WO2023188667A1 - 車両用駆動制御装置及びその方法 - Google Patents

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WO2023188667A1
WO2023188667A1 PCT/JP2022/048660 JP2022048660W WO2023188667A1 WO 2023188667 A1 WO2023188667 A1 WO 2023188667A1 JP 2022048660 W JP2022048660 W JP 2022048660W WO 2023188667 A1 WO2023188667 A1 WO 2023188667A1
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WO
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voltage
command
torque
operation amount
damping
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PCT/JP2022/048660
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English (en)
French (fr)
Inventor
比呂 中山
徹郎 児島
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L9/00—Electric propulsion with power supply external to the vehicle
    • B60L9/16—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors
    • B60L9/18—Electric propulsion with power supply external to the vehicle using ac induction motors fed from dc supply lines
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting

Definitions

  • the present invention relates to a vehicle drive control device and a method thereof.
  • Direct current railway vehicles (hereinafter also referred to as “vehicles”) are generally provided with a filter circuit consisting of a reactor and a capacitor in order to prevent harmonic currents from flowing out from the DC side of the inverter device.
  • a filter circuit consisting of a reactor and a capacitor in order to prevent harmonic currents from flowing out from the DC side of the inverter device.
  • this filter circuit and inverter device creates an unstable resonance system, which causes a vibration phenomenon in which the capacitor voltage oscillates, making motor control unstable. There is.
  • Damping control is a control that suppresses this vibration phenomenon, and is essential for stable operation of DC electric trains. Furthermore, it is important to appropriately damp the oscillations of the capacitor voltage through damping control in order to reduce inductive disturbances caused by return current.
  • Patent Document 1 the fluctuation rate of the capacitor voltage is calculated, and the current command or torque command of the vector control unit is manipulated by a damping operation amount corresponding to the fluctuation ratio, thereby suppressing the fluctuation of the capacitor voltage. shows a method for controlling the inverter current.
  • Patent Document 1 has a problem in that when the torque command is large, the damping against fluctuations in the capacitor voltage becomes strong, and when the torque command is small, the damping becomes weak.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to perform damping control that provides constant damping to vibrations in capacitor voltage, regardless of the voltage of the DC overhead line or the operating point of the motor.
  • An object of the present invention is to provide a drive control device for a vehicle.
  • the present invention which solves the above problems, includes a power conversion circuit that is connected to a DC power source and supplies power from the DC power source to a motor according to a voltage command, and a reactor that is interposed between the DC side of the power conversion circuit and the DC power source. and a filter circuit configured to include a capacitor, a fluctuation detection unit that detects a fluctuation component of the amount of electricity related to the filter circuit, and a torque control unit that generates a voltage command to be applied to the motor in accordance with a torque command or a current command. and a damping control unit that operates a power conversion circuit to suppress a fluctuation component, the damping control unit calculating according to a torque command or a current command and the fluctuation component.
  • the power conversion circuit is operated according to the damping operation amount based on the first operation amount and the second operation amount calculated according to the rotational speed information and the fluctuation component of the electric motor.
  • a vehicle drive control device capable of performing damping control that provides constant damping to vibrations in the capacitor voltage, regardless of the voltage of the DC overhead wire or the operating point of the electric motor.
  • FIG. 1 is a functional block diagram schematically showing a vehicle drive control device (hereinafter referred to as “this device”) 10A according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a detailed control circuit diagram of the damping control unit 11 of FIG. 1.
  • FIG. FIG. 2 is a functional block diagram showing a vehicle drive control device (also referred to as “this device”) 10B according to a second embodiment of the present invention.
  • 4 is a detailed control circuit diagram of the damping control section 111 of FIG. 3.
  • FIG. FIG. 3 is a functional block diagram schematically showing a vehicle drive control device (also referred to as “this device”) 10C according to a third embodiment of the present invention.
  • 6 is a detailed control circuit diagram of the damping control section 211 of FIG. 5.
  • FIG. FIG. 5 is a functional block diagram schematically showing a vehicle drive control device (hereinafter referred to as “this device”) 10A according to a first embodiment of the present invention.
  • 2 is a detailed control circuit diagram of
  • FIG. 4 is a schematic circuit diagram of a fluctuation detection section 330 according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic circuit diagram of a fluctuation detection section 430 according to Example 5 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing only the portions of a vehicle drive control device (also referred to as “this device”) 10F according to a sixth embodiment of the present invention that are different from the first embodiment.
  • FIG. 1 is a functional block diagram schematically showing the present device 10A according to the first embodiment.
  • This device 10A supplies electric power taken in from the DC overhead wire 1 to the induction motor 5.
  • the present device 10A mainly includes an inverter 4, a filter circuit including a reactor 2 and a capacitor 3, a damping control section 11, a vector control section 20, and a fluctuation detection section 30.
  • the present device 10 In addition to the present device 10A of the first embodiment, the features of the present devices 10B to 10F of the second to sixth embodiments will be described later, but unless it is necessary to distinguish them, they will be collectively referred to as the present device 10.
  • the reactor 2 is connected in series between the DC overhead wire 1 and the DC side of the inverter 4, and the capacitor 3 is connected in parallel to the DC side of the inverter 4, so that the harmonic current generated on the DC side of the inverter 4 is connected to the DC overhead wire 1. Prevent the harmful effects of leakage.
  • the inverter 4 is combined with the induction motor 5, but a synchronous motor may be used after appropriately changing the configuration of the vector control section.
  • the torque control may be performed using a combination of a DC motor and a chopper circuit.
  • the present invention is useful even when a linear motor is used by replacing torque and rotational speed in the following description with thrust and speed.
  • the inverter 4 is a circuit that converts DC voltage into a three-phase AC voltage of any frequency and any amplitude, and performs power operation to supply power from the DC side to the induction motor 5 on the AC side, and from the induction motor 5 on the AC side. Both regenerative operation and supply of power to the DC side are possible.
  • the fluctuation detection section 30 mainly includes a bandpass filter (BPF) 31 that extracts a fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf. Phase lead compensation may be added to the characteristics of the bandpass filter 31 in consideration of the operation delay of the vector control unit 20.
  • BPF bandpass filter
  • band-pass filter instead of the band-pass filter, another filter such as a high-pass filter may be used, or when there is a known disturbance at a specific frequency, the characteristic may be such that the component of that frequency is selectively blocked.
  • the damping control unit 11 generates a damping operation amount ⁇ D * for suppressing vibrations in the voltage E cf of the capacitor 3 .
  • the adder 12 calculates the damping output from the damping control unit in response to the torque command ⁇ 0 * that the device 10 receives from the upper control system (not shown) in order to generate the driving force necessary to accelerate or decelerate the vehicle.
  • the operation amount ⁇ D * is added to calculate the torque command ⁇ 1 * given to the vector control unit 20.
  • the vector control unit 20 operates the inverter 4 so that the torque ⁇ output by the induction motor 5 matches the torque command ⁇ 1 * .
  • this vector control unit 20 performs control calculations in a rotating coordinate system consisting of a d-axis oriented in a direction matching the rotor linkage flux of the induction motor 5 and a q-axis perpendicular to the d-axis. I do.
  • the vector control unit 20 receives the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d from the upper control system (not shown), the torque command ⁇ * 1 , and the three-phase currents I U , I V , I W flowing through the induction motor 5. , rotational speed ⁇ r of the induction motor 5, and outputs three-phase voltage commands V * U , V * V , and V * W obtained by processing these inputs, thereby operating the inverter 4.
  • the vector control section 20 in FIG. 1 may be considered to include a torque control section (not shown).
  • This torque control unit controls voltage commands V * U , V * V , V * W to be applied to the electric motor 5 according to torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or current commands I * 1d , I ** 1q . generate.
  • the torque control unit controls voltage commands V * U , so that the output torque ⁇ of the electric motor 5 or the current flowing through the electric motor 5 matches the torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or the current commands I * 1d , I ** 1q .
  • Any vector control system that generates V * V and V * W may be used.
  • the vector control unit 20 includes a current command calculation unit 21, a current control unit 22, a slip frequency calculation unit 23, a PWM waveform generation unit 25, a phase calculation unit 24, and a coordinate conversion unit 26.
  • the vector control unit 20 of the first embodiment will be described with reference to the case where the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 is input thereto, but the invention is not limited thereto.
  • the vector control unit 20 estimates the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 based on various information inside the vector control unit 20 such as the three-phase current flowing through the induction motor 5 and the terminal voltage of the induction motor 5. Control may also be performed using the determined value.
  • the current command calculation unit 21 calculates d-axis current commands I * 1d and q from the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d and torque command ⁇ * 1 received from the upper control system (not shown) according to the following equations (1) and (2). Generate shaft current command I * 1q .
  • s is the Laplace operator
  • L 2 is the rotor self-inductance of the induction motor 5
  • R 2 is the rotor resistance of the induction motor
  • M is the mutual inductance of the induction motor
  • N p is the number of pole pairs of the induction motor 5.
  • the current control unit 22 operates according to the following equations (4) and (5) so that the d-axis current I 1d and the q-axis current I 1q match the d-axis current command I * 1d and the q-axis current command I * 1q , respectively.
  • a d-axis voltage command V d * and a q-axis voltage command V q * are generated.
  • L 1 is the stator self-inductance of the induction motor 5
  • R 1 is the stator resistance of the induction motor 5
  • ⁇ inv is the angular velocity of the three-phase AC voltage output from the inverter 4
  • ⁇ acr is the response angle of the current control unit 22.
  • Frequency is a leakage coefficient determined from the circuit constant of the induction motor 56 by the following equation (3).
  • the slip frequency calculation unit 23 calculates the rotational angular velocity of the rotor interlinkage flux of the induction motor 5 and the angular velocity ⁇ inv of the three-phase AC voltage.
  • the slip frequency which is the difference, is estimated and output to the phase calculation section 24.
  • the slip frequency calculation unit 23 calculates the estimated slip frequency ⁇ * s from the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d , the q-axis current command I * 1q , and the circuit constant of the induction motor 5 according to the following equation (6).
  • the phase calculation unit 24 calculates the phase angle ⁇ of the three-phase AC voltage output from the inverter 4.
  • the phase calculation unit 24 calculates the phase angle ⁇ of the three-phase AC voltage from the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 and the slip frequency estimated value ⁇ * s according to the following equation (7).
  • the PWM waveform generation unit 25 generates three-phase switching signals V*U, according to the phase angle ⁇ of the three - phase AC voltage output from the inverter 4, and the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * . Outputs V * V and V * W and operates the inverter 4.
  • a coordinate transformation unit 26 converts the three-phase currents I U , I V , and I W flowing through the induction motor 5 into d-axis current I 1d and q-axis current I 1q in the rotating coordinate system using the following equation (8). Convert to Such an operation of the vector control unit 20 is a method widely known as indirect vector control.
  • FIG. 2 is a detailed control circuit diagram of the damping control section 11 of FIG. 1.
  • the damping control unit 11 mainly includes a low-pass filter (LPF) 50 that extracts the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf , an adder 51, and a first manipulated variable calculation unit. ) 60, and a second manipulated variable calculating section 70.
  • the first manipulated variable calculation unit 60 includes a divider 61 and a multiplier 62.
  • the first manipulated variable calculation unit 60 calculates a value obtained by multiplying the torque command ⁇ * 0 by the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf and dividing the product by the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf. This value is the first manipulated variable ⁇ * D1 .
  • the second manipulated variable calculation unit 70 multiplies the direct current component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf , the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf , and the proportionality constant 71, and calculates the rotation speed ⁇ r of the induction motor 5 Calculate the value divided by . This value is the second manipulated variable ⁇ * D2 .
  • the proportionality constant 71 multiplied by the second manipulated variable calculating section 70 may be a constant value, or may be a variable value that takes into account the operation delay of the inverter 4 and the vector control section 20.
  • the second manipulated variable calculation section 70 may switch the value of the proportionality constant 71 depending on whether the inverter 4 is performing power operation or regeneration operation. Further, the damping control unit 11 disables at least one of the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 , or uses them while both are enabled. Also good.
  • this device 10A can use that voltage as the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf.
  • a specific example of such a case is a case where the device 10A receives DC power from a power converter that performs voltage constant control instead of the DC overhead wire 1.
  • the resonant frequency of the filter circuit consisting of the reactor 2 and capacitor 3 that is subject to damping control is usually 10 Hz to 20 Hz, and therefore the period is about 50 to 100 ms.
  • the speed of the vehicle does not change suddenly during a period of time approximately equal to the resonance period of the filter circuit. Furthermore, the torque command ⁇ * 0 received from the higher-level control system also does not change rapidly during a similar amount of time. Therefore, in the following, for convenience of explanation, the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 and the torque command ⁇ * 0 can be treated as constant.
  • the ratio of the fluctuation component i inv of I inv to the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf is calculated as shown in the following equation (11 ) .
  • the DC component of the current that the inverter 4 draws from the DC side is (with an overline) I inv .
  • control may be implemented such that i inv /e cf is positive, and the damping coefficient ⁇ may be set to a positive value. That is, the torque command ⁇ * 1 is operated according to the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf , the mechanical output ⁇ r ⁇ /N p of the induction motor 5 is varied, and the power P inv drawn by the inverter 4 from the DC side is changed. It is sufficient to perform damping control to vary the amount.
  • the component p invD that fluctuates due to damping control out of the power P inv that the inverter 4 draws from the DC side is calculated as shown in the following equation (16). It is. Using this, the ratio of the fluctuation component i inv of I inv to the fluctuation component e cf of E cf is calculated as shown in the following equation (17).
  • the first term of the above equation (23) is proportional to the torque command ⁇ * 0 and the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf.
  • the second term of the above equation (23) is inversely proportional to the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5. These are the grounds for calculating the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 to be calculated by the damping control unit 11.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 is determined by the first manipulated variable calculation unit 60, which multiplies the torque command ⁇ * 0 by the fluctuation component ecf of the capacitor voltage Ecf , and calculates the DC component (with an overline) E of the capacitor voltage Ecf. This is the value divided by cf.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 is determined according to the torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or current commands I * 1d , I ** 1q , and the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf. Calculated.
  • the second manipulated variable ⁇ * D2 is determined by the second manipulated variable calculation unit 70 based on the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf , the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf , and the proportionality constant 71. It is the value obtained by multiplying by the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5.
  • the second manipulated variable ⁇ * D2 is calculated according to the information on the rotational speed ⁇ r of the electric motor 5 and the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf.
  • this device 10A The purpose of this device 10A is to obtain a constant damping characteristic against vibrations of the capacitor voltage E cf. Therefore, the present device 10A adds both the first operation amount and the second operation amount to the torque command ⁇ * 0 . As a result, the present device 10A determines which of the fluctuation factors such as the voltage of the DC overhead wire 1, the torque command ⁇ * 0 to the induction motor 5, and the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 regarding the damping characteristics of the damping control. It is no longer affected by.
  • the present device 10A can obtain constant damping characteristics that do not depend on the operating points of each of the conventional fluctuation factors, and can realize stable control. This is theoretically derived from the above equation (23).
  • the vibration of the capacitor voltage E cf does not depend on the operating point such as the voltage of the DC overhead wire 1, the torque output from the induction motor 5, or the rotational speed ⁇ r .
  • a constant damping characteristic can be obtained.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the present device 10B according to the second embodiment, and only shows differences from the present device 10 in FIG. 1. Therefore, the same reference numerals are used for the parts common to those of the first embodiment in FIGS. 1 and 2, and the description thereof will be omitted.
  • the device 10A of the first embodiment receives the torque command ⁇ * 0 and the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d from the upper control system (not shown), whereas the device 10B of the second embodiment receives the torque command ⁇ * 0 and the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d from the upper control system (not shown). (not shown) receives a d-axis current command I * 1d and a q-axis current command I * 1q .
  • the damping control unit 11, adder 12, current command calculation unit 21, current control unit 22, and slip frequency calculation unit 23 in the first embodiment are replaced by a damping control unit 111, an adder 112, and a magnetic flux command calculation unit, respectively.
  • the magnetic flux command calculation unit 121 calculates the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d from the d-axis current command I * 1d and the circuit constant of the induction motor 5 according to the following equation (24).
  • the damping control unit 111 generates a damping operation amount I * qd for suppressing vibrations in the voltage Ecf of the capacitor 3.
  • the adder 112 calculates the output of the damping control unit in response to the q-axis current command I * 1q that the device 10A receives from the host control system (not shown) in order to generate the driving force necessary to accelerate or decelerate the vehicle.
  • the damping operation amount I * qD is added to calculate the q-axis current command I ** 1q to be given to the vector control unit 20.
  • the current control unit 122 uses the following equations (25) and (26) so that the d-axis current I 1d and the q-axis current I 1q match the d-axis current command I * 1d and the q-axis current command I ** 1q , respectively.
  • a d-axis voltage command V d * and a q-axis voltage command V q * are generated according to the command.
  • the slip frequency calculation unit 123 calculates the rotational angular velocity of the rotor interlinkage flux of the induction motor 5 and the angular velocity ⁇ inv of the three-phase AC voltage. Estimate the slip frequency which is the difference.
  • the slip frequency calculation unit 123 generates the estimated slip frequency ⁇ * s from the d-axis magnetic flux command ⁇ * 2d , the q-axis current command I ** 1q , and the circuit constant of the induction motor 5 according to the following equation (27).
  • FIG. 4 is a detailed control circuit diagram of the damping control section 111 of FIG. 3.
  • the damping control unit 111 mainly includes a low-pass filter (LPF) 150 that extracts the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf , an adder 151, a first manipulated variable calculation unit 160, and a second manipulated variable calculation unit. 170. It includes a divider 161 and a multiplier 162.
  • LPF low-pass filter
  • the first manipulated variable calculation unit 160 calculates a value obtained by multiplying the q-axis current command I * 1q by the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf and dividing it by the DC component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf. . This value is the first manipulated variable I * qD1 .
  • the second manipulated variable calculation unit 170 multiplies the direct current component (overlined) E cf of the capacitor voltage E cf and the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf by a proportionality constant 171, and divides it by the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5. Then, the value divided by the stator-converted d-axis magnetic flux command value M/L 2 ⁇ * 2d is calculated. This value is the second manipulated variable I * qD2 .
  • the second manipulated variable calculation unit 170 performs division by the q-axis voltage command V q * instead of dividing by the rotational speed ⁇ r of the induction motor 5 and the d-axis magnetic flux command value M/L 2 ⁇ * 2d converted to the stator.
  • the second manipulated variable may be calculated.
  • the damping control unit 111 calculates the damping operation amount I*qD by adding the first operation amount I * qD1 and the second operation amount I * qD2 using the adder 151.
  • FIG. 5 is a functional block diagram schematically showing a vehicle drive control device (the present device) 10C according to the third embodiment of the present invention, and only shows differences from the present device in FIG. Therefore, the same reference numerals are used for the parts common to those of the first embodiment in FIGS. 1 and 2, and the description thereof will be omitted.
  • the damping operation amount is added to the torque command ⁇ 0 * and given to the vector control unit 20, whereas in the third embodiment, the damping operation amount is added to the q-axis voltage command V q * .
  • the present device 10A in the first embodiment of FIG. It has a waveform generator (PWM waveform generator) 25.
  • the present device 10C in the third embodiment of FIG. It has a calculation section 224 and a PWM waveform generation section 225.
  • the damping control unit 211 generates a damping operation amount V qD * for suppressing vibrations in the voltage E cf of the capacitor 3 .
  • the adder 212 adds the damping operation amount V qD * to the q-axis voltage command V q * output from the current control unit 222, calculates the q-axis voltage command V q ** , and outputs the PWM waveform generation unit 225. give to
  • the current control unit 122 uses the above equations (25) and (26) so that the d-axis current I 1d and the q-axis current I 1q match the d-axis current command I * 1d and the q-axis current command I ** 1q , respectively. Accordingly, a d-axis voltage command V d * and a q-axis voltage command V q * are generated.
  • the current control section 222, slip frequency calculation section 223, and phase calculation section 224 in FIG. 5 are the same as the current control section 22, slip frequency calculation section 23, and phase calculation section 24 in FIG. 1, respectively.
  • PWM waveform generation section 225 is similar to PWM waveform generation section 25 except that it uses q-axis voltage command V q ** instead of q-axis voltage command V q *.
  • FIG. 6 is a detailed control circuit diagram of the damping control section 211 of FIG. 5.
  • the damping control section 211 mainly includes a q-axis current manipulated variable calculation section 250 and a multiplier 251.
  • the q-axis current manipulated variable calculating section 250 generates the q-axis current manipulated variable I * qD using the same configuration as the damping control section 111.
  • the multiplier 251 substitutes the circuit constant of the induction motor 5 into the following formula (28) for the q-axis current manipulated variable I * qD , multiplies it by the primary conversion resistance R ⁇ , and calculates the damping manipulated variable V qD **. do.
  • the damping operation amount V qD * in the damping control unit 211 may be calculated by simple multiplication using the multiplier 251 as in the third embodiment, or by adding the time differential of the q-axis current operation amount I * qD . It is also possible to improve the transient response.
  • the damping control unit 211 calculates the damping operation amount V qD * , but takes into account the electromagnetic interference between the d-axis and q-axis quantities inside the induction motor 5, and calculates the d-axis voltage command V d * .
  • the damping operation amount to be added to may be outputted and given to the PWM waveform generation section 225.
  • the damping operation amount to be added to the estimated slip frequency ⁇ * s may be output and given to the phase calculation unit 224, or the three-phase AC voltage
  • the damping operation amount to be added to the phase angle ⁇ may be outputted and given to the PWM waveform generation unit 225.
  • the damping control unit 211 controls the d-axis current I 1d and the q-axis current I 1q so as not to interfere with the operation of the current control unit 222.
  • the amount of compensation to be added to the amount of compensation may be calculated and given to the current control section 222.
  • Example 3 Even if the damping operation amount is added to the q-axis voltage command V q * as in Example 3, the amount of change in the q-axis current I 1q due to the damping operation amount V qD * is equal to the q-axis current operation amount I * If qD matches, the same effect as in Example 1 can be obtained using the same principle as in Example 2.
  • the third embodiment is particularly useful because it performs damping control without depending on the response angular frequency ⁇ acr of the current control unit 222.
  • FIG. 7 is a schematic circuit diagram of a fluctuation detection section 330 according to a fourth embodiment of the present invention, and only shows differences from the fluctuation detection section 30 of the present device 10A in FIG. 1. Therefore, the same reference numerals are used for the parts common to those of the first embodiment in FIGS. 1 and 2, and the description thereof will be omitted.
  • the variation component e cf of the capacitor voltage E cf is extracted from the electrical quantity of the filter circuit
  • the variation component i s of the reactor current I s is extracted from the electrical quantity of the filter circuit. .
  • the variation detection section 30 in the first embodiment is replaced with a variation detection section 330.
  • the fluctuation detection section 330 is mainly composed of a bandpass filter (BPF) 331 that extracts the fluctuation component i s of the reactor current I s .
  • BPF bandpass filter
  • the characteristics of the band-pass filter 331 may be the same as those of the band-pass filter 31, or the band-pass filter 331 may convert the amplitude and phase of the fluctuation component i s of the reactor current to a value corresponding to the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf. It can also be used as a characteristic.
  • FIG. 8 is a schematic circuit diagram of a fluctuation detecting section 430 according to a fifth embodiment of the present invention, and only shows differences from the fluctuation detecting section 30 of the present device 10A in FIG. 1. Therefore, the same reference numerals are used for the parts common to the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2, and the description thereof will be omitted.
  • the variation component e cf of the capacitor voltage E cf is extracted from the electrical quantity of the filter circuit
  • the variation component v L of the reactor voltage V L is extracted from the electrical quantity of the filter circuit. .
  • the variation detection section 30 in the first embodiment is replaced with a variation detection section 430.
  • the fluctuation detection section 430 mainly includes a bandpass filter (BPF) 431 that extracts the fluctuation component v L of the reactor voltage V L .
  • BPF bandpass filter
  • the characteristics of the band-pass filter 431 may be the same as those of the band-pass filter 31, or the band-pass filter 431 may convert the amplitude and phase of the fluctuation component v L of the reactor voltage to a value corresponding to the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf. It can also be used as a characteristic.
  • FIG. 9 is a diagram showing only the parts of the drive control device (this device) 10F according to the sixth embodiment that are different from the present device 10A of the first embodiment shown in FIG. Descriptions of parts common to Example 1 will be omitted.
  • the device 10A of the first embodiment calculated the damping operation amount ⁇ * D by adding the first operation amount ⁇ * D1 and the second operation amount ⁇ * D2 using the adder 51.
  • the present device 10F of the sixth embodiment calculates the damping operation amount ⁇ * D by referring to a pre-calculated table according to the first operation amount ⁇ * D1 and the second operation amount ⁇ * D2 . get.
  • the adder 51 in the first embodiment shown in FIG. 1 is replaced with a table reference section 551.
  • the table reference unit 551 refers to the table data 552 according to the respective values of the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 .
  • the device 10F calculates the damping operation amount ⁇ * D to be output based on this reference value.
  • the table data 552 has a characteristic of simply adding the first manipulated variable ⁇ * D1 and a second manipulated variable, and a characteristic that limits the value of the damping manipulated variable so that it does not exceed a predetermined upper limit or lower limit. Either is fine.
  • a plurality of types of table data 552 may be prepared and switched depending on the section in which the vehicle travels. Alternatively, when a plurality of vehicles are connected and operated, a plurality of types of table data 552 may be switched depending on the number and type of vehicles to be connected.
  • the table reference unit 551 may perform simple linear interpolation processing on the table data 552, may perform interpolation processing such as higher-order polynomial interpolation, or may not perform any interpolation processing at all.
  • This device 10 is a vehicle drive control device 10 that drives an electric motor 5 by controlling a power conversion circuit 4 connected to a DC power source 1 with a vector control section 20.
  • the device 10 includes a filter circuit, fluctuation detection sections 30, 330, and 430, a torque control section (not shown), a power conversion circuit 4, and damping control sections 11, 111, and 211.
  • the filter circuit is interposed between the DC power supply 1 and the DC side of the power conversion circuit 4.
  • This filter circuit includes a reactor 2 and a capacitor 3, and prevents harmonics from flowing out.
  • the fluctuation detection units 30, 330, and 430 detect a fluctuation component e cf of the quantity of electricity of the filter circuit.
  • the main function of the vector control section 20 in FIG. 1 is a torque control section (not shown).
  • the torque control unit generates voltage commands V * U , V * V , V * W to be applied to the electric motor 5 according to torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or current commands I * 1d , I ** 1q . do.
  • the power conversion circuit 4 converts the power of the DC power supply 1 into three-phase AC power according to the voltage commands V * U , V * V , and V * W , forms a desired rotating magnetic field, and supplies it to the electric motor 5.
  • the damping control units 11, 111, and 211 set the damping operation amount ⁇ *D as the sum of the first operation amount ⁇ * D1 and the second operation amount ⁇ * D2 , as shown in the above equation (23). By operating the power conversion circuit 4 accordingly, the fluctuation component e cf is suppressed.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 fluctuates with the torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or the current commands I * 1d , I ** 1q , as shown by ⁇ * D1 before the addition process 51 in FIG. Calculate according to the component e cf.
  • the second manipulated variable ⁇ * D2 is calculated according to the rotational speed information of the electric motor 5 and the fluctuation component e cf , as shown by ⁇ * D2 before the addition process 51 in FIG.
  • the first term of the above equation (23) is proportional to the torque command ⁇ * 0 and the fluctuation component e cf of the capacitor voltage E cf
  • the second term of the above equation (23) is proportional to the rotation speed ⁇ r of the induction motor 5. be inversely proportional.
  • the device 10 adds both the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 to the torque command ⁇ * 0 , thereby suppressing vibrations in the capacitor voltage E cf. Damping control that provides constant damping can be achieved.
  • the constant damping provided by this damping control does not depend on the operating point such as the voltage of the DC overhead wire 1, the torque command ⁇ * 0 of the induction motor 5, or the rotational speed ⁇ r .
  • the present device 10 can realize stable damping control without being affected by changes in the driving state of the vehicle or the voltage environment.
  • the damping operation amount ⁇ * D may be a numerical value generated by at least one of the following.
  • the first one is a reference value obtained from table data 552 calculated in advance according to the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 , as shown in FIG.
  • the second is the addition value of the first manipulated variable ⁇ * D1 and the second manipulated variable ⁇ * D2 , as explained theoretically based on the above equation (23).
  • the present device 10 as described above can easily realize ideal damping control by executing a program stored in the memory of a computer.
  • the computer may be a one-chip microcomputer or a personal computer, and may also be used for other purposes. Further, it is preferable that the table data 552 stored in the memory is updatable.
  • the amount of electricity may be at least one of the following three types.
  • the first is the basic form shown in FIGS. 1 and 2, and its electrical quantity is the voltage E cf of the capacitor 3.
  • the second quantity of electricity is the current flowing through the reactor 2 as shown in FIG.
  • the third quantity of electricity is the voltage across the reactor 2, as shown in FIG.
  • the fluctuation detection units 30, 330, and 430 detect the vibration phenomenon of the capacitor voltage E cf from the current of the reactor 2, the voltage across the reactor 2, or the voltage E cf of the capacitor 3, which is the cause of the oscillation phenomenon. Since it is detected based on distance, more accurate damping control can be easily achieved.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 acts in the direction of suppressing the fluctuation component e cf in at least one of the following two ways.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 is made proportional to the torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or the current commands I * 1d , I ** 1q and the fluctuation component ecf .
  • the vector control unit 20 is able to perform damping control in a direction that counters and suppresses the magnitude of the cause of variation.
  • the first manipulated variable ⁇ * D1 is made inversely proportional to the DC component (overlined) E cf of the voltage E cf of the capacitor 3.
  • the present device 10 can perform damping control in a direction that suppresses the vibration phenomenon itself of the capacitor voltage E cf.
  • the second manipulated variable ⁇ * D2 may be at least one of the following three types.
  • the first is to make the fluctuation component e cf inversely proportional to the rotational speed information of the electric motor 5, including sensorless information.
  • the second one is inversely proportional to the voltage commands V * U , V * V , V * W , and proportional to the fluctuation component ecf .
  • the vector control unit 20 controls the fluctuations as the rotational speed is low, the voltage commands V * U , V * V , and V * W are small, and the causes of vibrations and fluctuations in the capacitor voltage Ecf are large. Since the influence of is significant, it is possible to perform damping control in a direction that counteracts and suppresses the magnitude.
  • the second manipulated variable calculation unit 70 may always set the proportionality constant 71 used for calculating the second manipulated variable ⁇ * D2 to a constant value, or 20 operation delays may be taken into account and switching may be performed according to such control delays.
  • the present device 10 as described above enables quick damping control with little control delay in response to vibrations in the capacitor voltage E cf.
  • the electric motor 5 may be an AC motor 5
  • the power conversion circuit 4 may be an inverter 4 that converts the voltage of the DC power supply 1 into a three-phase AC voltage.
  • the torque control unit controls the voltage command V* so that the output torque ⁇ of the electric motor 5 or the current flowing through the electric motor 5 matches the torque commands ⁇ 0 * , ⁇ 1 * or the current commands I * 1d , I ** 1q .
  • Any vector control system that generates U , V * V , and V * W may be used.
  • This device 10 has good compatibility with conventional resources and conventional technology, compatibility, and maintainability, so it is highly practical and easy to maintain high performance.

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Abstract

直流電源に接続され電圧指令に応じて直流電源の電力を電動機に供給する電力変換回路と、その直流側と直流電源との間に介在し、リアクトル及びコンデンサを有して構成されたフィルタ回路と、それに係る電気量の変動成分を検出する変動検出部と、トルク指令又は電流指令に応じて電動機に印加する電圧指令を生成するトルク制御部と、変動成分を抑制するように電力変換回路を操作するダンピング制御部と、を備えた車両用駆動制御装置であって、ダンピング制御部は、トルク指令又は電流指令と変動成分に応じて算出する第１の操作量と、電動機の回転速度情報と変動成分に応じて算出する第２の操作量と、に基づくダンピング操作量に応じて電力変換回路を操作する。これにより、コンデンサ電圧の振動に対し直流架線の電圧や電動機の動作点によらず、一定の減衰でダンピング制御させる車両用駆動制御装置を提供する。

Description

車両用駆動制御装置及びその方法
　本発明は、車両用駆動制御装置及びその方法に関する。
　電動機の出力トルクを制御する技術は産業界で広く利用されている。電気鉄道においても、直流架線を電源とするインバータ装置で電動機のトルク制御を行う構成が広く用いられている。
　直流用鉄道車両（以下、「車両」ともいう）では一般に、インバータ装置の直流側から高調波電流が流出する弊害を防止するため、リアクトル及びコンデンサからなるフィルタ回路が設けられている。しかしながら、このフィルタ回路とインバータ装置との組み合わせにより、不安定な共振系が構成されることが原因となり、コンデンサ電圧が振動する振動現象のため、電動機の制御が不安定となることが知られている。
　この振動現象を抑制する制御がダンピング制御であり、直流電車の安定動作に不可欠な制御である。また、ダンピング制御によってコンデンサ電圧の振動を適切に減衰させることは、帰線電流による誘導障害の低減に重要である。
　特許文献１では、コンデンサ電圧の変動割合を算出し、その変動割合に応じたダンピング操作量によりベクトル制御部の電流指令、あるいはトルク指令を操作し、コンデンサ電圧の変動に対し、その変動を抑える方向にインバータの電流を制御する手法が示されている。
国際公開第２００８／０２６２４９号公報
　しかしながら、特許文献１のダンピング制御は、トルク指令が大きいときに、コンデンサ電圧の変動に対する減衰が強くなり、トルク指令が小さいときに、減衰が弱くなってしまうという問題があった。本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、コンデンサ電圧の振動に対して直流架線の電圧や電動機の動作点によらず、一定の減衰を与えるダンピング制御が可能な車両用駆動制御装置を提供することにある。
　上記課題を解決する本発明は、直流電源に接続され電圧指令に応じて直流電源の電力を電動機に供給する電力変換回路と、電力変換回路の直流側と直流電源との間に介在し、リアクトル及びコンデンサを有して構成されたフィルタ回路と、フィルタ回路に係る電気量の変動成分を検出する変動検出部と、トルク指令又は電流指令に応じて電動機に印加する電圧指令を生成するトルク制御部と、変動成分を抑制するように電力変換回路を操作するダンピング制御部と、を備えた車両用駆動制御装置であって、ダンピング制御部は、トルク指令又は電流指令と変動成分に応じて算出する第１の操作量と、電動機の回転速度情報と変動成分に応じて算出する第２の操作量と、に基づくダンピング操作量に応じて電力変換回路を操作する。
　本発明によれば、コンデンサ電圧の振動に対して直流架線の電圧や電動機の動作点によらず、一定の減衰を与えるダンピング制御が可能な車両用駆動制御装置を提供できる。
本発明の実施例１に係る車両用駆動制御装置（以下、「本装置」という）１０Ａの概略を示す機能ブロック図である。 図１のダンピング制御部（Damping control unit）１１の詳細な制御回路図である。 本発明の実施例２に係る車両用駆動制御装置（これも「本装置」という）１０Ｂを示す機能ブロック図である。 図３のダンピング制御部１１１の詳細な制御回路図である。 本発明の実施例３に係る車両用駆動制御装置（これも「本装置」という）１０Ｃの概略を示す機能ブロック図である。 図５のダンピング制御部２１１の詳細な制御回路図である。 本発明の実施例４に係る変動検出部３３０の概略回路図である。 本発明の実施例５に係る変動検出部４３０の概略回路図である。 本発明の実施例６に係る車両用駆動制御装置（これも「本装置」という）１０Ｆのうち、実施例１と相違する部分のみを示した図である。
　図１は、実施例１に係る本装置１０Ａの概略を示す機能ブロック図である。本装置１０Ａは、直流架線１から取り込んだ電力を誘導電動機５に供給する。本装置１０Ａは主に、インバータ（Inverter）４、リアクトル２とコンデンサ３からなるフィルタ回路、ダンピング制御部１１、ベクトル制御部２０、変動検出部３０から構成される。
　なお、実施例１の本装置１０Ａのほかに、実施例２～６の本装置１０Ｂ～１０Ｆそれぞれの特徴を後述するが、区別の必要が無い場合、まとめて本装置１０という。リアクトル２は、直流架線１とインバータ４の直流側の間に直列に接続され、コンデンサ３はインバータ４の直流側に並列に接続され、インバータ４の直流側に生じる高調波電流が直流架線１に流出する弊害を防止する。
　実施例１の本装置１０Ａでは、誘導電動機５にインバータ４を組み合わせた場合を説明するが、ベクトル制御部の構成を適切に変更した上で同期電動機を使用しても良い。また、直流電動機にチョッパ回路を組み合わせたトルク制御で実施しても良い。さらに、以下の説明におけるトルクと回転速度を推力と速度に置き換えれば、リニアモータを使用する場合でも本発明は有用である。
　インバータ４は直流電圧を任意の周波数と任意の振幅の三相交流電圧に変換する回路であり、直流側から交流側の誘導電動機５へ電力を供給する力行動作と、交流側の誘導電動機５から直流側へ電力を供給する回生動作の両方が可能である。
　変動検出部３０は、主にコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１により構成される。バンドパスフィルタ３１の特性には、ベクトル制御部２０の動作遅延を考慮して位相進み補償を加えても良い。
　また、バンドパスフィルタでなくハイパスフィルタ等別のフィルタを用いても良いし、特定の周波数で既知の外乱があるときにはその周波数の成分を選択的に阻止する特性としても良い。
　ダンピング制御部１１は、コンデンサ３の電圧Ｅcfの振動を抑制するためのダンピング操作量τD *を生成する。加算器１２は、車両を加減速させるのに必要な駆動力を発生させるために本装置１０が上位制御系（図示せず）から受け取るトルク指令τ0 *に対し、ダンピング制御部の出力するダンピング操作量τD *を加算し、ベクトル制御部２０に与えるトルク指令τ1 *を算出する。
　ベクトル制御部２０は、誘導電動機５の出力するトルクτがトルク指令τ1 *に一致するようにインバータ４を操作する。このベクトル制御部２０は、ベクトル制御として周知のように、誘導電動機５の回転子鎖交磁束に一致した向きのｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸と、からなる回転座標系で制御演算を行う。
　ベクトル制御部２０には、上位制御系（図示せず）から受け取るｄ軸磁束指令φ* 2dと、トルク指令τ* 1と、誘導電動機５に流れる三相電流ＩU，ＩV，ＩWと、誘導電動機５の回転速度ωrと、を入力し、これらを演算処理した三相の電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを出力することによって、インバータ４を操作する。図１のベクトル制御部２０には、不図示のトルク制御部が備わっていると考えても良い。
　このトルク制御部は、トルク指令τ0 *，τ1 *、又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qに応じて、電動機５に印加する電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを生成する。トルク制御部は、電動機５の出力トルクτ又は電動機５に流れる電流が、トルク指令τ0 *，τ1 *又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qに一致するように電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを生成するベクトル制御系であれば良い。
　ベクトル制御部２０は、電流指令演算部（Current command calculation unit）２１、電流制御部２２、滑り周波数演算部２３、ＰＷＭ波形生成部２５、位相演算部２４、及び座標変換部２６により構成される。
　実施例１のベクトル制御部２０は、これに誘導電動機５の回転速度ωrが入力される場合を説明するが、これに限定されない。ベクトル制御部２０は、誘導電動機５に流れる三相電流を始め、誘導電動機５の端子電圧等のような、ベクトル制御部２０内部の諸情報に基づいて、誘導電動機５の回転速度ωrを推定した値を用いて制御しても良い。
　以下、ベクトル制御部２０の構成を説明する。電流指令演算部２１は、上位制御系（図示せず）から受け取るｄ軸磁束指令φ* 2d、トルク指令τ* 1から下式（１），（２）に従ってｄ軸電流指令Ｉ* 1d及びｑ軸電流指令Ｉ* 1qを生成する。ただし、ｓをラプラス演算子、Ｌ2を誘導電動機５の回転子自己インダクタンス、Ｒ2を誘導電動機５の回転子抵抗、Ｍを誘導電動機５の相互インダクタンス、Ｎpを誘導電動機５の極対数とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　電流制御部２２は、ｄ軸電流Ｉ1dとｑ軸電流Ｉ1qがそれぞれｄ軸電流指令Ｉ* 1dとｑ軸電流指令Ｉ* 1qに一致するように、下式（４），（５）に従ってｄ軸電圧指令Ｖd *とｑ軸電圧指令Ｖq *を生成する。
　ただし、Ｌ1を誘導電動機５の固定子自己インダクタンス、Ｒ1を誘導電動機５の固定子抵抗、ωinvをインバータ４の出力する三相交流電圧の角速度、ωacrを電流制御部２２の応答角周波数とする。また、σは誘導電動機５６の回路定数から下式（３）により求まる漏れ係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　滑り周波数演算部２３は、ｄ軸の向きを誘導電動機５の回転子鎖交磁束の向きに一致させるため、誘導電動機５の回転子鎖交磁束の回転角速度と三相交流電圧の角速度ωinvの差である滑り周波数を推定し、位相演算部２４へ出力する。滑り周波数演算部２３は、ｄ軸磁束指令φ* 2dとｑ軸電流指令Ｉ* 1q及び誘導電動機５の回路定数から下式（６）に従って滑り周波数推定値ω* sを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　位相演算部２４は、インバータ４の出力する三相交流電圧の位相角θを算出する。位相演算部２４は、誘導電動機５の回転速度ωrと滑り周波数推定値ω* sから下式（７）に従って三相交流電圧の位相角θを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ＰＷＭ波形生成部２５は、インバータ４の出力する三相交流電圧の位相角θと、ｄ軸電圧指令Ｖd *及びｑ軸電圧指令Ｖq *に応じて、三相のスイッチング信号Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを出力し、インバータ４を操作する。座標変換部（Coordinate transformation unit）２６は、誘導電動機５に流れる三相電流ＩU，ＩV，ＩWを下式（８）により、回転座標系におけるｄ軸電流Ｉ1d及びｑ軸電流Ｉ1qに変換する。このようなベクトル制御部２０の動作は、間接形ベクトル制御として広く知られた手法である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図２は、図１のダンピング制御部１１の詳細な制御回路図である。ダンピング制御部１１は主に、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付：overline）Ｅcfを抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０、加算器５１、第１の操作量演算部（First manipulated variable calculation unit）６０、及び第２の操作量演算部７０により構成される。第１の操作量演算部６０は、除算器６１及び乗算器６２を備える。
　第１の操作量演算部６０は、トルク指令τ* 0にコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを乗じ、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfで除した値を算出する。この値が第１の操作量τ* D1である。第２の操作量演算部７０は、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfと、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、比例定数７１とを乗じ、誘導電動機５の回転速度ωrで除した値を算出する。この値が第２の操作量τ* D2である。
　第１の操作量τ* D1と第２の操作量τ* D2を加算器５１で加算することにより、ダンピング操作量τ* Dが算出される。第２の操作量演算部７０で乗じる比例定数７１は、常に一定の値としても良いし、インバータ４やベクトル制御部２０の動作遅延を考慮した可変値としても良い。
　また、第２の操作量演算部７０は、インバータ４が力行動作しているか、回生動作しているか、によって比例定数７１の値を切り替えても良い。また、ダンピング制御部１１は、第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、の少なくとも何れかを無効化した状態か、あるいは、両方ともに有効状態でそれらを用いても良い。
　本装置１０Ａは、直流電圧が既知である場合、その電圧をコンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfとして使用できる。具体的なその場合とは、本装置１０Ａが、直流架線１に代えて、電圧一定制御を行う電力変換装置から、直流電力を受け取っている場合等が例示される。
　実施例１の効果の説明に先立って、コンデンサ電圧Ｅcfの振動現象が発生する原理と、実施例１の構成による振動抑制の理論的根拠を示す。ダンピング制御の対象となるリアクトル２とコンデンサ３からなるフィルタ回路の共振周波数は、通常１０Ｈｚ～２０Ｈｚであり、したがってその周期は５０～１００ｍｓ程度である。
　このような、フィルタ回路の共振周期程度の時間では、車両の速度が急激に変化することもない。また、同程度の時間では、上位制御系から受け取るトルク指令τ* 0も、急激に変化することもない。したがって、以下では、説明の便宜上、誘導電動機５の回転速度ωrと、トルク指令τ* 0と、を一定として扱うことができる。
　ここで、全くダンピング制御せずにトルク指令τ* 0とトルク指令τ* 1が等しく、さらに誘導電動機５の出力トルクτがベクトル制御によりトルク指令τ* 1に一致している場合、誘導電動機５の極対数をＮｐとすると、誘導電動機５の機械出力ωrτ/Ｎpもまた一定である。本装置１０Ａや誘導電動機５の内部での損失を無視すると、インバータ４が直流側から引き込む電力Ｐinvは、誘導電動機５の機械出力ωrτ/Ｎpに等しく、したがってこれも一定であり、下式（９）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　インバータ４が直流側から引き込む電流をＩinvとすると、下式（１０）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　上式（９），（１０）に基づいて、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfに対する、Ｉinvの変動成分ｉinvの割合を求めると、下式（１１）の通りである。ただし、インバータ４が直流側から引き込む電流の直流成分を（上線付）Ｉinvとした。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、直流架線１の電圧の変動成分ｅsから、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfまでの閉ループ伝達関数を求めると、下式（１２）のように２次系の伝達関数となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　これをフィルタ回路の共振角周波数ωnと減衰係数ζを使って書き換えると下式（１３）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　上式（１２），（１３）の分母のうちｓの１次の係数を比較して、以下を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　２次系の振動現象は、減衰係数ζが正のとき減衰し、０のとき持続し、負のとき拡大することが一般に知られている。したがって、誘導電動機５が力行動作して（上線付）Ｉinvが正となるとき減衰係数ζが負となり、コンデンサ電圧Ｅcfの振動が時間とともに拡大して制御不安定に至る。
　この現象を防止するには、ｉinv/ｅcfが正となるような制御を実現し、減衰係数ζを正の値とすれば良い。すなわち、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfに応じてトルク指令τ* 1を操作し、誘導電動機５の機械出力ωrτ/Ｎpを変動させ、インバータ４が直流側から引き込む電力Ｐinvを変動させるダンピング制御を行えば良い。
　以上を踏まえて、コンデンサ電圧Ｅcfの振動の減衰係数ζを所望の正の値ζ*に一致させるには、どのようなダンピング制御が必要であるかを導出し、実施例１による振動抑制の理論的根拠を示す。
　ダンピング制御による誘導電動機５の出力トルクτの変動量をτDとし、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと比例関係にあるとする。この比例定数をＫDとすると、下式（１５）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　本装置１０や誘導電動機５の内部での損失を無視した上で、インバータ４が直流側から引き込む電力Ｐinvのうち、ダンピング制御によって変動する成分ｐinvDを求めると、下式（１６）の通りである。これを用いてＥcfの変動成分ｅcfに対するＩinvの変動成分ｉinvの割合を求めると、下式（１７）の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　上式（１７）を用いて、直流架線１の電圧の変動成分ｅsから、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfまでの、閉ループ伝達関数を求めると、下式（１８）のような２次系の伝達関数となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　この２次系の減衰係数ζが所望の正の値ζ*に一致しているとき、下式（１９）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　比例定数ＫDについて整理すると、下式（２０）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　本装置１０や誘導電動機５の内部での損失を無視すると、インバータ４が直流側から引き込む電力Ｐinvの直流成分と、誘導電動機５の機械出力ωrτ/Ｎpと、の直流成分は一致する。すなわち、下式（２１）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　上式（２１）を用いて比例定数ＫDを求めると、下式（２２）の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　上式（１５），（２２）を用いてダンピング制御による誘導電動機５の出力トルクτの変動量τDを求めると、下式（２３）の通りである。下式（２３）の変動量τD通りに誘導電動機５の出力トルクτを変動させることによって、本装置１０Ａの目的を達成できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　上式（２３）第１項は、トルク指令τ* 0と、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、に比例する。上式（２３）第２項は、誘導電動機５の回転速度ωrに反比例する。これらは、ダンピング制御部１１で算出されるべき第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、を算出する根拠である。
　第１の操作量τ* D1は、第１の操作量演算部６０が、トルク指令τ* 0にコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを乗じ、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfで除した値である。換言すると、第１の操作量τ* D1は、トルク指令τ0 *，τ1 *、又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qと、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、に応じて算出される。
　第２の操作量τ* D2は、第２の操作量演算部７０が、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfと、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、比例定数７１とを乗じ、誘導電動機５の回転速度ωrで除した値である。換言すると、第２の操作量τ* D2は、電動機５の回転速度ωrの情報と、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、に応じて算出される。
　本装置１０Ａの目的は、コンデンサ電圧Ｅcfの振動に対し、一定の減衰特性を得ることである。そのため、本装置１０Ａは、第１の操作量と、第２の操作量と、の両方をトルク指令τ* 0に加算する。その結果、本装置１０Ａは、ダンピング制御の減衰特性について、直流架線１の電圧と、誘導電動機５へのトルク指令τ* 0と、誘導電動機５の回転速度ωrと、いった変動要因のどれからも影響を受けなくなった。
　つまり、本装置１０Ａは、従来の変動要因それぞれの動作点に依存しない一定の減衰特性が得られ、安定制御を実現できる。このことは、上式（２３）から理論的に導出された。このように、実施例１の本装置１０Ａによれば、直流架線１の電圧や誘導電動機５の出力するトルクや回転速度ωrといった動作点に依存せず、コンデンサ電圧Ｅcfの振動に対して一定の減衰特性を得られる。これにより、本装置１０Ａを適用した電気鉄道において、帰線電流による誘導障害を低減できるので、フィルタ回路に用いるリアクトル２やコンデンサ３の小型軽量化が図れる。
　さらにこれにより、本装置１０Ａを車両床下に艤装する際に、車両内及び車両間の重量バランスによる搭載位置の制約が緩和され、車両全体の設計自由度が向上する。
　図３は、実施例２に係る本装置１０Ｂを示す機能ブロック図であり、図１の本装置１０に対する相違点のみを示す。したがって、図１及び図２の実施例１との共通部には同一符号を用いて説明を省略する。実施例１の本装置１０Ａは、上位制御系（図示せず）からトルク指令τ* 0とｄ軸磁束指令Φ* 2dを受け取るのに対し、実施例２の本装置１０Ｂは、上位制御系（図示せず）からｄ軸電流指令Ｉ* 1dとｑ軸電流指令Ｉ* 1qを受け取る。
　実施例１におけるダンピング制御部１１、加算器１２、電流指令演算部２１、電流制御部２２、滑り周波数演算部２３をそれぞれダンピング制御部１１１、加算器１１２、磁束指令演算部（Magnetic flux command calculation unit）１２１、電流制御部（Current control unit）１２２、滑り周波数演算部（Slip frequency calculation unit）１２３に置き換える。磁束指令演算部１２１は、ｄ軸電流指令Ｉ* 1dと誘導電動機５の回路定数から、下式（２４）に従ってｄ軸磁束指令Φ* 2dを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　ダンピング制御部１１１は、コンデンサ３の電圧Ｅcfの振動を抑制するためのダンピング操作量Ｉ* qdを生成する。加算器１１２は、車両を加減速させるのに必要な駆動力を発生させるために本装置１０Ａが上位制御系（図示せず）から受け取るｑ軸電流指令Ｉ* 1qに対し、ダンピング制御部の出力するダンピング操作量Ｉ* qDを加算し、ベクトル制御部２０に与えるｑ軸電流指令Ｉ** 1qを算出する。
　電流制御部１２２は、ｄ軸電流Ｉ1dとｑ軸電流Ｉ1qがそれぞれｄ軸電流指令Ｉ* 1dとｑ軸電流指令Ｉ** 1qに一致するように、下式（２５），（２６）に従ってｄ軸電圧指令Ｖd *とｑ軸電圧指令Ｖq *を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　滑り周波数演算部１２３は、ｄ軸の向きを誘導電動機５の回転子鎖交磁束の向きに一致させるため、誘導電動機５の回転子鎖交磁束の回転角速度と三相交流電圧の角速度ωinvの差である滑り周波数を推定する。滑り周波数演算部１２３は、ｄ軸磁束指令Φ* 2dとｑ軸電流指令Ｉ** 1q及び誘導電動機５の回路定数から下式（２７）に従って滑り周波数推定値ω* sを生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　図４は、図３のダンピング制御部１１１の詳細な制御回路図である。ダンピング制御部１１１は主に、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfを抽出するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５０、加算器１５１、第１の操作量演算部１６０、第２の操作量演算部１７０により構成される。除算器１６１と乗算器１６２とを備える。
　第１の操作量演算部１６０は、ｑ軸電流指令Ｉ* 1qにコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを乗じ、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfで除した値を算出する。この値が第１の操作量Ｉ* qD1である。第２の操作量演算部１７０は、コンデンサ電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfとコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと比例定数１７１を乗じ、誘導電動機５の回転速度ωrで除し、さらに固定子換算したｄ軸磁束指令値Ｍ/Ｌ2Φ* 2dで除した値を算出する。この値が第２の操作量Ｉ* qD2である。
　第２の操作量演算部１７０は、誘導電動機５の回転速度ωrと固定子換算したｄ軸磁束指令値Ｍ/Ｌ2Φ* 2dによる除算に代わり、ｑ軸電圧指令Ｖq *による除算を行って、第２の操作量を演算しても良い。ダンピング制御部１１１は、第１の操作量Ｉ* qD1と第２の操作量Ｉ* qD2を加算器１５１で加算することで、ダンピング操作量Ｉ* qDが算出される。
　駆動制御装置において、誘導電動機５のベクトル制御が成立しているとき、ｑ軸電流Ｉ1qと誘導電動機５の出力トルクτは、比例関係にあることが一般に知られている。したがって、実施例２において、ｑ軸電流指令Ｉ* 1qに対し、ダンピング操作量を加算した場合も、実施例１と同様の効果が得られる。
　図５は、本発明の実施例３に係る車両用駆動制御装置（本装置）１０Ｃの概略を示す機能ブロック図であり、図１の本装置に対する相違点のみを示す。したがって、図１及び図２の実施例１との共通部には同一符号を用いて説明を省略する。実施例１でダンピング操作量がトルク指令τ0 *に加算されてベクトル制御部２０に与えられるのに対し、実施例３ではダンピング操作量がｑ軸電圧指令Ｖq *に加算される。
　図１の実施例１における本装置１０Ａは、ダンピング制御部１１、加算器１２、電流指令演算部２１、電流制御部２２、滑り周波数演算部２３、位相演算部（Phase calculation unit）２４、及びＰＷＭ波形生成部（ＰＷＭ waveform generator）２５を有する。これらに対応してそれぞれ置き換えたように、図５の実施例３における本装置１０Ｃは、ダンピング制御部２１１、加算器２１２、電流指令演算部２２１、電流制御部２２２、滑り周波数演算部２２３、位相演算部２２４、及びＰＷＭ波形生成部２２５を有する。
　ダンピング制御部２１１は、コンデンサ３の電圧Ｅcfの振動を抑制するためのダンピング操作量ＶqD *を生成する。加算器２１２は、電流制御部２２２の出力するｑ軸電圧指令Ｖq *に対し、ダンピング操作量ＶqD *を加算し、ｑ軸電圧指令Ｖq **を算出して、ＰＷＭ波形生成部２２５に与える。
　電流制御部１２２は、ｄ軸電流Ｉ1dとｑ軸電流Ｉ1qがそれぞれｄ軸電流指令Ｉ* 1dとｑ軸電流指令Ｉ** 1qに一致するように、上式（２５），（２６）により、ｄ軸電圧指令Ｖd *とｑ軸電圧指令Ｖq *を生成する。図５の電流制御部２２２、滑り周波数演算部２２３、及び位相演算部２２４については、それぞれ図１の電流制御部２２、滑り周波数演算部２３、位相演算部２４と同様のものである。ＰＷＭ波形生成部２２５は、ｑ軸電圧指令Ｖq *に代えてｑ軸電圧指令Ｖq **を使用すること以外について、ＰＷＭ波形生成部２５と同様のものである。
　図６は、図５のダンピング制御部２１１の詳細な制御回路図である。ダンピング制御部２１１は、主にｑ軸電流操作量演算部２５０、及び乗算器２５１により構成される。ｑ軸電流操作量演算部２５０は、ダンピング制御部１１１と同様の構成によりｑ軸電流操作量Ｉ* qDを生成する。乗算器２５１は、ｑ軸電流操作量Ｉ* qDに対し、誘導電動機５の回路定数を下式（２８）に代入し、一次換算抵抗Ｒσを乗算し、ダンピング操作量ＶqD **を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　ダンピング制御部２１１でのダンピング操作量ＶqD *の演算は、実施例３のように乗算器２５１による単純な乗算としても良いし、ｑ軸電流操作量Ｉ* qDの時間微分を加算する等して過渡応答性を向上させても良い。
　実施例３ではダンピング制御部２１１はダンピング操作量ＶqD *を算出するが、誘導電動機５内部でのｄ軸とｑ軸の諸量の電磁気的な干渉を考慮し、ｄ軸電圧指令Ｖd *に加算するダンピング操作量を出力し、ＰＷＭ波形生成部２２５に与えても良い。
　また、ダンピング制御による誘導電動機５の滑り周波数への影響を考慮し、滑り周波数推定値ω* sに加算するダンピング操作量を出力し位相演算部２２４に与えても良いし、あるいは三相交流電圧の位相角θに加算するダンピング操作量を出力しＰＷＭ波形生成部２２５に与えても良い。さらに、ダンピング制御によるｄ軸電流Ｉ1dとｑ軸電流Ｉ1qへの影響を考慮し、電流制御部２２２の動作に干渉しないよう、ダンピング制御部２１１でｄ軸電流Ｉ1dとｑ軸電流Ｉ1qに加算する補償量を算出し、電流制御部２２２に与えても良い。
　実施例３のようにｑ軸電圧指令Ｖq *に対してダンピング操作量を加算しても、ダンピング操作量ＶqD *に起因するｑ軸電流Ｉ1qの変化量がｑ軸電流操作量Ｉ* qDに一致すれば、実施例２と同様の原理により、実施例１と同様の効果を得られる。
　実施例１及び実施例２は、電流制御部２２及び電流制御部１２２の応答角周波数ωacrがフィルタ回路の共振角周波数ωnより十分高くないとき、誘導電動機５の出力トルクτの応答遅れが無視できず、制御安定性の確保が難しい場合がある。このような場合、実施例３は電流制御部２２２の応答角周波数ωacrに依存せずダンピング制御を行うため、特に有用である。
　図７は、本発明の実施例４に係る変動検出部３３０の概略回路図であり、図１の本装置１０Ａの変動検出部３０に対する相違点のみを示す。したがって、図１及び図２の実施例１との共通部には同一符号を用いて説明を省略する。実施例１でフィルタ回路の電気量のうちコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを抽出するのに対し、実施例４ではフィルタ回路の電気量のうちリアクトル電流Ｉsの変動成分ｉsを抽出する。
　実施例１における変動検出部３０を変動検出部３３０に置き換える。変動検出部３３０は主に、リアクトル電流Ｉsの変動成分ｉsを抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３３１により構成される。バンドパスフィルタ３３１の特性は、バンドパスフィルタ３１と同様としても良いし、リアクトル電流の変動成分ｉsの振幅や位相をコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfに相当する値となるように変換する特性としても良い。
　図８は、本発明の実施例５に係る変動検出部４３０の概略回路図であり、図１の本装置１０Ａの変動検出部３０に対する相違点のみを示す。したがって、図１及び図２に示した実施例１との共通部には同一符号を用いて説明を省略する。実施例１でフィルタ回路の電気量のうちコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfを抽出するのに対し、実施例５ではフィルタ回路の電気量のうちリアクトル電圧ＶLの変動成分ｖLを抽出する。
　実施例１における変動検出部３０を変動検出部４３０に置き換える。変動検出部４３０は主に、リアクトル電圧ＶLの変動成分ｖLを抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４３１により構成される。バンドパスフィルタ４３１の特性は、バンドパスフィルタ３１と同様としても良いし、リアクトル電圧の変動成分ｖLの振幅や位相をコンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfに相当する値となるように変換する特性としても良い。
　図９は、実施例６に係る駆動制御装置（本装置）１０Ｆのうち、図１に示した実施例１の本装置１０Ａと相違する部分のみを示した図である。実施例１と共通する部分については、説明を省略する。実施例１の本装置１０Ａは、第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、を加算器５１で加算することにより、ダンピング操作量τ* Dを算出した。これに対し、実施例６の本装置１０Ｆは、予め計算したテーブルを第１の操作量τ* D1と第２の操作量τ* D2に応じて参照することにより、ダンピング操作量τ* Dを取得する。
　実施例６の本装置１０Ｆは、図１に示した実施例１における加算器５１を、テーブル参照部（Table reference）５５１に置き換える。テーブル参照部５５１は、第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、それぞれの値に応じて、テーブルデータ５５２を参照する。本装置１０Ｆは、この参照値に基づいて、出力すべきダンピング操作量τ* Dを算出する。テーブルデータ５５２は、第１の操作量τ* D1と第２の操作量を単純に加算する特性と、ダンピング操作量の値が所定の上限値や下限値を超過しないよう制限する特性と、の何れでも良い。
　また、テーブルデータ５５２は、複数種類を用意し、車両の走行する区間に応じて切り替えても良い。あるいは、複数の車両を連結して運用する場合には、連結する車両の両数や種類に応じて、複数種類のテーブルデータ５５２を切り替えても良い。テーブル参照部５５１は、テーブルデータ５５２に対し、単純な線形補間処理を行っても良いし、より高次の多項式補間等の補間処理を行っても、全く補間処理を行わなくても良い。
　本装置１０は、以下のように総括できる。
［１］本装置１０は、直流電源１に接続された電力変換回路４を、ベクトル制御部２０で制御することにより、電動機５を駆動する車両用駆動制御装置１０である。本装置１０は、フィルタ回路と、変動検出部３０，３３０，４３０と、トルク制御部（不図示）と、電力変換回路４と、ダンピング制御部１１，１１１，２１１と、を備える。
　フィルタ回路は、直流電源１と、電力変換回路４の直流側と、の間に介在する。このフィルタ回路は、リアクトル２及びコンデンサ３を有して構成され、高調波の流出を阻止する。変動検出部３０，３３０，４３０は、フィルタ回路の電気量の変動成分ｅcfを検出する。図１のベクトル制御部２０の主要な機能として、不図示のトルク制御部が備わっている。トルク制御部は、トルク指令τ0 *，τ1 *、又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qに応じて、電動機５に印加する電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを生成する。
　電力変換回路４は、電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wに応じて、直流電源１の電力を三相交流に変換し、所望の回転磁界を形成して電動機５に供給する。ダンピング制御部１１，１１１，２１１は、上式（２３）に示すように、第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、の和のダンピング操作量τ* Dに応じて、電力変換回路４を操作することにより、変動成分ｅcfを抑制する。
　第１の操作量τ* D1は、図２の加算処理５１の手前にτ* D1で示すように、トルク指令τ0 *，τ1 *又は、電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qと変動成分ｅcfに応じて算出する。第２の操作量τ* D2は、図２の加算処理５１の手前にτ* D2で示すように、電動機５の回転速度情報と変動成分ｅcfに応じて算出する。
　上式（２３）第１項は、トルク指令τ* 0と、コンデンサ電圧Ｅcfの変動成分ｅcfと、に比例し、上式（２３）第２項は誘導電動機５の回転速度ωrに反比例する。これらは、ダンピング制御部１１で算出されるべき第１の操作量τ* D1、及び第２の操作量τ* D2である。
　つまり、本装置１０は、第１の操作量τ* D1と、第２の操作量τ* D2と、の両方をトルク指令τ* 0に加算することにより、コンデンサ電圧Ｅcfの振動に対して一定の減衰を与えるダンピング制御を実現できる。このダンピング制御により与える一定の減衰は、直流架線１の電圧や誘導電動機５のトルク指令τ* 0や回転速度ωrといった動作点に依存しない。その結果、本装置１０は、車両の運転状態や電圧環境の変化に左右されず、安定的なダンピング制御を実現できる。
［２］上記［１］において、ダンピング操作量τ* Dは、つぎの少なくとも何れかにより生成した数値を用いると良い。１つ目は、図９に示すように、予め計算したテーブルデータ５５２から、第１の操作量τ* D1及び第２の操作量τ* D2に応じて取得した参照値である。２つ目は、上式（２３）に基づいて理論説明するように、第１の操作量τ* D1及び第２の操作量τ* D2の加算値である。
　このような本装置１０は、コンピュータのメモリに記憶されたプログラムを実行することにより、理想的なダンピング制御を容易に実現できる。なお、コンピュータはワンチップマイコン又はパーソナルコンピュータで良く、他用途のものを兼用しても構わない。また、メモリに記憶されテーブルデータ５５２は、更新可能であることが好ましい。
［３］上記［１］において、電気量は、下記３通りのうち、少なくとも何れかであれば良い。１つ目は、図１及び図２に示す基本形であり、その電気量は、コンデンサ３の電圧Ｅcfである。２つ目の電気量は、図７に示すような、リアクトル２を流れる電流である。３つ目の電気量は、図８に示すような、リアクトル２の両端電圧である。このような本装置１０において、コンデンサ電圧Ｅcfの振動現象を、その原因であるリアクトル２の電流や、その両端電圧、又はコンデンサ３の電圧Ｅcfから変動検出部３０，３３０，４３０が最短配線距離で検出するので、より的確なダンピング制御を容易に実現できる。
［４］上記［１］において、第１の操作量τ* D1は、下記２通りのうち、少なくとも何れかであれば、変動成分ｅcfを抑える方向に作用する。１つ目は、第１の操作量τ* D1を、トルク指令τ0 *，τ1 *又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qと変動成分ｅcfに比例させる。その結果、ベクトル制御部２０は、変動原因の大きさに対抗してそれを抑制する方向にダンピング制御が可能となる。２つ目は、図２の除算処理６１に示すように、第１の操作量τ* D1を、コンデンサ３の電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfに反比例させる。その結果、本装置１０は、コンデンサ電圧Ｅcfの振動現象そのものを抑制する方向にダンピング制御することが可能となる。
［５］上記［１］において、図２の乗算処理７２に示すように、第２の操作量τ* D2は、下記３通りのうち、少なくとも何れかであれば良い。１つ目は、センサレスも含む、電動機５の回転速度情報に反比例して変動成分ｅcfに比例させる。２つ目は、電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wに反比例し、変動成分ｅcfに比例させる。３つ目は、コンデンサ３の電圧Ｅcfの直流成分（上線付）Ｅcfに比例させる。このような本装置１０において、ベクトル制御部２０は、回転速度が低く、電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wが小さく、コンデンサ電圧Ｅcfの振動や変動原因が大きい程に、変動の影響が大きく表われるので、その大きさに対抗して、それを抑制する方向にダンピング制御が可能となる。
［６］上記［１］において、第２の操作量演算部７０は、第２の操作量τ* D2の算出に用いる比例定数７１を常に一定の値としても良いし、インバータ４やベクトル制御部２０の動作遅延を考慮し、そのような制御遅延に応じて切り替えても良い。このような本装置１０は、コンデンサ電圧Ｅcfの振動に対して、制御遅延の少ない機敏なダンピング制御が可能となる。
［７］上記［１］～［６］において、電動機５は交流電動機５であり、電力変換回路４は、直流電源１の電圧を三相交流電圧に変換するインバータ４であれば良い。さらに、トルク制御部は、電動機５の出力トルクτ又は電動機５に流れる電流が、トルク指令τ0 *，τ1 *又は電流指令Ｉ* 1d，Ｉ** 1qに一致するように電圧指令Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* Wを生成するベクトル制御系であれば良い。このような本装置１０は、在来資源や在来技術との適合性、互換性及びメンテナンス性が良好なため、実用性が高く高性能を維持し易い。
１：直流架線（直流電源）、２：リアクトル、３：コンデンサ、４：インバータ（Inverter）、５：誘導電動機５、１０：車両用駆動制御装置（本装置）、１１，１１１，２１１：ダンピング制御部（Damping control unit）、１２，１１２，２１２：加算器、２０：ベクトル制御部、２１，２２１：電流指令演算部（Current command calculation unit）、１２１：磁束指令演算部（Magnetic flux command calculation unit）、２２，１２２，２２２：電流制御部（Current control unit）、２３，１２３，２２３：滑り周波数演算部（Slip frequency calculation unit）、２４，２２４：位相演算部（Phase calculation unit）、２５，２２５：ＰＷＭ波形生成部（ＰＷＭ waveform generator）、２６：座標変換部（Coordinate transformation unit）、３０，３３０，４３０：変動検出部、３１，３３１，４３１：バンドパスフィルタ、５０，１５０：ローパスフィルタ、２５０：ｑ軸電流操作量演算部、５１，１５１：加算器（加算処理）、２５１：乗算器、６０，１６０，５６０：第１の操作量演算部（First manipulated variable calculation unit）、６１，１６１：除算器、６２，１６２：乗算器、７０，１７０，５７０：第２の操作量演算部（Second manipulated variable calculation unit）、７１，１７１：比例定数、７２，７３，１７２，１７３：乗算器、５５１：テーブル参照部（Table reference）、５５２：テーブルデータ（Table data）、Ｅcf：コンデンサ電圧、（上線付）Ｅcf：（コンデンサ電圧Ｅcfの）直流成分、ｅcf：（コンデンサ電圧Ｅcfの）変動成分、ｅs：（直流架線１の電圧の）変動成分、Ｉ* 1d：ｄ軸電流指令、Ｉ* 1q：ｑ軸電流指令、ＩU，ＩV，ＩW：相電流、ＫD：（コンデンサ電圧Ｅcfとその変動成分ｅcfとの）比例定数、Ｌ1，Ｌ2：回転子自己インダクタンス、Ｍ：相互インダクタンス、Ｍ/Ｌ2Φ* 2d：ｄ軸磁束指令値、Ｎp：極対数、Ｐinv：（インバータ４が直流側から引き込む）電力、Ｒ1Ｒ2：回転子抵抗、ｓ：ラプラス演算子、τ：出力トルク、τ0 *，τ1 *：トルク指令、τD *：ダンピング操作量、τ* D1：第１の操作量、τ* D2：第２の操作量、Ｖ* U，Ｖ* V，Ｖ* W：電圧指令、Φ* 2d：ｄ軸磁束指令、ζ：減衰係数、σ：漏れ係数、ωacr：（電流制御部２２の）応答角周波数、ωinv：（インバータ４の出力する）角速度、ωn：（フィルタ回路の）共振角周波数、ωr：回転速度、ωrτ/Ｎp：機械出力、ω* s：滑り周波数推定値
 

Claims (14)

  1. 　直流電源に接続され電圧指令に応じて前記直流電源の電力を電動機に供給する電力変換回路と、
    　該電力変換回路の直流側と前記直流電源との間に介在し、リアクトル及びコンデンサを有して構成されたフィルタ回路と、
    　該フィルタ回路に係る電気量の変動成分を検出する変動検出部と、
    　トルク指令又は電流指令に応じて前記電動機に印加する前記電圧指令を生成するトルク制御部と、
    　前記変動成分を抑制するように前記電力変換回路を操作するダンピング制御部と、
    　を備えた車両用駆動制御装置であって、
    　前記ダンピング制御部は、
    　前記トルク指令又は前記電流指令と前記変動成分に応じて算出する第１の操作量と、
    　前記電動機の回転速度情報と前記変動成分に応じて算出する第２の操作量と、
    　に基づくダンピング操作量に応じて前記電力変換回路を操作する、
    　車両用駆動制御装置。
  2. 　前記ダンピング操作量は、
    　予め計算したテーブルデータから、前記第１の操作量及び前記第２の操作量に応じて取得した参照値と、
    　前記第１の操作量及び前記第２の操作量の加算値と、
    　の少なくとも何れかである、
    　請求項１に記載の車両用駆動制御装置。
  3. 　前記電気量は、前記コンデンサの電圧と、前記リアクトルを流れる電流と、前記リアクトルの両端電圧と、の少なくとも何れかである、
    　請求項１または２に記載の車両用駆動制御装置。
  4. 　前記第１の操作量は、前記トルク指令又は前記電流指令と前記変動成分に比例するか又は、前記コンデンサの電圧の直流成分に反比例する、
    　請求項１～３の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
  5. 　前記第２の操作量は、
    　前記電動機の回転速度情報に反比例して前記変動成分に比例する場合と、
    　前記電圧指令に反比例して前記変動成分に比例する場合と、
    　前記コンデンサの電圧の直流成分に比例する場合と、
    　の少なくとも何れかである、
    　請求項１～４の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
  6. 　前記第２の操作量の算出に用いる比例定数は、前記トルク制御部の制御遅延に応じて切り替える、
    　請求項１～５の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
  7. 　前記電動機は交流電動機であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の電圧を三相交流電圧に変換するインバータであり、前記トルク制御部は前記電動機の出力トルク又は前記電動機に流れる電流が前記トルク指令又は前記電流指令に一致するように前記電圧指令を生成するベクトル制御系である、
    　請求項１～６の何れか１項に記載の車両用駆動制御装置。
  8. 　リアクトル及びコンデンサを有して構成されたフィルタ回路を用い、
    　直流電源に連係する電力変換回路の直流側と前記直流電源との間に前記フィルタ回路が介在して高調波の流出を阻止し、
    　前記電力変換回路が、電圧指令に応じて前記直流電源の電力を電動機に供給し、
    　変動検出部が、前記フィルタ回路に係る電気量の変動成分を検出し、
    　トルク制御部が、トルク指令又は電流指令に応じて前記電動機に印加する前記電圧指令を生成し、
    　ダンピング制御部が、前記変動成分を抑制するように前記電力変換回路を操作し、
    　前記電動機を駆動する車両用駆動制御方法であって、
    　前記ダンピング制御部は、
    　前記トルク指令又は前記電流指令と前記変動成分に応じて算出する第１の操作量と、
    　前記電動機の回転速度情報と前記変動成分に応じて算出する第２の操作量と、
    　に基づくダンピング操作量に応じて前記電力変換回路を操作する、
    　車両用駆動制御方法。
  9. 　前記ダンピング制御部は、
    　前記ダンピング操作量について、
    　予め計算したテーブルデータから、前記第１の操作量及び前記第２の操作量に応じて取得した参照値と、
    　前記第１の操作量及び前記第２の操作量の加算値と、
    　の少なくとも何れかを用いて、
    　前記電力変換回路を制御する、
    　請求項８に記載の車両用駆動制御方法。
  10. 　前記電気量は、前記コンデンサの電圧と、前記リアクトルを流れる電流と、前記リアクトルの両端電圧と、の少なくとも何れかである、
    　請求項８または９に記載の車両用駆動制御方法。
  11. 　前記第１の操作量は、前記トルク指令又は前記電流指令と前記変動成分に比例するか又は、前記コンデンサの電圧の直流成分に反比例する、
    　請求項８～１０の何れか１項に記載の車両用駆動制御方法。
  12. 　前記第２の操作量は、
    　前記電動機の回転速度情報に反比例して前記変動成分に比例する場合と、
    　前記電圧指令に反比例し、前記変動成分に比例する場合と、
    　前記コンデンサの電圧の直流成分に比例する場合と、
    　の少なくとも何れかである、
    　請求項８～１１の何れか１項に記載の車両用駆動制御方法。
  13. 　前記第２の操作量の算出に用いる比例定数は、前記トルク制御部の制御遅延に応じて切り替える、
    　請求項８～１２の何れか１項に記載の車両用駆動制御方法。
  14. 　前記電動機は交流電動機を用い、前記電力変換回路は、前記直流電源の電圧を三相交流電圧に変換するインバータを用い、前記トルク制御部は前記電動機の出力トルク又は前記電動機に流れる電流が前記トルク指令又は前記電流指令に一致するように前記電圧指令を生成するベクトル制御系である、
    　請求項８～１３の何れか１項に記載の車両用駆動制御方法。
     
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