JP2017085720A

JP2017085720A - 永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置

Info

Publication number: JP2017085720A
Application number: JP2015209605A
Authority: JP
Inventors: 昌司滝口; Masashi Takiguchi
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2015-10-26
Filing date: 2015-10-26
Publication date: 2017-05-18

Abstract

【課題】電流引込方式による永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置において、モータのｄｑ軸インダクタンスの差に制約がなく、簡単な方法で、かつ零速度時でも軸振動を抑制することが要望されている。
【解決手段】振動抑制部を設け、位置センサレス制御装置の電流制御部で生成された出力電圧指令値Ｖ_d*を振動抑制部に入力する。振動抑制部では、出力電圧Ｖ_d*をＢＰＦを通すことで軸振動に起因するｄ軸出力電圧指令値Ｖ_d*の振動成分を抽出する。抽出した振動成分に速度指令の符号極性を乗算して振動抑制信号を演算し、速度指令と演算された振動抑制信号との差分を積分器に入力して基準位相を生成するよう構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置に係わり、特に軸振動を抑制した位置センサレス制御装置に関するものである。

永久磁石同期電動機（以下モータという）の磁極位置検出器を使用しないで運転するセンサレス制御方法が実施されており、このセンサレス制御により速度やトルクを制御する方法として多くの種類の位置センサレス制御方法が開発されている。その手法の一つとして、ある程度の大きさで一定振幅の電流を流してその周波数を徐々に変化させ、同期引込み状態を維持させながら強制的に回転子を電流に追従させて始動する、電流引込法と称される手法がある。

図２は電流引込法の制御ブロック図を示したもので、この電流引込法は、周波数指令ω₁*を速度指令３として積分器４に入力し積分することで基準位相θとし、基準位相θを逆回転座標変換部６に入力して固定座標系の直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*に変換する。また、基準位相θは回転座標変換部１２にも入力されて直交２軸電流成分ｉ_a，ｉ_bを、基準位相θで回転座標変換して直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qとして電流制御部５に出力し、電流制御部５で電流指令１，２との各差分が演算された後、出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*が生成される。

逆回転座標変換部６で変換された直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*は、２相／３相変換部７で１２０゜位相差の３相交流電圧Ｖ_u*，Ｖ_v*，Ｖ_w*に変換され、インバータを含むＰＷＭ制御部８を介してモータ９を制御する。また、モータ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは電流検出器１０で検出し、電流の３相/２相変換部１１に入力されて直交２軸電流成分ｉ_a，ｉ_bに変換される。

なお、電流指令１は、電流の振幅指令値であるｄ軸電流指令で、回転座標系の直交２軸成分のうち、ｄ軸成分ｉ_d*に電流振幅指令の値｜ｉ₁*｜を設定したものである。電流指令２は、電流の振幅指令値であるｑ軸電流指令で、回転座標系の直交２軸成分のうち、ｑ軸成分ｉ_q*に零を設定したものである。この図２で示す電流引込法には次のような問題点を有している。

（１）電流振幅を一定に保持しても、磁極軸と電流軸の位相差のｓｉｎ関数としてトルクが変動するため、軸捩れによりトルクが変化する弾性軸に似た振る舞いをする。そのため、負荷トルク変動などの過渡現象が発生すると、慣性モーメントと共振するような速度振動（軸捩れ振動）が生じる。この軸振動が発生するとダンパ巻線の無いモータでは制動効果が無く振動が継続する問題がある。この振動は負荷に出力するトルク品質を低下させ、カップリングなどの機械系に悪影響を与える虞がある。

（２）軸振動が生じると負荷に対して更に軸捩れ分のトルク脈動が加算されるため、電流振幅を大きく設定しておかないと最大トルクを超えて脱調が発生する。
これを防止するためには通常のベクトル制御で必要な電流よりも１．５〜２倍の大きな電流を流さねばならない。その結果、大きな容量の変換器が必要となる。

上記の軸振動が発生した際の軸振動抑制方法として特許文献１〜３が公知となっている。特許文献１では、電流引込制御部に以下を追加している。すなわち、ｄ軸電流指令に高周波成分を重畳して、高周波重畳法と呼称される磁極位置推定原理を適用している。この高周波重畳法により、推定された位相を微分したものにゲインとフィルタを掛けたもので、速度指令を補正することで軸振動を抑制している。

特許文献２では、電流引込制御部に以下の機能を追加している。
インバータが出力する電圧が零電圧となる期間の電流の変化量を計測してモータの速度起電力成分を演算し、これに補正ゲインを掛けたもので速度指令を補正することで軸振動を抑制している。

また、特許文献３では、電流引込制御部に以下の機能を追加している。
インバータが出力する電圧が零電圧となる期間の電流の変化量を計測してモータの速度起電力成分を演算する。その速度起電力からモータの速度・磁極位置を推定し、推定した位相で電流を座標変換してトルクに起因するｑ軸電流成分の電流にＢＰＦを掛けて振幅成分を抽出し、これに補正ゲインを掛けたもので速度指令を補正することで軸振動を抑制している。

特許第５０９８４３９号特許第５６３３６４３号特開２０１４−１６１１８９特開

特許文献１，３には、電流引込法に加えて、他のセンサレス制御技術を組み合わせているため、演算手段（マイコン）による演算処理が増大する問題を有している。また、特許文献２では、インバータが零電圧を出力している期間の電流の変化量を検出するため、電流サンプリングを高速に行う必要があるなどの制約がある。

具体的には、特許文献１では、高周波重畳法を併用するため、ｄｑ軸インダクタンスに差を持つモータの場合にしか適用できない。また、電流引込み制御と高周波重畳法を並列に処理するため、演算量が多くなる。

特許文献２では、零電圧期間の電流の変化量を計測するために、キャリア周期に同期して、キャリア周期内で複数回電流を検出する必要が有り、電流の微分演算やトルク成分の演算などの演算処理も多い。また、零速度では振動抑制することができず、さらにｄｑ軸インダクタンスに差が殆どないモータにしか適用できない。

特許文献３では、ＰＭモータのｄｑ軸インダクタンスの差によらず適用できるが、零電圧期間の電流の変化量を計測するために、キャリア周期に同期して、キャリア周期内で複数回電流を検出する必要が有り、電流の微分演算や速度・位相推定などの演算処理も多い。また、零速度では振動抑制することができない。

本発明が目的とするところは、簡単な手段により軸振動を抑制することを可能とする位置センサレス制御装置を提供することにある。

本発明は、回転座標系の直交２軸電流指令ｉ_d*，ｉ_q*と検出されたモータの回転座標系の直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qとの差分に基づき検出値で指令値に追従させるよう出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*を生成する電流制御部と、
電流制御部からの出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*を入力し、速度指令を積分器により積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*に変換する逆回転座標変換部と、
座標変換された直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*を２相/３相変換部に入力して１２０゜位相差の３相交流電圧に変換し、ＰＷＭ制御部を介してモータを制御すると共に、
検出されたモータ電流の直交２軸電流を回転座標変換部に入力して基準位相に基づいて回転座標系の直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qを生成し、生成された直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qを前記電流制御部に入力するよう構成した位置センサレス制御装置において、
ＢＰＦを有する振動抑制部を設け、
前記電流制御部で生成された出力電圧Ｖ_d*を振動抑制部のＢＰＦに入力して軸振動に起因するｄ軸出力電圧Ｖ_d*の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に前記速度指令の符号極性を乗算して振動抑制信号を演算し、速度指令から演算された振動抑制信号を減じて速度指令を補正し、この補正された速度指令を前記積分器に入力して基準位相を生成するよう構成したことを特徴としたものである。

本発明の振動抑制部は、軸振動に起因するｄ軸出力電圧Ｖ_d*の振動成分を抽出するＢＰＦと、ＢＰＦの出力を任意の大きさに調整するゲイン乗算部と、ゲイン乗算部の出力に速度指令の符号極性を乗算する乗算部を備えたことを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、複雑な処理手段を追加することなく簡単な手法で軸振動を抑制することが可能となる。また、モータのｄｑ軸インダクタンスの差に制約もなく、零速度時にも振動抑制することが可能となるものである。

本発明の実施形態を示す制御ブロックの構成図。従来の電流引込み方式による制御ブロックの構成図。従来の電流引込み方式によるシミュレーション結果図。本発明によるシミュレーション結果図。

図１は本発明による電流引込み方式による制御ブロック図で、図２で示す電流引込み方式の回路に振動抑制部２０を追加したものである。したがって、図２と同一、若しくは相当する部分に同一符号を付してその説明を省略する。振動抑制部２０にＢＰＦ（バンドパスフィルター）２１を設け、ＢＰＦ２１には、電流制御部５で算出された出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*のうち、ｄ軸の出力電圧Ｖ_d*を入力して軸振動に起因するｄ軸出力電圧指令値Ｖ_d*の振動成分のみを抽出する。

抽出された振動成分は、ゲイン乗算部２２で任意の大きさに乗算されて乗算部２３に出力され、この乗算部２３で関数部２４を経て入力された速度指令の符号極性を乗算して振動抑制信号を生成する。振動抑制信号は、減算部２５において振動成分として速度指令３から減算される。したがって、位相積分器４に入力される速度信号は振動抑制信号により補正された信号に基づく基準位相θとなる。この基準位相θは、逆回転座標変換部６と回転座標変換部１２にそれぞれ入力される。

逆回転座標変換部６で変換された直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*は、２相／３相変換部７で１２０゜位相差の３相交流電圧Ｖ_u*，Ｖ_v*，Ｖ_w*に変換され、ＰＷＭ制御部８を介してＰＭモータ９を制御する。また、モータ電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは電流検出器１０で検出し、電流の３相/２相変換部１１に入力されて直交２軸電流成分ｉ_a，ｉ_bに変換された後、回転座標変換部１２で基準位相θによる回転座標変換を行って回転座標系の直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qとして電流制御部５に出力され、電流指令１，２との各差分に基づいて出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*が生成される。

図３、図４はシミュレーション結果図である。図３は従来の電流引込方式による結果、図４は本発明による結果である。ゆっくり回転させながら始動させ、そこから速度指令を上昇させて加速させるとき、図３では加速させる前の時点ｔ0〜ｔ1で実速度に継続した振動が発生している。このため、加速させる際には軸振動が発生している分、加速トルク不足となり時点ｔ1で脱調している。

図４で示す振動抑制部２０を付加した本発明では、発生した軸振動は継続せずに時点ｔ1までの途中で収束している。振動が収束したことで加速時点では速度指令と実速度とが一致し、また、電流引込位相と実位相も一致して脱調することなく始動が可能となっている。
したがって、本発明によれば、複雑な処理手段を追加することなく簡単な手法で軸振動を抑制することが可能となる。また、モータのｄｑ軸インダクタンスの差
に制約もなく、零速度時にも振動抑制することが可能となる。

１，２… 電流指令
３… 周波数指令（電流指令）
４… 積分器
５… 電流制御部
６… 逆回転座標変換部
７… ２相／３相変換部
８… ＰＷＭ制御部
９… モータ
１１… ３相／２相変換部
１２… 回転座標変換部
２０… 振動抑制部
２１… ＢＰＦ（バンドパスフィルター）

Claims

回転座標系の直交２軸電流指令ｉ_d*，ｉ_q*と検出されたモータの回転座標系の直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qとの差分に基づき検出値で指令値に追従させるよう出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*を生成する電流制御部と、
電流制御部からの出力電圧指令値Ｖ_d*，Ｖ_q*を入力し、速度指令を積分器により積分して得られた基準位相に基づいて固定座標系の直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*に変換する逆回転座標変換部と、
座標変換された直交２軸電圧成分Ｖ_a*，Ｖ_b*を２相/３相変換部に入力して１２０゜位相差の３相交流電圧に変換し、ＰＷＭ制御部を介してモータを制御すると共に、
検出されたモータ電流の直交２軸電流を回転座標変換部に入力して基準位相に基づいて回転座標系の直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qを生成し、生成された直交２軸電流成分ｉ_d，ｉ_qを前記電流制御部に入力するよう構成した位置センサレス制御装置において、
ＢＰＦを有する振動抑制部を設け、
前記電流制御部で生成された出力電圧指令値Ｖ_d*を振動抑制部のＢＰＦに入力して軸振動に起因するｄ軸出力電圧指令値Ｖ_d*の振動成分を抽出し、抽出した振動成分に前記速度指令の符号極性を乗算して振動抑制信号を演算し、速度指令と演算された振動抑制信号との差分を前記積分器に入力して基準位相を生成するよう構成したことを特徴とした永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置。
前記振動抑制部は、軸振動に起因するｄ軸出力電圧指令値Ｖ_d*の振動成分を抽出するＢＰＦと、ＢＰＦの出力を任意の大きさに調整するゲイン乗算部と、ゲイン乗算部の出力に速度指令の符号極性を乗算する乗算部を備えたことを特徴とした請求項１記載の永久磁石同期電動機の位置センサレス制御装置。