JP7014279B1 - 誘導電動機の制御装置及び電流制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ｑ軸電流に重畳される振動成分やｑ軸電流指令値との偏差を低減し、誘導電動機の出力トルクを安定させる。【解決手段】少なくともｄ軸電流がその指令値に一致するように比例制御を行ってインバータ１０４の電圧指令値を生成する電流制御手段１０１と、現在時刻のｄ軸二次磁束を求める磁束演算手段１０９と、現在時刻から所定時間後の将来時刻のｄ軸二次磁束を求める磁束演算手段１１０と、磁束演算手段１０９，１１０による演算結果の差分と、将来時刻と現在時刻との時間差と、の比からｄ軸二次磁束の時間微分値を求め、これと現在時刻のｄ軸電流とから将来時刻のｄ軸電流を予測するｄ軸電流予測手段１１１と、ｄ軸電流予測値が入力されるローパスフィルタ１１２を備え、電流制御手段１０１は、弱め界磁運転領域において、通常のｄ軸電流指令値の代わりにローパスフィルタ１１２の出力をｄ軸の比例制御用の電流指令値として用いる。【選択図】図１

Description

本発明は誘導電動機の制御装置及び電流制御方法に関し、詳しくは、誘導電動機をベクトル制御する場合に、電圧指令値が制限される運転領域において高い加速度にて加速する際の電流制御技術に関するものである。

インバータを用いて誘導電動機をベクトル制御する際に、定格速度を超えて運転する場合がある。そのような場合には、磁束による誘起電圧が増大するため、電圧指令値を、インバータの直流中間電圧によって決まる出力可能な電圧以下に制限する必要がある。
ここで、非特許文献１、特許文献１及び特許文献２には、電圧飽和領域においてもベクトル制御が可能であり、しかもスムースなトルク出力が可能な電流制御手段が示されている。

図８は、非特許文献１に記載された電流制御手段の構成図であり、例えば、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御インバータによる誘導電動機のたすき掛け電流制御に適用されるものである。
誘導電動機の二次鎖交磁束方向に沿った制御軸をｄ軸、これに直交する方向の制御軸をq軸とすると、図８におけるｉ_ｄはｄ軸電流、ｉ_ｄ ^＊はｄ軸電流指令値、ｉ_ｑはｑ軸電流、ｉ_ｑ ^＊はｑ軸電流指令値、ｖ_ｄ ^＊はｄ軸電圧指令値、ｖ_ｑ ^＊はｑ軸電圧指令値を示している。
また、５１はｑ軸積分手段、５２はｄ軸積分手段、５３はq軸リミッタ、５４はｄ軸リミッタ、５５は第１のスイッチ、６１～６６は加減算手段、Ｋ_ｐｑはq軸比例ゲイン、Ｋ_ｉｑはq軸積分ゲイン、ω_１Ｋ_ｉｄ２，ω_１Ｋ_ｉｑ２はたすき掛けゲイン（ω_１は一次角周波数）、Ｋ_ｐｄはｄ軸比例ゲイン、Ｋ_ｉｄはｄ軸積分ゲインである。

図８において、電圧が飽和していない領域では、スイッチ５５はＯＮになっている。このため、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差を積分するｄ軸積分手段５２が有効になり、ｄ軸電流ｉ_ｄはｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊に追従することが可能となる。
一方、回転速度が増大して一次角周波数ω_１が上昇すると、ｑ軸電圧ｖ_ｑが飽和状態に達し、ｑ軸積分手段５１の出力はｑ軸リミッタ５３によって制限される。また、スイッチ５５がＯＦＦになってｄ軸積分手段５２の動作が停止する。
この領域では、ｄ軸電流ｉ_ｄを制御することはできなくなるが、誘導電動機内部の誘起電圧とインバータの出力電圧との差によってｄ軸電流ｉ_ｄが自然に減少するため、結果的に弱め界磁運転が実現される。同時に、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊に含まれる積分手段の作用によってｑ軸電流ｉ_ｑはｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に追従することが可能であり、トルク制御が可能となる。

特許第４０５９６５１号公報 特許第５６３３５５１号公報

牧島信吾・上園恵一・永井正夫，「電圧飽和状態における電動機制御応答特性の検証及び考察」，電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３０，Ｎｏ．５，ｐｐ．６６３－６７０，２０１０年

さて、誘導電動機の用途によっては、急加減速が必要な場合がある。加速度が大きい場合には、弱め界磁運転領域に入って電圧が制限された時に、加速度が小さい場合に比べてｄ軸電流は急激に減少するので、ｄ軸電流指令値との間に大きな偏差が生じる。このようなｄ軸電流の変動が外乱として働くことにより、ｑ軸電流に振動成分が重畳して出力トルクが変動するという問題があると共に、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との間の偏差が大きくなって所望の出力トルクを得ることができないという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、ｑ軸電流に重畳する振動成分やｑ軸電流指令値とｑ軸電流との間の偏差を低減し、誘導電動機から安定したトルクを出力させることができる誘導電動機の制御装置及び電流制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御装置は、
電力変換器から誘導電動機に供給する電流及び電圧を前記誘導電動機の二次鎖交磁束方向のｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分離して制御する制御装置であって、少なくともｄ軸電流に対し、比例制御を行って前記電力変換器に対する電圧指令値を生成する電流制御手段を備えた制御装置において、
前記誘導電動機の回転速度に基づいて一次角周波数を求める一次角周波数演算手段と、
前記一次角周波数の加速度を求める加速度演算手段と、
前記誘導電動機のｑ軸誘起電圧と現在時刻の一次角周波数とから前記現在時刻のｄ軸二次磁束を求める第１の磁束演算手段と、
前記加速度を用いて、前記現在時刻から電流制御の演算周期よりも長い時間をおいた将来時刻の一次角周波数を求めると共に、前記将来時刻の一次角周波数と前記ｑ軸誘起電圧とから前記将来時刻のｄ軸二次磁束を求める第２の磁束演算手段と、
前記将来時刻のｄ軸二次磁束と前記現在時刻のｄ軸二次磁束との差分と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、に基づいてｄ軸二次磁束の時間微分値を求め、前記現在時刻のｄ軸電流相当値及び前記時間微分値に基づいて前記将来時刻のｄ軸電流を予測するｄ軸電流予測手段と、
前記ｄ軸電流予測手段の出力側に設けられたローパスフィルタと、
を備え、
前記電流制御手段は、前記誘導電動機の電圧が制限される弱め界磁運転領域では、通常のｄ軸電流指令値の代わりに、前記将来時刻のｄ軸電流予測値が入力された前記ローパスフィルタの出力を、ｄ軸の比例制御演算を行うための電流指令値として用いることを特徴とする。

請求項２に係る制御装置は、請求項１に記載した誘導電動機の制御装置において、前記現在時刻と前記将来時刻との間の時間差を、前記誘導電動機の二次抵抗を二次インダクタンスにより除算した値と、前記二次抵抗を前記誘導電動機の漏れインダクタンスにより除算した値と、の加算値の逆数により表される時間以上としたことを特徴とする。

請求項３に係る制御装置は、請求項１または２に記載した誘導電動機の制御装置において、前記ｄ軸電流予測手段は、前記現在時刻のｄ軸電流相当値として、前記現在時刻のｄ軸二次磁束を前記誘導電動機の励磁インダクタンスにより除算した値を用い、当該ｄ軸電流相当値と、前記ｄ軸二次磁束の時間微分値に二次時定数を乗算して前記励磁インダクタンスにより除算した値と、を加算して前記将来時刻のｄ軸電流を予測することを特徴とする。

請求項４に係る制御装置は、請求項１～３の何れか１項に記載した誘導電動機の制御装置において、前記一次角周波数演算手段は、過去時刻と前記現在時刻とそれぞれの一次角周波数とから求めた加速度と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、前記現在時刻の一次角周波数と、を用いて、前記将来時刻における一次角周波数を予測することを特徴とする。

請求項５に係る電流制御方法は、
電力変換器から誘導電動機に供給する電流及び電圧を前記誘導電動機の二次鎖交磁束方向のｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分離し、少なくともｄ軸電流に対し、比例制御を行って前記電力変換器に対する電圧指令値を生成する電流制御方法において、
前記誘導電動機の回転速度にすべり周波数を加算して一次角周波数を求め、
前記誘導電動機のｑ軸誘起電圧と現在時刻の前記一次角周波数とから前記現在時刻のｄ軸二次磁束を求め、
前記一次角周波数の加速度を用いて、前記現在時刻から電流制御の演算周期よりも長い時間をおいた将来時刻の一次角周波数を求めると共に、前記将来時刻の一次角周波数と前記ｑ軸誘起電圧とから前記将来時刻のｄ軸二次磁束を求め、
前記将来時刻のｄ軸二次磁束と前記現在時刻のｄ軸二次磁束との差分と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、に基づいてｄ軸二次磁束の時間微分値を求め、前記現在時刻のｄ軸電流相当値及び前記時間微分値に基づいて前記将来時刻のｄ軸電流を予測し、
前記誘導電動機の電圧が制限される弱め界磁運転領域において、通常のｄ軸電流指令値の代わりに前記将来時刻のｄ軸電流予測値に対してローパスフィルタ演算を行った結果を、ｄ軸の比例制御演算を行うための電流指令値として用いることを特徴とする。

本発明によれば、誘導電動機を高い加速度で加速しながら電圧飽和領域で運転する場合に、ｄ軸電流の急激な減少によるｑ軸電流の変動を低減することができる。これにより、誘導電動機の出力トルクの変動を抑制すると共に、指令値通りのトルクを出力させることが可能になる。

本発明の実施形態に係る制御装置の全体構成図である。 図１における電流制御手段の構成図である。 実施形態のシミュレーションにおけるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊と一次角周波数ω_１との関係を示す図である。 実施形態のシミュレーションにおける変調率、一次角周波数ω_１、回転速度ω_ｒｅ、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を示す図である。 従来技術及び実施形態のシミュレーションにおけるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑの波形を示す図である。 図２の電流制御手段におけるｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊及びｄ軸電流ｉ_ｄを示す図である。 従来技術及び実施形態のシミュレーションにおけるｄ軸電圧の比例制御出力を示す図である。 非特許文献１に記載された電流制御手段の構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は、本実施形態に係る制御装置の全体構成図である。
同図において、誘導電動機１０６をベクトル制御する本実施形態の制御装置は、電流制御手段１０１と、二相／三相座標変換手段１０２と、三相／二相座標変換手段１０３と、インバータ１０４と、電流検出手段１０５と、一次角周波数・角度演算手段１０７と、加速度演算手段１０８と、第１の磁束演算手段１０９と、第２の磁束演算手段１１０と、ｄ軸電流予測手段１１１と、ローパスフィルタ１１２と、を備えている。

電流制御手段１０１は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ローパスフィルタ１１２から入力されるｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑ、一次角周波数ω_１を入力とし、ｄ軸，ｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑをそれぞれの指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に一致させるようにＰＩ（比例・積分）調節演算を行ってｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を生成する。この電流制御手段１０１の詳細な構成及び動作については、後述する。

二相／三相座標変換手段１０２は、インバータ１０４の一次角周波数ω_１に同期した回転座標系のｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を、後述する角度θを用いて固定座標系の三相の電圧指令値に変換する。
三相／二相座標変換手段１０３は、電流検出器１０５から得られた三相の固定座標系の電流を、角度θを用いて一次角周波数ω_１に同期した回転座標系のｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑに変換する。
インバータ１０４は、二相／三相座標変換手段１０２から出力された三相の電圧指令値に従ってＰＷＭ制御を行い、直流電圧を可変振幅可変周波数の三相交流電圧に変換して誘導電動機１０６に印加する。

一次角周波数・角度演算手段１０７は、ベクトル制御を実現するための一次角周波数ω_１及び角度θを演算するものである。一次角周波数をω_１、回転速度をω_ｒｅ、第１の磁束演算手段１０９から出力される推定ｄ軸二次磁束をΦ＾_ｄｒ１、ｑ軸電流指令値をｉ_ｑ ^＊、誘導電動機１０６の二次抵抗をＲ_ｒ、励磁インダクタンスをＭ、二次インダクタンスをＬ_ｒとおいたとき、演算される一次角周波数ω_１は数式１となる。

なお、図１では誘導電動機１０６の回転速度ω_ｒｅを検出しているが、速度を検出する代わりに速度を推定する手段を用いてもよい。
更に、一次角周波数・角度演算手段１０７では、数式１により求めた一次角周波数ω_１を積分して角度θを算出し、この角度θを二相／三相座標変換手段１０２及び三相／二相座標変換手段１０３に供給する。

加速度演算手段１０８は、過去の時刻ｔ_０及び現在の時刻ｔ_１において一次角周波数ω_１をサンプリングし、保存する。時刻ｔ_０における一次角周波数をω_１（ｔ_０）、時刻ｔ_１における一次角周波数をω_１（ｔ_１）とすると、数式２により、一次角周波数ω_１の差分を時間差により除算して加速度αを演算する。

第１の磁束演算手段１０９は、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を用いて、現在の時刻ｔ_１における推定ｄ軸二次磁束Φ＾_ｄｒ１を演算する。この実施形態において、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は出力可能な最大値に到達し、加速している場合を説明している。時刻ｔ_１以降では、誘導電動機１０６は加速していくが、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は最大値で制限されるため増加しない。

誘導電動機１０６の一次抵抗をＲ_ｓ、漏れ係数をσ、一次インダクタンスをＬ_ｓ、励磁インダクタンスをＭ、二次インダクタンスをＬ_ｒとすると、現在の時刻ｔ_１における推定ｄ軸二次磁束Φ＾_ｄｒ１は、数式３により演算される。

次に、第２の磁束演算手段１１０は、第１の磁束演算手段１０９と同様に、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を用いて推定ｄ軸二次磁束Φ＾_ｄｒ２を演算するが、将来の時刻ｔ_２の値を予測するため、時刻ｔ_２における一次角周波数予測値ω＾_１（ｔ_２）を用いている点が第１の磁束演算手段１０９と異なっている。この場合の将来の時刻ｔ_２は、現在の時刻ｔ_１から少なくとも数式４で表される時間よりも先の時刻とする。

将来の時刻ｔ_２における一次角周波数予測値ω＾_１（ｔ_２）は、加速度αを用いて、αに時間差（ｔ_２－ｔ_１）を乗算した値を、現在の一次角周波数ω_１（ｔ_１）に加算した次の数式５によって得られる。

ｑ軸電流指令値をｉ_ｑ ^＊とすると、将来の時刻ｔ_２における推定ｄ軸二次磁束Φ＾_ｄｒ２は、数式６のように演算される。

ｄ軸電流予測手段１１１は、推定ｄ軸二次磁束Φ＾_ｄｒ１，Φ＾_ｄｒ２から得られるｄ軸二次磁束の時間微分値を用いて、将来の時刻ｔ_２におけるｄ軸電流を予測する。
初めに、数式７によりｄ軸二次磁束Φ_ｄｒの時間微分値を計算する。

次に、数式８を用いて、将来の時刻ｔ_２におけるｄ軸電流予測値ｉ^∧ _ｄ（ｔ_２）を計算する。ここで、数式８の右辺第一項は、現在の時刻ｔ_１のｄ軸電流ｉ_ｄとほぼ同じような値（ｄ軸電流相当値）をとるため、将来の時刻ｔ_２におけるｄ軸電流予測値ｉ^∧ _ｄ（ｔ_２）は、現在の時刻ｔ_１のｄ軸電流ｉ_ｄと、ｄ軸二次磁束Φ_ｄｒの時間微分値に所定の誘導電動機二次時定数（Ｌ _ｒ ／Ｒ _ｒ ）を乗算して前記励磁インダクタンスＭにより除算した値と、の加算値にほぼ等しい。

ローパスフィルタ１１２は、ｄ軸電流予測値ｉ＾_ｄ（ｔ_２）をカットオフ周波数Ｋ_ωｃ［ｒａｄ／ｓ］にてローパスフィルタ演算し、数式９に示すｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊を出力する。なお、数式９において、ｓはラプラス演算子を示す。

次に、図２は、図１における電流制御手段１０１の構成を示すブロック図である。
従来技術として示した図８と図２との相違点を説明すると、図８では電流制御手段に通常のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊が入力されているが、図２においては、通常のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の他に、前記ローパスフィルタ１１２の出力であるｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊も入力されている。そして、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊及びｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊の何れかが第２のスイッチ５６により選択されて加減算手段６４に入力されている。なお、図２では、加減算手段６７により通常のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差が算出されて、たすき掛けゲインω_１Ｋ_ｉｄ２に入力されている。

図２において、誘導電動機１０６への印加電圧が飽和していない領域では、第２のスイッチ５６によって通常のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊が選択され、加減算手段６４を介して後続するｄ軸の電流調節手段に入力される。
印加電圧が飽和状態に到達すると、第２のスイッチ５６が切り替わって図１のローパスフィルタ１１２の出力であるｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊が選択され、加減算手段６４を介して後続するｄ軸の電流調節手段に入力される。この電圧飽和状態では、前述したように第１のスイッチ５５がＯＦＦしているため、加減算手段６４の出力である、ｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差に、ｄ軸比例ゲインＫ_ｐｄを乗算した値が比例制御演算の出力となり、加減算手段６６によってｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊に加算される。

次に、誘導電動機１０６が電圧飽和状態に到達した場合に、電流制御手段１０１の挙動が従来技術と異なる点について述べる。
図８の従来技術においては、加減算手段６４の出力である、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差にｄ軸比例ゲインＫ_ｐｄを乗算した値がｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊に加算されている。
ｄ軸電流ｉ_ｄは、誘導電動機１０６の加速が緩やかである場合は徐々に減少するものの、高い加速度で加速した場合には急激に減少する。このため、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとの偏差が急峻な傾きをもって増加することとなり、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊には急峻な変化分が加算される。
ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊には傾きに比例した周波数成分が含まれるため、これが外乱として作用することにより、結果的にｑ軸電流ｉ_ｑの振動やｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊との間の偏差に影響する。

一方、図２に示したように、電圧飽和状態でｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊を電流制御手段１０１に入力した場合、このｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊は将来の時刻ｔ_２における二次磁束と現在の時刻ｔ_１における二次磁束との差分を用いて計算されており、実際に流れると予測されるｄ軸電流に相当するため、加減算手段６４を介してｄ軸の電流調節手段の比例制御に入力される電流偏差は、通常のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊を用いた場合に比べると小さくなる。従って、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊の変化が抑制されることになり、ｑ軸電流ｉ_ｑに対する影響を低減することができる。

次に、シミュレーションを用いて、従来技術及び本実施形態における電流制御手段の作用を比較し、本発明の効果について検証する。
前述した非特許文献１の図５を参照すると、電圧飽和状態におけるｄ軸電流指令値は、ほぼ一定値で与えられている。
また、誘導電動機のベクトル制御に関する特許第４０６５９０３号公報の図３を参照すると、電圧が飽和に到達する一次角周波数ω_１以上では、一次角周波数ω_１に反比例するような軌跡を描く曲線により二次磁束指令値を与えている。

誘導電動機が電圧飽和状態になると、上記特許第４０６５９０３号公報の図３のように、実際の二次磁束は一次角周波数ω_１に反比例する形で減少する。そこで、シミュレーション上のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊としては、「電圧が飽和状態に到達した時の一次角周波数／現在の一次角周波数」を定格励磁電流に乗算した値を用いた。

図３に、シミュレーションにおけるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊と一次角周波数ω_１との関係を示す。また、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊には一定値（定格ｑ軸電流１００％）を与えた。
電流制御手段に含まれるゲインは、従来技術，本実施形態の何れについても下記に示す同一の値を用いた。すなわち、電流制御手段の応答周波数Ｋ_ωを、Ｋ_ω＝４００［ｒａｄ／ｓ］とおいて、
Ｋ_ｐｄ＝Ｋ_ｐｑ＝σＬ_ｓＫ_ω，
Ｋ_ｉｄ＝Ｋ_ｉｑ＝Ｒ_ｓＫ_ω，
Ｋ_ｉｄ２＝Ｋ_ｉｑ２＝０．７σＬ_ｓＫ_ω
と設定した。

図４に、シミュレーション時の変調率、一次角周波数ω_１、回転速度ω_ｒｅ、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を示す。この場合の変調率は電圧変調率であり、電圧振幅を出力可能な最大電圧によって除算した値である（図４における縦軸の値が４００である時の変調率を、１００％として表示している）。
図４において、回転速度ω_ｒｅ及び一次角周波数ω_１が増加し、ｔ＝１．２５［ｓ］の時に変調率が９５％に達しており、これ以降を電圧飽和状態とする。

図５（ａ）は、図８の電流制御手段を用いた場合のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑのシミュレーション結果を示す。
電圧が飽和した時刻（ｔ＝１．２５［ｓ］）以降、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊は、一次角周波数ω_１に反比例する形で減少する一方で、ｄ軸電流ｉ_ｄは急激に減少している。この時、ｑ軸電流ｉ_ｑとｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊との偏差は１７．５［Ａ］（定格ｑ軸電流の１０％）に達している。また、その後、ｑ軸電流ｉ_ｑは振動成分を伴いつつｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊に収束している。

図５（ｂ）は、本実施形態の電流制御手段１０１を用いた場合の電流及び電流指令値の波形である。なお、この時のｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊とｄ軸電流ｉ_ｄとを重ね書きした波形を図６に示す。
図５（ｂ）において、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流ｉ_ｑとの偏差は５．８５［Ａ］（定格ｑ軸電流の３．３％）であり、図５（ａ）に比べて、定格ｑ軸電流の６．７％低減している。

図７に、ｄ軸電圧の比例制御出力の比較結果を示す。
図７（ａ）は、図８の電流制御手段によるｄ軸電圧の比例制御出力である。この場合、ｔ＝１．２５［ｓ］後から急にｄ軸電圧が増加している。図７（ｂ）は、本実施形態の電流制御手段１０１によるｄ軸電圧の比例制御出力である。図７（ａ）と比較すると、ｔ＝１．２５［ｓ］前後における電圧の変化は少ない。

図６に示したｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊は、ｄ軸電流ｉ_ｄの減少に沿う形で変化している。しかし、一次角周波数ω_１の周期に近い振動的な成分は含まれていない。
図２に示したように、電圧飽和状態において、ｄ軸の比例制御手段にはｉ_ｄＰ ^＊とｉ_ｄとの偏差が入力される。一次角周波数ω_１の周期に近い振動的な成分は、図７（ｂ）においても含まれており、この成分に対する比例制御が働いている。
すなわち、電流制御手段１０１において、従来のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊の代わりにｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊を用いることにより、高い加速度での加速によって生じるｄ軸電流の変化に対しては比例制御を働かせないが、一次角周波数ω_１に近い周波数成分に対しては比例制御が働くため、電流制御手段１０１の動作を安定に保つことができる。

なお、本発明の実施形態では、非特許文献１に記載された電流制御手段を対象としてｄ軸電流比例制御指令値ｉ_ｄＰ ^＊を適用したが、前述した特許文献２の電流制御手段など、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流との偏差に対する比例制御を少なくとも含む電流制御手段であれば、その比例制御に本発明におけるｄ軸電流比例制御指令値を組み込むことで同様の効果を得ることができる。

５１：ｑ軸積分手段
５２：ｄ軸積分手段
５３：ｑ軸リミッタ
５４：ｄ軸リミッタ
５５：第１のスイッチ
５６：第２のスイッチ
６１～６７：加減算手段
１０１：電流制御手段
１０２：二相／三相座標変換手段
１０３：三相／二相座標変換手段
１０４：インバータ
１０５：電流検出手段
１０６：誘導電動機
１０７：一次角周波数・角度演算手段
１０８：加速度演算手段
１０９：第１の磁束演算手段
１１０：第２の磁束演算手段
１１１：ｄ軸電流予測手段
１１２：ローパスフィルタ
Ｋ_ｐｑ：q軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｑ：q軸積分ゲイン
ω_１Ｋ_ｉｄ２，ω_１Ｋ_ｉｑ２：たすき掛けゲイン
ω_１：一次角周波数
Ｋ_ｐｄ：ｄ軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｄ：ｄ軸積分ゲイン

Claims (5)

1. 電力変換器から誘導電動機に供給する電流及び電圧を前記誘導電動機の二次鎖交磁束方向のｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分離して制御する制御装置であって、少なくともｄ軸電流に対し、比例制御を行って前記電力変換器に対する電圧指令値を生成する電流制御手段を備えた制御装置において、
   前記誘導電動機の回転速度に基づいて一次角周波数を求める一次角周波数演算手段と、
   前記一次角周波数の加速度を求める加速度演算手段と、
   前記誘導電動機のｑ軸誘起電圧と現在時刻の一次角周波数とから前記現在時刻のｄ軸二次磁束を求める第１の磁束演算手段と、
   前記加速度を用いて、前記現在時刻から電流制御の演算周期よりも長い時間をおいた将来時刻の一次角周波数を求めると共に、前記将来時刻の一次角周波数と前記ｑ軸誘起電圧とから前記将来時刻のｄ軸二次磁束を求める第２の磁束演算手段と、
   前記将来時刻のｄ軸二次磁束と前記現在時刻のｄ軸二次磁束との差分と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、に基づいてｄ軸二次磁束の時間微分値を求め、前記現在時刻のｄ軸電流相当値及び前記時間微分値に基づいて前記将来時刻のｄ軸電流を予測するｄ軸電流予測手段と、
   前記ｄ軸電流予測手段の出力側に設けられたローパスフィルタと、
   を備え、
   前記電流制御手段は、前記誘導電動機の電圧が制限される弱め界磁運転領域では、通常のｄ軸電流指令値の代わりに、前記将来時刻のｄ軸電流予測値が入力された前記ローパスフィルタの出力を、ｄ軸の比例制御演算を行うための電流指令値として用いることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記現在時刻と前記将来時刻との間の時間差を、前記誘導電動機の二次抵抗を二次インダクタンスにより除算した値と、前記二次抵抗を前記誘導電動機の漏れインダクタンスにより除算した値と、の加算値の逆数により表される時間以上としたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記ｄ軸電流予測手段は、前記現在時刻のｄ軸電流相当値として、前記現在時刻のｄ軸二次磁束を前記誘導電動機の励磁インダクタンスにより除算した値を用い、当該ｄ軸電流相当値と、前記ｄ軸二次磁束の時間微分値に二次時定数を乗算して前記励磁インダクタンスにより除算した値と、を加算して前記将来時刻のｄ軸電流を予測することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
4. 請求項１～３の何れか１項に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記一次角周波数演算手段は、過去時刻と前記現在時刻とそれぞれの一次角周波数とから求めた加速度と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、前記現在時刻の一次角周波数と、を用いて、前記将来時刻における一次角周波数を予測することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
5. 電力変換器から誘導電動機に供給する電流及び電圧を前記誘導電動機の二次鎖交磁束方向のｄ軸成分とこれに直交するｑ軸成分とに分離し、少なくともｄ軸電流に対し、比例制御を行って前記電力変換器に対する電圧指令値を生成する電流制御方法において、
   前記誘導電動機の回転速度にすべり周波数を加算して一次角周波数を求め、
   前記誘導電動機のｑ軸誘起電圧と現在時刻の前記一次角周波数とから前記現在時刻のｄ軸二次磁束を求め、
   前記一次角周波数の加速度を用いて、前記現在時刻から電流制御の演算周期よりも長い時間をおいた将来時刻の一次角周波数を求めると共に、前記将来時刻の一次角周波数と前記ｑ軸誘起電圧とから前記将来時刻のｄ軸二次磁束を求め、
   前記将来時刻のｄ軸二次磁束と前記現在時刻のｄ軸二次磁束との差分と、前記将来時刻と前記現在時刻との時間差と、に基づいてｄ軸二次磁束の時間微分値を求め、前記現在時刻のｄ軸電流相当値及び前記時間微分値に基づいて前記将来時刻のｄ軸電流を予測し、
   前記誘導電動機の電圧が制限される弱め界磁運転領域において、通常のｄ軸電流指令値の代わりに、前記将来時刻のｄ軸電流予測値に対してローパスフィルタ演算を行った結果を、ｄ軸の比例制御演算を行うための電流指令値として用いることを特徴とする誘導電動機の電流制御方法。

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