の主成分はｄ軸と直交するｑ軸となる場合が多く、２次磁束が確立している状態で電圧振幅信号（微小変動量）１７を調整することはｑ軸方向の電圧を調整することに相当する。これに伴い電流（微小変動量）１５もｑ軸の成分となる。

従って、（１６）式のｑ軸電圧からｑ軸電流までの関係に着目し、伝達関数表記を行うと、図４（ａ）で、誘導電動機の回路モデル１８は（１７）式で表される。

ここで、ｓ：ラプラス変数である。

図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ３はモータおよび機械負荷のトルク伝達系を示しており、Ｋｔはトルク定数、Ｊｍはモータと機械負荷の慣性モーメント、Ｗｒｍ０はモータ減速制御開始時のモータ回転速度である。機械モデル１９は積分特性であり、電流（微小変動量）１５を入力してモータ回転速度（微小変動量）２０を出力する。モータ損失を無視するとモータ電力（微小変動量）２１はモータ機械出力に相当し、これは、モータ回転速度（微小変動量）２０とモータ回転速度Ｗｒｍ０の和とモータトルクとの積算値となる。

図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ４は直流回路部における平滑コンデンサ２のモデルであり、モータ電力（微小変動量）２１によるインバータ直流回路部電圧の変化を示している。平滑コンデンサ２の電圧は平滑コンデンサ２に流入する電流に対して積分相当の特性を持つため、前記平滑コンデンサ２へ流れる電流が計算できれば、平滑コンデンサ２の電圧が計算できる。一般に図１において平滑コンデンサ２へ流れる電流は、モータ５の電流がインバータ３のスイッチング素子の動作によって合成された電流となるが、その合成された電流はＰＷＭ処理における三角波の２倍の周波数成分を含み詳細な取り扱いは困難である。そこで平滑コンデンサ２に流入する電力に着目して、その電力を平滑コンデンサ２の電圧で除算することで、前記合成電流の代用とする。以上の想定のもとモータ電力（微小変動量）２１をインバータ直流回路部電圧で除算して平滑コンデンサ電流（微小変動量）２２が求められ、平滑コンデンサの積分特性で、インバータ直流回路部の電圧信号１１（微小変動量）となる。除算に用いるインバータ直流回路部電圧は、モータ急減速制御開始時の平滑コンデンサの電圧Ｖｄｃ０とインバータ直流回路部の電圧信号１１（微小変動量）との和となる。

図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ５は、モータ減速制御手段１４における励磁制御手段１４ｏを示している。インバータ直流回路部の電圧信号１１（微小変動量）をフィードバックし、所定の指令（１４ｑ）の値に対して差分を取り、第一の電圧指令増幅率１４ｆ（微小変動量）を出力する構成をとる。ここで上記指令１４ｑは、インバータ直流回路部の電圧信号１１（微小変動量）に対する指令となるが、図４の手段ａ１と同様に微小変動の発生が望ましくない信号となるので、この指令１４ｑの値は、ここでは単にゼロと記載している。

図４（ｂ）は、図４（ａ）を線形近似した結果を示す図である。図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ２に相当する箇所では、周波数指令８が一定値と見なせるため、モータ急減速制御開始時の周波数指令ｆ^＊とＶ／ｆ係数との積のゲイン２３となる。同様に図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ３に相当する箇所では、電気回路系の時定数のオーダの周波数を想定することから、モータ回転速度（微小変動量）２０は、非常に小さくなり無視できる。従って、モータ急減速制御開始時のモータ回転速度Ｗｒｍ０とトルク定数Ｋｔとの積のゲイン２４となる。

また、図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ４に相当する箇所では、平滑コンデンサの静電容量が十分大きければモータ急減速制御開始時の平滑コンデンサの充電電圧、すなわちインバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃ０は、インバータ直流回路部の電圧信号１１（微小変動量）より十分大きくなることが多い。従って、この電圧信号１１（微小変動量）に関する割算部が実質上不要となり、直流回路部の電圧モデルは図４（ｂ）において、右端のブロック２５に示すような単純な積分器とゲインの組み合わせとなる。

なお、図４（ａ）において、点線の矩形で囲った手段ａ１のモータ減速制御手段１４におけるモータ過電流抑制機構へフィードバックされる電流振幅信号（微小変動量）１４ｈは微小変動量であるため電流信号（微小変動量）１５とほぼ等価となる。以上をまとめると図４（ａ）は図４（ｂ）のように線形近似できる。

以上説明したように、図４（ｂ）は微小変動量を取り扱うモデルであり、さらに図４（ａ）に示すモデルの所定の動作点近傍における線形近似となる。図４（ｂ）を見ると明らかなようにゲインや積分器といった線形のブロックで構成されるため、一般的に用いられている古典的な伝達関数ベースの設計理論が適用できる。例えば、図４（ｂ）のＸ点からＹ点までオープンループ伝達特性を計算し、このときのゲイン余裕や位相余裕が適切な所定範囲内となるように、ＰＩ制御器１４ｊのゲインを設計したり、ローパスフィルタ１４ｅのカットオフ周波数の微調整を実施するなどが考えられる。このため、特許文献３に示す技術と比較して本発明によるモータ減速制御手段１４は系全体の見通しが良く、モータの電気回路定数や負荷機械の慣性モーメント値、平滑コンデンサ容量値などの諸量が把握できていれば、設計や調整がしやすくなるメリットがある。

なお図２において電圧指令振幅増幅率Ａ１（Ｇａ１）は閾値電圧Ｖｔｈを超えると一次関数的に増加させる構成をとっている。前記したように速やかな電圧指令の増加を行い、モータ損失を増加させて直流回路部の過電圧を抑制する効果があるが、その他に制御系のゲイン設計を容易にする効果を持つ。モータおよび機械負荷のトルク伝達系を示す図４（ｂ）のＹ点手前には直流回路部電圧の伝達特性を模擬する積分器があるが、ここでは係数として直流回路部電圧Ｖｄｃ０の逆数が挿入される。すなわち、直流回路部電圧の値により、Ｘ点からＹ点までオープンループ伝達特性が変化することになる。図２に示すように、図４（ｂ）における１４ａ（電圧指令振幅増幅率設定関数）により、電圧指令振幅増幅率Ａ１を直流回路部電圧に応じて上昇させることで、前記積分器におけるＶｄｃ０の逆数の特性をキャンセルできる。これにより直流回路部電圧が変化しても図４（ｂ）におけるオープンループ特性は一定に保たれるので、結果として制御系のゲイン調整を容易できる効果がある。

また、制御系の設計の基準となるモータ回転速度（図４中、Ｗｒｍ０と記載）は、前記したようにモータ急減速制御開始時の値とすればよい。これは、モータ急減速開始時がモータの持つ機械回転エネルギーが大きく、インバータへの回生エネルギーが大きいため、何も工夫しない場合、過電圧や過電流になる可能性が高く、この運転領域をターゲットとして設計すれば、直流回路部の過電圧やインバータ過電流が防止できるからである。このためモータの最高回転速度仕様値を設計基準として用いてもよく、その場合は、より確実な過電圧や過電流の防止ができる。本実施の形態１は誘導電動機をＶ／ｆ制御するモータ制御装置としているので、上記モータ回転速度は、周波数指令８で代用できる。インバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃ０についても同様にモータ急減速制御開始時の値とすればよい。

また、図４（ｂ）からも明らかなように、モータ減速制御手段１４における制御系の設計では、機械トルク伝達系のパラメータである慣性モーメント値（Ｊｍ）を用いていない。
従って特許文献３に示す技術で必要となる、慣性モーメント値に応じた調整作業が不要となるメリットがある。

以上、本発明によれば、減速制御時に電圧指令振幅を増幅してモータの損失を増やして急減速する場合に、インバータ直流回路部の電圧に基づいて電圧指令増幅の割合を決定するため、インバータ直流回路部への回生エネルギーを適切に抑制して過電圧を防止する効果がある。また、モータ電流振幅が制限値以内となるように電流制御を実施し、かつ上記の電圧指令増幅の処理と並列して実施するため、滑らかな電流振幅抑制を実現して、安定したモータ急減速処理を実現する効果がある。

また、特許文献３の技術とは異なり、直流回路部電圧がもたらす非線形性の影響が制御ループ内部に介在しないので、制御ループの設計および調整が容易になり、調整の労力を削減する効果がある。

実施の形態２．
実施の形態１では、図４（ｂ）に示すようにモータ急減速制御開始時のモータ回転速度や、直流回路部の電圧値を設計に適用したが、モータの回転速度に応じて適宜変更する構成としてもよい。特に図４（ｂ）に示すように、トルク定数Ｋｔとモータ回転速度Ｗｒｍ０の積（２４）が直達ゲインとなるため、モータ回転速度が低下した場合に制御対象のゲインが低下する。インバータ直流回路部の電圧Ｖｄｃ０についても、同様にモータ急減速制御時の値に応じて適宜変更することで、インバータ３の直流回路部の過電圧やインバータの過電流を防止しつつ、速やかなモータ急減速制御が達成できる。

また、誘導電動機の回路モデル１８は（１７）式に示すように、電気角周波数ωをパラメータとして持つ。この電気角周波数ωは、すべり周波数ωseとモータ回転速度をモータ極対数倍した値の加算値に相当する。従って電気角周波数ωはモータ回転速度に応じて値が変化し、さらにモータ回転速度に合わせて（１７）式で示す誘導電動機の回路モデル１８は、その周波数伝達特性が変化する。このため、モータ回転速度または周波数指令に合わせて制御系の設定を適宜変更することで、インバータ３の直流回路部の過電圧やインバータの過電流を防止しつつ、速やかなモータ急減速制御が達成できる。

実施の形態３．
実施の形態１では特にモータを誘導電動機としたが、他の種類のモータでも本発明によるモータ減速制御手段１４は適用できる。ここ永久磁石同期電動機における、図４の誘導電動機の回路モデル１８に相当するモデルを考えると、永久磁石同期モータの場合、２次磁束は永久磁石により確立して時間変化しない。また永久磁石同期モータの１次側（固定子側）回路モデル構造は誘導電動機と同じであるため、（１７）式をベースに（１８）式で表現される。

ここで、Ｒ：モータの電機子抵抗、Ｌ：モータの電機子インダクタンス、である。

このため、誘導電動機で確立したモータ減速制御手段１４における各制御系の設計手順とほぼ同一の議論で適用ができる。以上、本発明により減速制御時に電圧指令を増幅してモータの損失を増やして急減速する場合に、モータの機種を問わずに適用可能なメリットがある。

実施の形態４．
実施の形態１ではモータ減速制御手段１４に示したモータの急減速制御のため、モータ損失を増加させる動作を行ったが、次のような使用方法もできる。すなわちモータ損失を急増させるという特徴を生かしてモータの暖機運転を実施することができる。誘導電動機では、すべり周波数計算や２次磁束推定などに、誘導電動機の１次抵抗値や２次抵抗値など、モータ温度によって変化するパラメータ値を用いる。また永久磁石同期モータなどでも、１次抵抗値はセンサレス制御系の構築などに要するパラメータとなる。

その理由は以下の通りである。一般にこれらの値は、所定室温のモータ定常動作時を想定し、その条件での値が用いられる。例えば冬季のモータ始動時などはモータ筐体が冷えており、前記の抵抗値はコントローラ内部に持つ想定した値よりも小さくなり、誤差が生じる。これにより、誘導電動機のトルク誤差や２次磁束推定誤差、永久磁石同期モータではセンサレス制御系の推定速度に誤差が生じるなどの不具合が発生する場合がある。特に２次磁束推定を行う場合、コントローラで把握している１次抵抗値や２次抵抗値よりもモータでの値が小さくなると制御系全体の安定性が損なわれる場合がある。このため本運転の前に予めモータ減速制御手段１４にてモータ損失を増加させて暖機運転を行うことで、前記の不具合状態を解消することができる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 直流電源、２ 平滑コンデンサ、３ インバータ、４ 電流検出手段、
５ モータ、６ モータ制御手段、７ 周波数指令発生手段、
８ 周波数指令、９ Ｖ／ｆ変換手段、１０ 電圧指令振幅（補償前）、
１１ インバータ直流回路部の電圧信号、１２ ＰＷＭ手段、
１３ スイッチング指令、１４ モータ減速制御手段、
１４ａ 電圧指令振幅増幅率設定関数、
１４ｂ フィルター処理前電圧指令振幅増幅率（減速制御時）Ａ１、
１４ｃ フィルター処理前電圧指令振幅増幅率（非減速制御時）Ａ２、
１４ｄ 選択手段、１４ｅ ローパスフィルタ、
１４ｆ 第一の電圧指令振幅増幅率、１４ｇ 電流振幅演算手段、
１４ｈ 電流振幅信号、１４ｉ 電流振幅制限値、１４ｊ ＰＩ制御器、
１４ｋ 第二の電圧指令振幅増幅率、１４ｌ 加算器、
１４ｍ 第三の電圧指令増幅率、１４ｎ 乗算器、
１４ｏ 励磁制御手段 、１４ｐ モータ電流制御手段、
１４ｑ 直流回路部電圧信号（微小変動量）指令、
１５ 検出電流信号、１６ 減速処理実施指令、
１７ 電圧指令振幅（補償後）、１８ 誘導電動機の回路モデル、
１９ 機械モデル、２０ モータ回転速度（微小変動量）、
２１ モータ電力（微小変動量）、
２２ 平滑コンデンサ電流（微小変動量）、２３ ゲイン、２４ ゲイン、
２５ 直流回路部の電圧モデル、２６ 減速処理実施指令出力手段。

Claims (7)

1. インバータを用いてモータを減速制御する減速処理実施指令と前記インバータに指令する電圧指令振幅とを入力して前記モータを減速制御するモータ減速制御手段を有し、
   前記モータ減速制御手段は、
   前記減速処理実施指令と、前記インバータの直流回路部の電圧信号と、を入力して、モータ急減速のための制御に用いる第一の電圧指令振幅増幅率を計算する励磁制御手段、
   前記インバータおよび前記モータに通電可能な電流の制限値である電流振幅制限値と、モータ電流信号と、を入力して、過電流抑制のための制御に用いる第二の電圧指令振幅増幅率を計算するモータ電流制御手段、
   前記第一の電圧指令振幅増幅率と、前記第二の電圧指令振幅増幅率と、を加算して、モータ急減速制御に用いる第三の電圧指令振幅増幅率を出力する加算手段、
   前記電圧指令振幅と、前記第三の電圧指令振幅増幅率と、を乗算し出力する乗算手段、
   を備え、前記乗算手段により乗算した後の電圧指令振幅に従って前記インバータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記励磁制御手段は、
   前記減速処理実施指令により減速制御を実施する場合には、前記インバータの直流回路部の電圧信号の関数の出力となる減速用のフィルター処理前電圧指令増幅率を選択し、
   減速制御を実施しない場合には、非減速制御時用のフィルター処理前電圧指令増幅率を選択するとともに、
   選択後のフィルター処理前電圧指令振幅増幅率にローパスフィルタ処理を行って、前記第一の電圧指令振幅増幅率として出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記モータ電流制御手段は、
   モータ電流信号の振幅を計算する電流振幅計算手段、
   前記電流振幅計算手段で計算された電流振幅信号と、前記電流振幅制限値との差分を入力するＰＩ制御手段、を備え、
   前記ＰＩ制御手段の出力を前記第二の電圧指令振幅増幅率として出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記励磁制御手段のローパスフィルタのカットオフ周波数、及び前記モータ電流制御手段のＰＩ制御手段のゲインの設定は、
   モータ減速制御開始時のモータ回転速度または周波数指令に基づいて実施されることを特徴とする請求項２または３に記載のモータ制御装置。
5. 前記励磁制御手段のローパスフィルタのカットオフ周波数、及び前記モータ電流制御手段のＰＩ制御手段のゲインの設定は、
   モータの最高回転速度仕様値に基づいて実施されることを特徴とする請求項２または３に記載のモータ制御装置。
6. 前記励磁制御手段のローパスフィルタのカットオフ周波数、及び前記モータ電流制御手段のＰＩ制御手段のゲインの設定は、
   モータ回転速度または周波数指令に基づいて前記モータの減速制御中に実施されることを特徴とする請求項２または３に記載のモータ制御装置。
7. モータ減速手段を用いてモータ損失を増加させ前記モータの暖機運転を実施することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載のモータ制御装置。

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