CN105075105A - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

将电动机急减速控制时的电压的放大率设为，将参照逆变器直流电路部的电压并利用规定函数和低通滤波器计算得到的电压放大率、和参照逆变器电流并利用PI控制计算得到的电压放大率相加而得到的值。另外，使两者并行地动作。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及具有使电动机进行急减速或紧急制动的单元的、电动机的控制装置，特别地，涉及为了实现急减速或紧急制动而使电动机损耗急剧地增加的控制技术。下面，将使该损耗增加的控制简单地记载为急减速控制。

背景技术

作为用于使电动机以所希望的输出及转速进行旋转的供电单元而使用逆变器。在逆变器中，实施下述动作，即，对系统电源的电力进行整流，变换为直流，进而变换为具有适宜于电动机驱动的电压、频率的交流电力，并进行供给。所述逆变器的直流电路部与电阻器连接，该电阻器用于对来自直流电压平滑用电容器和电动机的再生能量进行处理。在进行电动机的可变速运转的情况下，减速时成为再生动作，但是在与电动机连接的机械负载的惯性矩较大、或者进行急速的减速的情况下，由于再生能量，使所述平滑用电容器的电压急剧上升。特别地，在所述电阻器的容许电力容量不足的情况下，该现象是显著的。为了防止由该电动机再生动作时的直流部过电压导致的装置的破损，广泛地使用具有下述过电压保护单元的旋转机的控制装置，该过电压保护单元对平滑用电容器的端子电压进行检测，在检测电压大于规定值的情况下，自动地停止减速动作。

在上述的电动机控制装置中，作为不陷入逆变器直流电路部的过电压状态而实现急减速的手段，已知下述方法，即，使电动机损耗增大，对朝向逆变器侧的再生能量值进行抑制。例如，已知下述方案，即，使减速时施加至电动机的电压的振幅增大，使电动机的电流以及与其相伴的电动机磁通增加，由此，使电动机铜损及电动机铁损增加，使电动机损耗增大(参照专利文献1)。

然而，在上述专利文献1所示的技术中，有时在刚使施加至电动机的电压振幅增加后发生电流过冲，存在示出了其对策的技术(参照专利文献2)。该文献也记述了电动机急减速控制技术，但是记载的是下述技术，即，为了保护电动机及逆变器，在检测到电流的过冲即过电流的情况下，暂时停止急减速控制。由此，能够对电动机急减速控制时的电压振幅增加进行抑制而实现过电流抑制。

然而，通常在生成相当于电压指令的、针对逆变器的占空比指令时，需要对直流电路部的电压进行检测，然后将电压指令除以所检测到的直流电路部的电压。作为对该直流电路部的电压进行检测的方法，已知下述方法，即，在急减速控制时使用于直流电路部的电压检测的滤波器的时间常数变化，去除与急减速控制相伴的直流电路部电压的暂态上升变化量。如果使用该方法，则能够实现下述的急减速控制，即，能够维持占空比指令的振幅，向电动机施加较高的电压(参照专利文献3)。

专利文献1：日本特许第1660499号公报

专利文献2：日本特开2012-044835号公报

专利文献3：日本特许第4461877号公报

非专利文献1：杉本，“ACサーボ系统の理论と设计の実際”，“総合電子出版”，1997年，p.106

发明内容

在专利文献1所示的技术中，在急减速控制时，使施加至电动机的电压的振幅增加，但是电动机的从电压向电流的传递特性具有2阶特性，随着电气时间常数等电动机参数及旋转速度条件等的不同，有时衰减系数变小，如果单纯地使电压的振幅增大，则有时发生电流过冲，变为过电流。

在专利文献2所示的技术中，在急减速控制时，在电流大于或等于规定值、检测到过电流的情况下，使电压振幅的增加暂时停止，但是根据所述的电动机特性，如果仅单纯地使电压振幅的增加暂时停止，则有时不能抑制电流的过冲。并且，有时由过电流检测导致的急减速控制暂时停止、和由电流状态解除导致的急减速控制重新开始反复进行，发生震颤，电流大幅紊乱。如果变为该状态，则不仅不能防止过电流，有时连适当的急减速控制也不能实现。

另外，在丝毫不考虑电压振幅的增加比例，逆变器直流电路部的电压较高而不存在接受再生能量的余地的情况下，电动机损耗增加变得不足，再生能量在平滑电容器中蓄积，有时发生逆变器直流电路部的过电压。

另外，在专利文献3所示的技术中，存在下述问题，即，在电动机急减速控制时，不能准确地掌握逆变器输出的电压，且不能进行控制。因此，根据运转条件的不同，有时会向电动机施加过大的电压，在电动机中流过过量的电流，有时导致电动机及逆变器的疲劳或者破损。逆变器的输出电压由直流电路部的电压和针对逆变器的占空比指令的积决定。在专利文献3示出的技术中，采用的是在急减速控制时，也不使针对逆变器的占空比指令变化的结构，逆变器的输出电压的变化由直流电路部的电压决定。

然而，即使能够掌握电动机的电路常数、负载机械的惯性矩值、平滑电容器电容值等诸量，由于该直流电路部的电压是由汇总了电动机的电路、电动机和机械负载的扭矩传递系统、逆变器的平滑电容器的充放电之类的现象而得到的非线性系统产生的，因此不能准确地掌握电动机急减速控制时的上升变化量。因此，根据运转条件的不同，直流电路部的上升变化变得显著，发生前述的过大电压的输出问题。

另外，在电动机急减速控制时的直流电路部的电压的上升变化中，由于不仅针对其峰值，针对时间变化量预先进行掌握也是困难的，因此，存在下述问题，即，直流电路部的电压检测滤波器的时间常数的调整是困难的。另外，在专利文献3所示的技术中，为了进行过电流抑制，具有对电流进行检测、对电压指令的振幅进行调整的机构，但是由于在上述的进行调整的信号的路径中，存在与不能准确地进行控制的直流电路部的电压值的乘积运算，因此存在下述问题，即，所述过电流抑制机构的增益调整等是困难的。

本发明所涉及的电动机控制装置，

具有电动机减速控制单元，该电动机减速控制单元输入使用逆变器对电动机进行减速控制的减速处理实施指令、和向所述逆变器指示的电压指令振幅，对所述电动机进行减速控制，

所述电动机减速控制单元具有：

励磁控制单元，其输入所述减速处理实施指令、和所述逆变器的直流电路部的电压信号，计算在用于进行电动机急减速的控制中使用的第一电压指令振幅放大率；

电流控制单元，其输入能够向所述逆变器施加的电流的限制值即逆变器电流振幅限制值、和电动机电流信号，计算在用于进行电动机的过电流抑制的控制中使用的第二电压指令振幅放大率；

加法运算单元，其对所述第一电压指令振幅放大率和所述第二电压指令振幅放大率进行加法运算，输出在电动机急减速控制中使用的第三电压指令振幅放大率；以及

乘法运算单元，其对所述电压指令振幅和所述第三电压指令振幅放大率进行乘法运算并进行输出，

所述电动机减速控制单元按照利用所述乘法运算单元进行乘法运算后得到的电压指令振幅，对所述逆变器进行控制。

发明的效果

根据本发明，在减速控制时，在对电压指令振幅进行放大、使电动机的损耗增加而进行急减速的情况下，由于基于逆变器直流电路部的电压，决定电压指令振幅放大的比例，因此具有下述效果，即，对向逆变器直流电路部的再生能量适当地进行抑制，防止过电压。另外，由于以电动机电流振幅处于限制值以内的方式实施电流控制，且与上述的电压指令振幅放大的处理并行地实施，因此具有下述效果，即，能够实现顺滑的电流振幅抑制，实现稳定的电动机急减速处理。

另外，与专利文献3的技术不同，由于直流电路部电压所引起的非线性性的影响不介入控制环路内部，因此具有下述效果，即，控制环路的设计及调整变得容易，削减调整的工作量。

附图说明

图1是本发明的实施方式1所涉及的装置的说明图。

图2是表示本发明的实施方式1中的第一电压指令振幅放大率的计算方法的一个例子的图。

图3是表示本发明的实施方式1中的第二电压指令振幅放大率的计算方法的一个例子的图。

图4是本发明的实施方式1中的控制系统的设计的建模图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明所涉及的电动机控制装置的优选的实施方式进行说明。此外，在各图间，相同的标号表示相同或者相当的结构。另外，本发明不限定于下述的实施方式。

实施方式1

下面，利用附图，对本发明的实施方式1进行说明。为了便于说明，逆变器、电动机、电流检测器等也一并标记。在这里，以使电动机为感应电动机、将针对电动机的频率指令和电压指令振幅之比设为恒定的V/f控制为例进行说明，但是即使对于其他种类的电动机及控制系统等也能够顺利地应用。

首先，在图1中，在输出直流电力的直流电源1中，大多使用不能进行再生电力的处理的二极管转换器。逆变器3将来自该直流电源1的直流电力变换为适宜于电动机5的驱动的振幅及频率的交流电力，并进行供给。另外，平滑电容器2进行直流电源1和逆变器3之间的直流电路部中的电压的平滑化。

下面，对在本发明中使用的电动机控制单元6(图中以虚线示出的矩形框中较大的矩形框)进行说明。从频率指令产生单元7输出的频率指令8向V/f变换单元9输入，变换为电压指令振幅10。在电动机减速控制单元14(图中以虚线示出的矩形框中较小的矩形框)针对该电压指令振幅10而使电动机急减速的情况下，实施使电压指令振幅10增加而输出电压指令振幅17的补偿处理，但这仅发生在使电动机急减速时，通常状况下不进行任何补偿处理，此时电压指令振幅10和电压指令振幅17为相同的值。脉宽调制单元(以下缩写为PWM单元)12输入电压指令振幅17和频率指令8，生成电压指令，并且利用平滑电容器2的电压信号(与“逆变器直流电路部的电压信号”含义相同。以下也是同样的)11，变换为占空比指令，并且进行三角波比较等PWM处理，输出通断指令13。

在这里，利用直流电路部的电压值生成占空比指令，由此，将逆变器3的输出电压在三角波一个周期内进行平均而得到的电压值与电压指令一致。占空比指令表示逆变器3的开关元件的接通/断开的比率。逆变器3的输出端子电压通过开关元件的动作，输出直流电路部的高电位侧电压或低电位侧电压这两者。即，先前的占空比指令表示这些所述的两个电压值的输出的时间比例。逆变器3通过使所述的两个电压值的时间比例变化，从而近似地输出所希望的电压。此时，如果能够掌握直流电路部的电压，则能够准确地决定所述的时间比例，例如能够使三角波一个周期左右的区间中的平均输出电压与电压指令一致。如果用算式具体地表现，则为如下所示。f*相当于频率指令8。

【算式1】

θ＝∫f*dt(1)

【算式2】

V_u*＝V_amp*·coaθ(2)

【算式3】

$V_v*=V_{amp}*\·cos(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(3\right)$

【算式4】

$V_w*=V_{amp}*\·cos(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(4\right)$

【算式5】

$D_u*=V_u*\·\frac{2}{V_{dc}}---\left(5\right)$

【算式6】

$D_v*=V_v*\·\frac{2}{V_{dc}}---\left(6\right)$

【数7】

$D_w*=V_w*\·\frac{2}{V_{dc}}---\left(7\right)$

在这里，θ表示电压指令相位，Vamp*表示电压指令振幅17，Vu*表示U相电压指令，Vv*表示V相电压指令，Vw*表示W相电压指令，Du*表示U相占空比指令，Dv*表示V相占空比指令，Dw*表示W相占空比指令。

另外，逆变器3基于该通断指令13，进行电力变换动作。以上示出的各结构要素的动作是很一般的动作，省略详细的说明。

下面，对电动机急减速控制时的电动机减速控制单元14进行详细说明。首先，对用于进行电动机急减速的电压指令放大机构进行说明。利用逆变器直流电路部的电压信号11，通过电压指令振幅放大率设定函数14a计算急减速控制时的滤波处理前电压指令振幅放大率A1(14b)。电压指令振幅放大率14c表示未实施急减速控制时的滤波处理前电压指令振幅放大率A2，为1。选择单元14d在输入减速处理实施指令16而实施急减速控制时选择滤波处理前电压指令振幅放大率A1(14b)，在未实施急减速控制时选择滤波处理前电压指令振幅放大率A2(14c)，并进行输出。

此外，在本实施方式1中，设为减速处理实施指令16通过减速处理实施指令输出单元26进行输出的结构。作为需要电动机急减速控制的情况，能够举出下述由于电动机驱动的持续而设想到会发生不希望的现象的情况，如发生逆变器、电动机控制装置本身的异常时、及与电动机连接的机械负载的故障时等。在减速处理实施指令输出单元26中，进行上述判断，输出减速处理实施指令16。另外，也可以设置为下述结构，即，利用通信，从电动机控制装置的外部接收电动机停止支持，输出减速处理实施指令16。此外，关于具体的判断方式及其详细信息，由于不是本发明的本质，因此省略说明。

低通滤波器(LPF)14e具有下述作用，即，对通过选择单元14d的处理，与电动机急减速控制的起动相伴地从选择单元14d输出的电压指令振幅放大率的急剧的变化进行抑制，输出第一电压指令振幅放大率(14f)，如在发明内容中的说明所述，具有对电动机电流的过冲等紊乱进行抑制的效果。低通滤波器的截止频率如果设定为能够充分地去除电动机的从电压向电流的2阶传递函数的共振频率成分的值，则特别地，阶数等可以是任意的。

以上述方式，作为整体，通过图1左侧的以矩形的点划线示出的励磁控制单元14o，基于逆变器直流电路部的电压信号11，计算电压指令振幅放大率，从而能够实现与逆变器直流电路部的电压相应的电动机急减速控制。例如在直流电路部电压接近于过电压电平、不存在裕度的情况下，使电压指令振幅放大率迅速地增加，将电动机电流增加，使电动机的再生能耗增加，防止直流电路部中的过电压。构成逆变器的部件的使用电压范围是预先确定的，上述过电压会导致部件的疲劳或损坏。通过防止过电压，能够防止逆变器构成部件的劣化及破损。

图2是此时的电压指令振幅放大率设定函数14a的结构的一个例子。横轴相当于成为输入的逆变器直流电路部的电压Vdc(11)，纵轴相当于成为输出的滤波处理前电压指令振幅放大率A1(14b)。如果Vdc超过阈值电压Vth，则使电压指令振幅放大率增加。另外，通过相对于逆变器直流电路部的电压Vdc以1阶函数的方式增加，从而具有下述效果，即，能够与上述电压Vdc(11)相应地，急剧地使电压指令振幅17增加，能够可靠地防止前述的过电压。

下面，关于电动机减速控制单元14中的电动机过电流抑制机构，作为图1右侧的以矩形的点划线示出的电动机电流控制单元14p的内容，在下面进行详细说明。根据由电流检测单元4输出的检测电流信号15，利用电流振幅运算单元14g计算电流振幅信号14h。存在几种方法，例如能够利用下述的算式进行计算。在这里，iu、iv、iw相当于检测电流信号15。iamp相当于电流振幅信号14h。

【算式8】

$i_{\mathrm{\α}}=\sqrt{\frac{2}{3}}(i_u-\frac{1}{2}{i}_v-\frac{1}{2}{i}_w)---\left(8\right)$

【算式9】

$i_{\mathrm{\β}}=\sqrt{\frac{1}{2}}(i_v-i_w)---\left(9\right)$

【算式10】

$i_{amp}=\sqrt{\frac{2}{3}}\sqrt{{i_{\mathrm{\α}}}^2+{i_{\mathrm{\β}}}^2}---\left(10\right)$

其中，iα、iβ、iamp分别表示2相静止坐标(α、β)上的电流的α方向成分、2相静止坐标(α、β)上的电流的β方向成分、电流振幅。

PI控制器14j输入电流振幅信号14h和电流振幅限制值14i的差值，输出第二电压指令振幅放大率(14k)。PI控制器的目的在于防止电动机过电流，为了在小于或等于电流限制值时不动作，具有积分器和使PI控制器输出的上限为0的限制器，在电流振幅信号14h小于电流振幅限制值14i的情况下，第二电压指令振幅放大率(14k)为零。如果将以上内容汇总，则PI控制器的结构成为图3。如上所述，由于进行使用PI控制器直接对电流振幅进行限制的控制，因此具有可靠的过电流抑制效果。

以上述方式求出的第一电压指令振幅放大率(14f)和第二电压指令振幅放大率(14k)在加法器14l中进行加法运算，得到第三电压指令振幅放大率(14m)。对该第三电压指令振幅放大率(14m)和电压指令振幅10进行乘法运算，得到电压指令振幅17。如上所述，通过并行且同时地进行用于电动机急减速的控制和用于电动机的过电流抑制的控制，从而能够顺滑地、且稳定地实现电动机急减速控制，而不发生震颤等。

最后，对以上说明的电动机减速控制单元14中的增益设计及调整进行说明。在本发明所涉及的电动机减速控制单元14中，如前述所示，由于电动机过电流抑制机构是对电动机的电流值进行反馈、对施加至电动机的电压进行调整的系统，因此成为系统的时间常数是几十Hz～几kHz这一电路系统的时间常数数量级的现象。

另外，在用于进行电动机急减速的电压指令放大机构中，由于现象是以施加至电动机的电压变化→电动机电流变化→电动机电力变化→平滑电容器电力变化→直流电路部的电压变化…的顺序发生的，电动机电流的变化与电动机电力的变化直接相关，因此，其结果，在所述诸现象中，最高速者具有电路系统的时间常数数量级。因此，在控制系统的稳定设计中，着眼于该电路系统的时间常数数量级即可。

通常，电动机的电路系统的时间常数数量级和机械扭矩传递系统的时间常数数量级差异较大。例如，电动机的从施加电压至电动机的电流为止的传递特性为一阶延迟特性，如果使用非专利文献1所示的感应电动机参数，则所述电流变化的时间常数Tcst＿ele如(11)式所示，通过电动机的1次电阻和1次漏电感来表现，成为0.00853[sec]。这表示的是在向电动机的电路施加阶跃电压时，电动机电流达到其饱和值的大约63[％]为止的时间。另一方面，从电动机的扭矩至电动机的旋转速度为止的频率传递特性为积分特性。因此，虽然不能进行单纯的比较，但是在相对于电动机单体的机械惯性矩以恒定的额定扭矩加速至额定速度为止的情况下，加速至额定速度的大约63[％]为止的时间Tcst＿mec成为0.11236[sec]。

【算式11】

$T_{cst\_ele}=\frac{\mathrm{\σ}\·L_s}{R_s}=\frac{0.121\·28.7\[mH\]}{0.407\[\mathrm{\Ω}\]}=0.00853\[\sec \]---\left(11\right)$

【算式12】

$T_{cst\_mec}=0.63\·\frac{W_r}{T_q/J_m}=0.63\·\frac{1000\[rpm\]\·0.0179\[{\mathrm{kgm}}^2\]}{10.51\[Nm\]}=0.1124\[\sec \]---\left(12\right)$

其中，σ是泄露系数，L_s是一次电感，R_s是一次电阻，W_r是额定速度、T_q是额定扭矩，J_m是机械惯性矩值。此外，在(12)式的计算中，将额定速度变换为角频率的单位([rad/sec])。因此，关于电动机的机械速度及频率指令，如果从电路系统进行观察，则由于系统的时间变化的迟缓，因此能够作为常数进行处理。通过使用这一点，从而能够对电动机减速控制单元14、电动机、直流电路部电压等进行线性近似并建模，能够容易地实现控制系统的设计。

图4示出该建模的详细情况，是示出了某个动作点附近的各物理量的微小变动量的模型。在该图4中，将电动机旋转速度Wrm0、逆变器直流电路部中的平滑电容器2的电压Vdc0作为动作点。此外，所述Vdc0指的是与逆变器直流电路部的电压Vdc(11)相同的物理量，但是为了便于进行解析，需要表现出是动作点附近的值，为了进行其区别，附记了标记0。由于在控制系统的设计中，通常着眼于动作点附近的各物理量的微小变动量而进行设计，因此基于图4，进行控制系统的设计。在图4中，由于标注了与图1相同的标号的结构具有相同的作用，因此省略说明。另外，在图4中，如前述所示，以电动机、逆变器或控制系统中的各物理量及信号的微小变动量的解析为目的。由于逆变器3除了其直流电路部的平滑电容器2以外，不具有时间特性(暂态特性)，对图4的解析不造成本质上的影响，因此在图4中，将逆变器3视作输出与电压指令相符的电压而省略。在以下的说明中，以括弧附记出微小变动量这一表达。

在图4(a)中，以虚线的矩形围住的单元a1表示电动机减速控制单元14中的电动机电流控制单元14p。

在这里，电流振幅限制值14i相当于PI控制器14j中的目标指令值。如果进行下述控制系统的设计，则能够确保控制系统的稳定，在该控制系统中，进行处理的主要信号是微小变动量，控制反馈环路内的各信号收敛于零。另外，由于作为目标指令的电流振幅限制值14i并非发生微小变动的信号，因此在这里简单地设为零。此外，该目标指令的设定值对控制系统的设计不造成本质上的影响。

在图4(a)中，以虚线的矩形围住的单元a2表示第三电压指令放大率(微小变动量)14m、和通过V/f控制得到的电压指令振幅10的乘法运算。在图1中，作为向逆变器的连接方式的一个例子，记载了感应电动机，但是在图4中，由于感应电动机是解析中的一个结构要素，因此在图4中，导入感应电动机的电路模型18。关于感应电动机的电路模型18的、以矢量来表述的感应电动机的电路方程式为算式(13)。

【算式13】

$\left[\begin{array}{c}{I^{\′}}_s\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}(R_s+p\·\mathrm{\σ}\·L_s)I+(\mathrm{\ω}\·\mathrm{\σ}\·L_s)J& (p\·\frac{M}{L_r})I+(\mathrm{\ω}\·\frac{M}{L_r})J\\ (-\frac{M\·R_r}{L_r})I& (\frac{R_r}{L_r}+p)I+\left({\mathrm{\ω}}_{se}\right)J\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_s\\ {\mathrm{\Φ}}_r\end{array}\right]---\left(13\right)$

其中，I、J以下式(14)表示。

【数14】

$I=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right],J=\left[\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]---\left(14\right)$

其中，Rs：1次电阻，σ：泄露系数，

Ls：1次电感，M：互感，P：微分运算符

Lr：2次电感，Rr：2次电阻，Vs：1次电压、is：1次电流，

Φr：2次磁通，ω：电气角频率、ωse：转差频率。

通常，由于2次磁通的时间常数非常慢，因此仅着眼于1次侧的电路即可，电路方程式为算式(15)。如果将算式(15)利用dq轴(在对感应电动机、同步电动机等交流电动机进行控制时通常使用的同步旋转坐标的坐标轴)上的各个成分进行记载，则成为算式(16)。

【算式15】

V_s＝{(R_s+p·σ·L_s)I+(ω·σ·L_s)J}·i_s(15)

【算式16】

$\left[\begin{array}{c}{V}_{ds}\\ V_{qs}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_s+p\·\mathrm{\σ}\·L_s& -\mathrm{\ω}\·\mathrm{\σ}\·L_s\\ \mathrm{\ω}\·\mathrm{\σ}\·L_s& R_s+p\·\mathrm{\σ}\·L_s\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{ds}\\ i_{qs}\end{array}\right]---\left(16\right)$

另外，如果将感应电动机的2次磁通作为d轴，则感应电动机的电压的主要成分大多成为与d轴正交的q轴，在建立(establish)有2次磁通的状态下，对电压振幅信号(微小变动量)17进行调整相当于对q轴方向的电压进行调整。与此相伴，电流(微小变动量)15也成为q轴的成分。

因此，如果着眼于算式(16)的q轴电压至q轴电流的关系，来表述传递函数，则在图4(a)中，感应电动机的电路模型18利用算式(17)表示。

【算式17】

$i_{qs}=\frac{1}{\mathrm{\σ}\·L_s}\frac{(s+\frac{R_s}{\mathrm{\σ}\·L_s})}{{(s+\frac{R_s}{\mathrm{\σ}\·L_s})}^2+{\mathrm{\ω}}^2}\·V_{qs}---\left(17\right)$

其中，s是拉普拉斯变量。

在图4(a)中，以虚线的矩形围住的单元a3表示电动机及机械负载的扭矩传递系统，Kt是扭矩常数，Jm是电动机和机械负载的惯性矩，Wrm0是电动机减速控制开始时的电动机旋转速度。机械模型19是积分特性，输入电流(微小变动量)15，输出电动机旋转速度(微小变动量)20。如果忽略电动机损耗，则电动机电力(微小变动量)21相当于电动机机械输出，它是电动机旋转速度(微小变动量)20和电动机旋转速度Wrm0之和、与电动机扭矩的乘积运算值。

在图4(a)中，以虚线的矩形围住的单元a4是直流电路部中的平滑电容器2的模型，表示由电动机电力(微小变动量)21引起的逆变器直流电路部电压的变化。由于平滑电容器2的电压相对于流入平滑电容器2的电流具有相当于积分的特性，因此如果能够计算向所述平滑电容器2流入的电流，则能够计算平滑电容器2的电压。通常，在图1中，向平滑电容器2流入的电流是将电动机5的电流利用逆变器3的开关元件的动作而合成出的电流，但是该合成出的电流包含PWM处理中的三角波的2倍的频率成分，详细的处理是困难的。因此，通过着眼于向平滑电容器2流入的电力，将该电力除以平滑电容器2的电压，从而能够取代所述合成电流进行使用。基于以上的设想，将电动机电力(微小变动量)21除以逆变器直流电路部电压，求出平滑电容器电流(微小变动量)22，根据平滑电容器的积分特性，成为逆变器直流电路部的电压信号11(微小变动量)。在除法运算中使用的逆变器直流电路部电压是电动机急减速控制开始时的平滑电容器的电压Vdc0和逆变器直流电路部的电压信号11(微小变动量)之和。

在图4(a)中，以虚线的矩形围住的单元a5表示电动机减速控制单元14中的励磁控制单元14o。形成下述结构，即，对逆变器直流电路部的电压信号11(微小变动量)进行反馈，相对于规定的指令(14q)的值取得差值，输出第一电压指令放大率14f(微小变动量)。在这里，上述指令14q是针对逆变器直流电路部的电压信号11(微小变动量)的指令，但是由于与图4的单元a1同样地，是不希望发生微小变动的信号，因此该指令14q的值在这里简单地记载为零。

图4(b)表示对图4(a)进行线性近似而得到的结果。在图4(a)中，由于在相当于以虚线的矩形围住的单元a2的部位处，频率指令8被视为恒定值，因此成为电动机急减速控制开始时的频率指令f*和V/f系数之积的增益23。同样地，在图4(a)中，在相当于以虚线的矩形围住的单元a3的部位处，由于设想的是电路系统的时间常数的数量级的频率，因此电动机旋转速度(微小变动量)20变得非常小，能够忽略。因此，成为电动机急减速控制开始时的电动机旋转速度Wrm0和扭矩常数Kt之积的增益24。

另外，在图4(a)中，在相当于以虚线的矩形围住的单元a4的部位处，如果平滑电容器的电容充分大，则电动机急减速控制开始时的平滑电容器的充电电压、即逆变器直流电路部的电压Vdc0，与逆变器直流电路部的电压信号11(微小变动量)相比充分大的情况较多。因此，与该电压信号11(微小变动量)相关的除法运算部实际上不需要，直流电路部的电压模型在图4(b)中成为如右端的模块25所示的单纯的积分器和增益的组合。

此外，在图4(a)中，由于以虚线的矩形围住的单元a1的电动机减速控制单元14中的、向电动机过电流抑制机构反馈的电流振幅信号(微小变动量)14h是微小变动量，因此与电流信号(微小变动量)15大致等价。如果将以上内容汇总，则能够将图4(a)如图4(b)所示进行线性近似。

如以上说明所述，图4(b)是对微小变动量进行处理的模型，并且是图4(a)所示的模型的规定的动作点附近处的线性近似。观察图4(b)可知，由于由增益及积分器之类的线性的模块构成，因此，能够应用通常使用的、基于传统的传递函数的设计理论。例如，能够考虑到，以计算从图4(b)的X点至Y点为止的开路环路传递特性，使此时的增益裕度及相位裕度处于适当的规定范围内的方式，设计PI控制器14j的增益，或者对低通滤波器14e的截止频率实施微调整等。因此，与专利文献3所示的技术相比，本发明所涉及的电动机减速控制单元14的系统整体的前景良好，具有下述优点，即，如果能够掌握电动机的电路常数、负载机械的惯性矩值、平滑电容器电容值等诸量，则容易进行设计及调整。

此外，在图2中采用的是下述结构，即，电压指令振幅放大率A1(Ga1)如果超过阈值电压Vth，则以一阶函数的方式增加。如前述所示，具有进行迅速的电压指令的增加、使电动机损耗增加并抑制直流电路部的过电压的效果，但另外还具有使控制系统的增益设计容易的效果。在表示电动机及机械负载的扭矩传递系统的图4(b)的Y点紧前处，具有对直流电路部电压的传递特性进行模拟的积分器，但在这里，作为系数而插入直流电路部电压Vdc0的倒数。即，根据直流电路部电压的值，从X点至Y点为止，开路环路传递特性变化。如图2所示，通过图4(b)中的14a(电压指令振幅放大率设定函数)，使电压指令振幅放大率A1与直流电路部电压相应地上升，从而能够将所述积分器中的Vdc0的倒数的特性消除。由此，由于即使直流电路部电压变化，图4(b)中的开路环路特性也保持为恒定，因此其结果，具有下述效果，即，能够容易地进行控制系统的增益调整。

另外，成为控制系统的设计基准的电动机旋转速度(图4中记载为Wrm0)如前述所示设为电动机急减速控制开始时的值即可。其原因在于，在电动机急减速开始时，电动机所具有的机械旋转能量较大，向逆变器的再生能量较大，因此在不采取任何对策的情况下，变为过电压及过电流的可能性较高，如果将该运转区域作为目标进行设计，则能够防止直流电路部的过电压及逆变器过电流。因此，也可以将电动机的最高旋转速度规格值作为设计基准进行使用，在该情况下，能够更可靠地防止过电压及过电流。由于本实施方式1是对感应电动机进行V/f控制的电动机控制装置，因此能够代替上述电动机旋转速度而使用频率指令8。关于逆变器直流电路部的电压Vdc0，同样地，也是设为电动机急减速控制开始时的值即可。

另外，从图4(b)还明确可知，在电动机减速控制单元14的控制系统的设计中，不使用作为机械扭矩传递系统的参数的惯性矩值(Jm)。

因此，具有下述优点，即，不需要在专利文献3所示的技术中所需的、与惯性矩值相应的调整作业。

以上，根据本发明，由于在减速控制时对电压指令振幅进行放大、使电动机的损耗增加而进行急减速的情况下，基于逆变器直流电路部的电压，决定电压指令放大的比例，因此具有下述效果，即，对向逆变器直流电路部的再生能量适当地进行抑制，防止过电压。另外，由于以使电动机电流振幅处于限制值以内的方式实施电流控制，且与上述的电压指令放大的处理并行地实施，因此具有下述效果，即，实现顺滑的电流振幅抑制，实现稳定的电动机急减速处理。

另外，由于与专利文献3的技术不同，直流电路部电压所引起的非线性性的影响不介入控制环路内部，因此具有下述效果，即，控制环路的设计及调整变得容易，削减调整的工作量。

实施方式2

在实施方式1中，如图4(b)所示，将电动机急减速控制开始时的电动机旋转速度、直流电路部的电压值应用于设计中，但是也可以设为与电动机的旋转速度相应地适当进行变更的结构。特别地，如图4(b)所示，由于扭矩常数Kt和电动机旋转速度Wrm0之积(24)为直达增益(directgain)，因此在电动机旋转速度降低的情况下，控制对象的增益降低。关于逆变器直流电路部的电压Vdc0，也同样地通过与电动机急减速控制时的值相应地适当进行变更，从而能够防止逆变器3的直流电路部的过电压及逆变器的过电流，并且实现迅速的电动机急减速控制。

另外，感应电动机的电路模型18如算式(17)所示，作为参数而具有电气角频率ω。该电气角频率ω相当于将转差频率ωse、和使电动机旋转速度乘以电动机极对数后的值相加而得到的值。因此，电气角频率ω的值与电动机旋转速度相应地变化，并且，算式(17)所示的感应电动机的电路模型18的频率传递特性与电动机旋转速度相匹配地变化。因此，通过与电动机旋转速度或频率指令相匹配地对控制系统的设定适当地进行变更，从而能够防止逆变器3的直流电路部的过电压及逆变器的过电流，并实现迅速的电动机急减速控制。

实施方式3

在实施方式1中，特别地将电动机设为感应电动机，但是其他种类的电动机也能够应用本发明所涉及的电动机减速控制单元14。在这里，如果考虑永磁铁同步电动机中的、与图4的感应电动机的电路模型18相当的模型，则在永磁铁同步电动机的情况下，2次磁通通过永磁铁而建立，不随时间变化。另外，由于永磁铁同步电动机的1次侧(定子侧)电路模型构造与感应电动机相同，因此以算式(17)为基础利用算式(18)来表示。

【算式18】

$i_{ds}=\frac{1}{L}\frac{(s+\frac{R}{L})}{{(s+\frac{R}{L})}^2+{\mathrm{\ω}}^2}\·V_{ds}---\left(18\right)$

其中，R是电动机的电枢电阻，L是电动机的电枢电感。

因此，思路与在为了感应电动机而建立的电动机减速控制单元14中的各控制系统的设计步骤大致相同，同样能够应用。以上，在根据本发明而在减速控制时对电压指令进行放大、使电动机的损耗增加而进行急减速的情况下，具有下述优点，即，不论电动机的机种如何，都能够适用。

实施方式4

在实施方式1中，由于在电动机减速控制单元14中示出的电动机的急减速控制，而进行了使电动机损耗增加的动作，但是还能够应用下述的使用方法。即，能够利用使电动机损耗急剧增加这一特征，实施电动机的暖机运转。在感应电动机中，在转差频率计算及2次磁通推算等中，使用感应电动机的1次电阻值及2次电阻值等随着电动机温度而变化的参数值。另外，在永磁铁同步电动机等中，1次电阻值是在无传感器控制系统的构建等中所需的参数。

其理由如下。通常关于这些值，设想的是规定室温的电动机稳态动作时，使用该条件下的值。例如，在冬季的电动机起动时等，电动机框体较冷，所述的电阻值变得小于在控制器内部持有的设想出的值，因此产生误差。由此，有时发生感应电动机的扭矩误差及2次磁通推算误差、在永磁铁同步电动机中在无传感器控制系统的推算速度中产生误差等故障。特别地，在进行2次磁通推算的情况下，如果电动机的值小于由控制器掌握的1次电阻值及2次电阻值，则有时控制系统整体的稳定性受损。因此，通过在正式运转之前，预先利用电动机减速控制单元14使电动机损耗增加、进行暖机运转，从而能够消除所述的故障状态。此外，本发明在本发明的范围内，能够对各实施方式自由地进行组合，或者对各实施方式适当地进行变形、省略。

标号的说明

1直流电源，2平滑电容器，3逆变器，4电流检测单元，

5电动机，6电动机控制单元，7频率指令产生单元，

8频率指令，9V/f变换单元，10电压指令振幅(补偿前)，

11逆变器直流电路部的电压信号，12PWM单元，

13通断指令，14电动机减速控制单元，

14a电压指令振幅放大率设定函数，

14b滤波处理前电压指令振幅放大率(减速控制时)A1，

14c滤波处理前电压指令振幅放大率(非减速控制时)A2，

14d选择单元，14e低通滤波器，

14f第一电压指令振幅放大率，14g电流振幅运算单元，

14h电流振幅信号，14i电流振幅限制值，14jPI控制器，

14k第二电压指令振幅放大率，14l加法器，

14m第三电压指令放大率，14n乘法器，

14o励磁控制单元，14p电动机电流控制单元，

14q直流电路部电压信号(微小变动量)指令，

15检测电流信号，16减速处理实施指令，

17电压指令振幅(补偿后)，18感应电动机的电路模型，

19机械模型，20电动机旋转速度(微小变动量)，

21电动机电力(微小变动量)，

22平滑电容器电流(微小变动量)，23增益，24增益，

25直流电路部的电压模型，26减速处理实施指令输出单元。

Claims (7)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，

具有电动机减速控制单元，该电动机减速控制单元输入使用逆变器对电动机进行减速控制的减速处理实施指令、和向所述逆变器指示的电压指令振幅，对所述电动机进行减速控制，

所述电动机减速控制单元具有：

励磁控制单元，其输入所述减速处理实施指令、和所述逆变器的直流电路部的电压信号，计算在用于进行电动机急减速的控制中使用的第一电压指令振幅放大率；

电流控制单元，其输入能够向所述逆变器施加的电流的限制值即逆变器电流振幅限制值、和电动机电流信号，计算在用于进行电动机的过电流抑制的控制中使用的第二电压指令振幅放大率；

加法运算单元，其对所述第一电压指令振幅放大率和所述第二电压指令振幅放大率进行加法运算，输出在电动机急减速控制中使用的第三电压指令振幅放大率；以及

乘法运算单元，其对所述电压指令振幅和所述第三电压指令振幅放大率进行乘法运算并进行输出，

所述电动机减速控制单元按照利用所述乘法运算单元进行乘法运算后得到的电压指令振幅，对所述逆变器进行控制。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述励磁控制单元，

在利用所述减速处理实施指令实施减速控制的情况下，选择成为所述逆变器的直流电路部的电压信号的函数的输出的、减速用的滤波处理前电压指令放大率，

在未实施减速控制的情况下，选择非减速控制时用的滤波处理前电压指令放大率，并且，

对选择后的滤波处理前电压指令振幅放大率进行低通滤波处理，作为所述第一电压指令振幅放大率进行输出。

3.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述电流控制单元具有：

电流振幅计算单元，其计算电动机电流信号的振幅；以及

PI控制单元，其输入所述逆变器电流振幅限制值、和所述电流振幅计算单元所计算得到的电流振幅信号之间的差值，

所述电流控制单元将所述PI控制单元的输出作为所述第二电压指令振幅放大率进行输出。

4.根据权利要求2或3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述励磁控制单元、以及所述电流控制单元的控制系统的设定，是基于电动机减速控制开始时的电动机旋转速度或频率指令而实施的。

5.根据权利要求2或3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述励磁控制单元、以及所述电流控制单元的控制系统的设定，是基于电动机的最高旋转速度规格值而实施的。

6.根据权利要求2或3所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述励磁控制单元、以及所述电流控制单元的控制系统的设定，是基于电动机旋转速度或频率指令，在所述电动机的减速控制中逐次实施的。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

使用电动机减速单元，使电动机损耗增加，实施所述电动机的暖机运转。