JP2014161189A - 同期電動機の可変速制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石を界磁源とする同期電動機の磁極位置推定による制御方式で、回転子の磁気的な特性に係わらずに電流引込法による振動抑制を行う。
【解決手段】速度・位相推定部４において、速度起電力演算部１７で電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと零ベクトル期間の電流微分値ｐｉ_γ´，ｐｉ_δ´から速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算して速度と位相を推定する。速度・位相推定部４から出力されるδ軸の電流検出値ｉ_δと周波数指令ω^*から振動抑制制御部６により補正周波数指令ω_p ^*を求める。補正周波数指令ω_p ^*を積分した引込位相θｃから回転座標変換部７で３相の電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを直交二軸のｉ_dc，ｉ_qcに変換する。ｄ，ｑ軸電流値ｉ_dc，ｉ_qcとｄ，ｑ軸電流指令ｉ_d ^*，ｉ_q ^*との偏差による電流制御を行い、ｄ，ｑ軸電圧ｖ_dc，ｖ_qcを求めて前記引込位相θｃによる逆回転座標変換で３相の電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを求める。
【選択図】図５

Description

本発明は、永久磁石式回転機（以下、ＰＭモータと称する）の回転子の速度センサ、または位置センサを用いない制御方式に係り、回転子の振動抑制制御に関する。

ＰＭモータの界磁磁石を配置する構造には、界磁鉄心の表面に磁石を張り付けるＳＰＭ構造（ＳＰＭＳＭ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）と、鉄心内部に埋め込むＩＰＭ構造（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｎｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）とに大別することができる。

永久磁石同期機では、磁石の比透磁率が約１程度と低いため、ＳＰＭ構造とＩＰＭ構造では磁気的な特性が異なる。界磁極と同期した直交二軸として表した場合には、一般的にはＳＰＭ構造ではｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスがほぼ等しい非突極性を有することが多く、他方のＩＰＭ構造ではｄ軸よりｑ軸のインダクタンスの方が大きいという逆突極特性になることが多い。

ただし、界磁鉄心の形状を工夫すれば、回転子の構造は「ＳＰＭ」や「ＩＰＭ」にかかわらず、非突極や逆突極となる磁気特性を任意に設計することも可能である。ここでは、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス成分がほぼ等しい場合を“磁気的に非突極性を有する”と定義し、以下の説明を行う。

ここで、基本となる記号を以下のように定義する。

ｄ軸：界磁軸
ｑ軸：界磁軸に対して直交であり、ｄ軸から電気角で９０°だけ正転方向に移動した軸
Ｌ_d：電機子巻線のｄ軸インダクタンス
Ｌ_q：電機子巻線のｑ軸インダクタンス
Ｒ：電機子巻線抵抗
θ：Ｕ相巻線軸からｄ軸までの位相角（電気角，正転方向を正とする）
ω：角速度（＝ｄθ／ｄｔ）（電気角，正転側方向を正とする）
また、突極性に関しては次のように定義する。

“磁気的な非突極性”または“非突極機”：Ｌ_d≒Ｌ_qの場合
“磁気的な突極性”または“突極機”：Ｌ_d≠Ｌ_qの場合。

ＰＭモータに位置センサを取り付けないで、磁極位置検出情報を利用せずにＰＭモータを駆動する多くの位置センサレス制御方式が開発されている。

特開２００３−３４８８９６号公報 特開２００８−２９５２２０号公報 特開２０００―２３６６９４号公報

ＰＭモータが回転することにより生じる速度起電力から磁極位置を推定することは可能である。速度起電力は一般的にモータ電流とインバータ電圧指令を用いて、オブザーバ等を構成し推定する。しかし、ＰＭモータの回転速度が定格速度のおよそ１０％以下の低速域になると、ＰＭモータの回転により生じる速度起電力が小さくなるため、インバータなど変換器のデッドタイム等による電圧誤差の影響が大きくなり速度起電力の推定精度が低下する。そのため、この速度起電力を利用したＰＭモータの位置センサレス制御方式では低速域において正確な磁極位置の推定ができなくなる。

この低速域のＰＭモータの磁極位置推定方式として、磁気的な突極性を有するＰＭモータでは、電流や電圧に高周波成分を重畳した磁極位置推定方式が開発されている(例えば、特許文献１）。

一方、磁気的に非突極のＰＭモータではインバータの電圧誤差の影響を減らすために、電圧情報の代わりにインバータのＰＷＭ変調のスイッチングモードの中から、三相のスイッチング素子が全相とも上アーム側のみＯＮする期間と、全相とも下アーム側のみＯＮする期間（零電圧ベクトル期間）におけるモータ電流の電流微分情報を検出して、デッドタイムの影響を受けずに速度起電力を推定する位置センサレス制御方式も提案されている。

しかし、特許文献１の方式では突極機にしか適用できず、高周波を重畳するため騒音やトルクリプルが生じるといった問題がある。また、零電圧ベクトル期間における電流微分情報を用いて速度起電力を検出する方式は、磁気的な突極性の少ないモータにしか適用できず、ＰＭモータのパラメータ変動やスイッチング素子の電圧降下の影響で磁極位置の推定精度が悪くなる場合がある。

そのため、非突極性と突極性のどちらの磁気的な特性を有するＰＭモータにも適用できる位置センサレス制御方式として、任意の大きさの一定振幅の電流を流し、この電流の周波数を徐々に変化させて固定子の界磁巻線が作る磁界の位相と回転子の界磁を同期させて、引き込み状態を維持させながら強制的に回転子を電流の周波数に追従させて始動する方式が利用されている。ここではこれを「電流引込法」と呼ぶ。

ただし、この電流引込法にも下記のような問題がある。

（１）電流振幅を一定に保持しても、磁極軸と電流軸の位相差（起磁力相差角 ）のｓｉｎ関数としてトルクが変動するため、軸ねじれによりトルクが変化する弾性軸に似た挙動を示すことがある。そのため、負荷トルク変動などの過渡現象が発生すると、慣性モーメントと共振する速度振動（軸ねじれ振動）が生じる場合がある。この速度振動が発生すると、ダンパ巻線が無いＰＭモータでは制動効果が無くこの速度振動が継続してしまう問題がある。

さらに、速度振動によって引き起こされる問題としては、負荷に出力するトルク品質を低下させ、カップリングなど機械系に悪影響を与える可能性がある。

（２）上記の速度振動が生じると負荷トルクに対してさらに軸ねじれ分のトルク脈動が加算されるため、電流振幅を大きく設定しておかないと最大トルクを超えて脱調が発生してしまうことがある。これを防止するためには通常のベクトル制御で必要な電流よりも、１．５〜２倍程度の大きな電流を流し、トルク脈動を許容して引き込み状態を維持しなければならず、その結果、大きな電流容量の変換器が必要になる。前記（１）、（２）のような課題があるため電流引込法による磁極位置推定方式はファンやポンプなどの始動時や低速時のトルクが小さい二乗低減負荷特性などに適用範囲が限定されている。

上記の問題に対しては、特許文献２のように高周波法を振動抑制に応用する方法や、零電圧ベクトル期間の電流微分情報を用いてトルクを演算して振動抑制に応用する方法が開発されている。

しかし、特許文献２は突極機、零電圧ベクトル期間の電流微分情報を用いてトルクを演算して振動抑制に応用する方法は非突極機にしか適用できないため、ＰＭモータの種類に応じて磁極位置推定方式を切り換える必要があるという問題が従来技術では依然として残る。

以上示したようなことから、ＰＭモータの磁気的な特性に係わらずに電流引込法の振動抑制を行うことが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、ダンパ巻線を有しない永久磁石を界磁源とする同期電動機を駆動可能な可変速制御装置により指令電流振幅と周波数指令の電流を流して同期引き入れ状態で停止状態から低速領域を始動する機能を有する電流引込法を適用した可変速制御装置において、零電圧ベクトル期間のγ−δ座標での電流検出値と電流微分値を入力して速度起電力を演算する速度起電力演算部と、前記速度起電力を用いて推定速度を求める回転速度推定部と、前記推定速度を時間積分した推定位相に基づいて３相の電流検出値と電流微分値をγ−δ座標での電流検出値と電流微分値に変換する第１回転座標変換部と、前記第１回転座標変換部から出力されるδ軸の電流検出値と、周波数指令から補正周波数指令を求める振動抑制制御部と、前記補正周波数指令を積分して引込位相を算出する積分器と、前記引込位相による回転座標変換で前記同期電動機から検出した３相の電流検出値を直交二軸の電流検出値に変換する第２回転座標変換部と、前記直交二軸の電流検出値と電流指令との偏差による電流制御を行い、直交二軸の電圧指令を求める電流制御部と、前記引込位相による逆回転座標変換で前記直交二軸の電圧指令を３相の電圧指令値に変換する逆座標変換部と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、ＰＭモータの磁気的な特性に係わらずに電流引込法の振動抑制を行うことが可能となる。

零ベクトル期間（Ｖ０，Ｖ７）の短絡電流を示す概略図である。 零ベクトル期間（Ｖ０，Ｖ７）の定義期間を示すグラフである。 零ベクトル期間（Ｖ０，Ｖ７）と電流サンプルの関係図である。 周波数重みゲインの例を示すグラフである。 実施形態における振動抑制制御装置を示すブロック図である。 非突極機の振動抑制の効果を示すタイムチャートである。 突極機の振動抑制の効果を示すタイムチャートである。

本発明は、速度起電力演算部１７に電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと零ベクトル期間（Ｖ０，Ｖ７）の電流微分値ｐｉ_γ´，ｐｉ_δ´を入力して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算して速度と位相を推定する速度・位相推定部４と、この速度・位相推定部４から出力されるδ軸の電流検出値ｉ_δと周波数指令ω^*から振動抑制制御部６により補正周波数指令ω_p ^*を求めて振動を抑制することでき、この振動抑制制御部６から出力された補正周波数指令ω_p ^*を積分器１／ｓに入力して、引込位相θｃを回転座標変換部に入力し、引込位相θｃによる回転座標変換でＰＭモータから検出したｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを直交二軸のｉ_dc，ｉ_qcに変換して、このｄ軸電流値ｉ_dc，ｑ軸電流値ｉ_qcとｄ軸電流指令ｉ_d ^*，ｑ軸電流指令ｉ_q ^*との偏差による電流制御を行い、ｄ軸電圧ｖ_dc，ｑ軸電圧ｖ_qcを求めて前記引込位相θｃによる逆回転座標変換で、３相の電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wを求める制御を行うものである。

以下、本発明の実施形態におけるＰＭモータの磁極位置推定方式を、図１〜図６に基づいて詳細に説明する。

［実施形態］
本発明の実施形態の基本原理となるＰＭモータの速度起電力は、以下の演算式で求められる。

基本的なＰＭモータの特性を表現する方程式を定義すると、実機のＮ極軸をｄ軸とする電気角で表した直交座標系（ｄ−ｑ座標）において、ＰＭモータの電圧方程式は（１）式となる。

ただし、ｉ_d，ｉ_q：ｄ，ｑ軸電流、Ｒ：巻線抵抗、Ｌ_d，Ｌ_q：ｄ軸，ｑ軸の巻線インダクタンス、φ_d：磁石の発生磁束により固定子巻線に鎖交する磁束成分、ω：回転子角速度（電気角，ω＝ｄθ／ｄｔ）、θ：回転子磁極位置（電気角）、ｐ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）とする。

次に、位相推定値θ＾を基準とするγ−δ軸では、速度起電力を実位相θとの誤差位相（軸誤差）θ_e＝θ−θ＾を考慮して（２）式で取り扱う。ここで、ＰＭモータのインピーダンスや永久磁石による鎖交磁束などは真値が得られていると仮定し、（１）式と同じ変数を使用している。また、周波数推定値ω＾と位相推定値θ＾には、ω＾＝θ＾／ｄｔの関係がある。

なお、γ−δ軸は、実際のＰＭモータの直交座標系（ｄ−ｑ軸）に対して、図５の制御ブロック図の速度・位相推定部４で推定しているｄ−ｑ軸と区別するために定義した軸である。

（２）式では軸誤差θ_e自体の時間変化は少ないものと仮定して、この軸誤差の微分項を無視している。また、（２）式における零電圧ベクトル期間（Ｖ０，Ｖ７）におけるγ−δ座標の電流微分値ｐｉ_γ，ｐｉ_δは、検出電流ｉ_γ，ｉ_δを位相推定値θ＾により逐次回転座標変換したものを微分した値である。

零電圧ベクトル期間中（Ｖ０，Ｖ７）におけるインバータの出力電圧はｖ_γ＝０，ｖ_δ＝０であるため、（２）式の左辺を零とおき、さらに永久磁石による鎖交磁束φ_dによる速度起電力ｅ_γ，ｅ_δとし、これを求める式に変形すると（３）式となる。

また、ｐｉ_γ，ｐｉ_δは座標変換した後の電流微分値であるが、固定座標系で先に電流微分して、次に回転座表変換したものをｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’とすると（４）式で表される。

起電力成分にするため（４）式の両辺に左からインダクタンス行列を乗じると、（５）式となる。

（５）式の右辺第二項は電機子反作用磁束の速度起電力に相当するが、本来ｄ軸は−ωＬ_qｉ_δ、ｑ軸はωＬ_dｉ_γとなるはずであるが、（５）式ではｄ軸インダクタンスＬ_dとｑ軸インダクタンスＬ_qが逆になっており、ｄ、ｑ軸のインダクタンスの差分だけ速度起電力に誤差が生じる。両辺にこの誤差分を補正し、（６）式を得る。

（６）式を（３）式に代入することにより、（７）式を得る。

つまり、電流微分をγδ座標に座標変換後に微分値を演算した場合は（３）式で速度起電力が演算でき、固定座標系で電流の微分値を演算した後、γδ座標に座標変換した場合は（７）式で速度起電力を演算することができる。

ここで、電流微分について、詳述をする。

図１（ａ）は、Ｖ０電圧ベクトル時の短絡電流の例であり、零電圧ベクトル期間Ｖ０におけるインバータのスイッチング状態と、（＋Ｉ_u、−Ｉ_v、−Ｉ_w）極性の三相電流における電流通流路の例を示す。これにより、ＰＭモータの端子電流がインバータの直流リンク電圧源（Ｖ_dc）と無関係であり、三相端子が短絡された状態と等価であることが分かる。

図１（ｂ）は、Ｖ７電圧ベクトル時の短絡電流の例であり、零電圧ベクトル期間Ｖ７におけるインバータのスイッチング状態と、（＋Ｉ_U、−Ｉ_v、−Ｉ_w）極性の三相電流における電流通流路の例を示す。これにより、ＰＭモータの端子電流がインバータの直流リンク電圧源（Ｖ_dc）と無関係であり、三相端子が短絡された状態と等価であることが分かる。

図２は、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の定義期間であり、三角波キャリア比較法によるＰＷＭ制御パルス生成例を利用して、図１（ａ）と図１（ｂ）における零電圧ベクトル期間Ｖ０とＶ７を示す。

ＰＭモータの電流検出について図１（ａ）を参照して説明する。図１（ａ）は零電圧ベクトル期間Ｖ０におけるモータの電流経路の例を示す。図１（ａ）では、６アーム構成による電圧形３相インバータにおいて、３相とも下アームのスイッチング側（Ｓ_x、Ｓ_y、Ｓ_z）を導通（ＯＮ）状態にした場合をＶ０期間と呼ぶ。ＰＭモータの端子電流がＵ相は正でありＶ相とＷ相は負の場合であれば、ＰＭモータ内部のインダクタンス成分が電流を流し続けるように働くため、点線で示したようにスイッチング素子と逆導通ダイオードを経由してＰＭモータの端子が短絡されたように電流が流れる。

図１（ｂ）はＰＭモータの電流のもう一つの検出期間である零電圧ベクトル期間Ｖ７における電流路の例を示す。図１（ｂ）では、上アームのスイッチング素子（Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ）が導通（ＯＮ）状態となるので、電流路は異なるが、やはり図１（ａ）と同様にＰＭモータの端子を短絡した状態になる。

次に、図２を用いて三角波キャリア比較法におけるＰＷＭ波形作成の場合を例にとって、この場合の零電圧ベクトルＶ０とＶ７の期間を示す。三角波キャリア信号に対して、図２のＵ相電圧指令ｖ_u（実線）、Ｖ相電圧指令ｖ_v（破線）、Ｗ相電圧指令ｖ_w（一点鎖線）が与えられた場合、Ｓｕ〜Ｓｚの６個のゲート信号の動作例を示す。前述の３相とも下アームのスイッチング素子（Ｓｘ、Ｓｙ、Ｓｚ）が導通（ＯＮ）しているＶ０期間と、上アームのスイッチング素子（Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ）が導通（ＯＮ）しているＶ７期間をこの図２に具体的に示している。低速では電圧指令が小さいため、三相の各電圧指令もほぼ三角波キャリア波形の振幅に対してほぼ中央レベルに集中している。そのため、Ｖ０期間もＶ７期間も他の電圧ベクトル期間に比べて長いことになる。

このような三角波キャリア比較法によるＰＷＭ制御を利用して電流制御系を構成するためには、図２の時刻ｔ_m、ｔ_m+1、ｔ_m+2、ｔ_m+3のようにキャリア信号の上下限の頂点に同期して電流検出する方法が使用されている。

図３は図２に示したＰＷＭ波形発生時において、電流微分を検出するための電流検出時刻と、ＰＷＭリプルを除去した電流成分と等価な同期電流の検出結果との関係を示したものである。図３において、時刻ｔ_m、ｔ_m+1、ｔ_m+2、ｔ_m+3は、前述のように従来の電流制御に利用していた検出時刻であり、ｉ_umなどの電流を検出している。これに対して、各頂点に対称な検出時刻を追加する。例えば、時刻ｔ_m+1に対してはｔ₂とｔ₃、時刻ｔ_m+2に対してはｔ₄とｔ₅などであり、このときの電流ｉ_u2やｉ_u3などを検出する。各ｔ₂とｔ₃、ｔ₄とｔ₅の検出時刻の時間差をΔｔｐとする。この時間幅は電圧振幅の最大量を考慮して決定する。

なお、図２ではＶ０期間とＶ７期間の中間に設定した例で示しているが、電流微分が検出できればよく、中間ではなくて多少のズレが生じても問題はない。

このときの三相電流の波形と電流の検出点を図３の下段に○印や□印で示している。図３は定常時でデッドタイムの影響を受けていない場合のチャート例であるが、各零電圧ベクトル期間中の電流変化量は一定であり、２点間の電流検出値の差分は電流の時間微分と比例することが分かる。

以上の説明から、この零電圧ベクトル期間中（Ｖ０，Ｖ７）の速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを示す（３）式または（７）式から磁極位置を推定している。（８）式は周波数推定式に離散系の一次遅れを適用したものである。また、この一次遅れの帯域は（９）式のように、周波数推定ω＾＝θ＾／ｄｔにより可変している。

ここで、α₀は固定値、λ₁，λ₂は正のゲインである。磁極位置は周波数推定ω＾を積分して得る。

（１０）式から得られた位相推定値θ＾を用いれば、検出した電流を回転座標変換してγ軸電流値とδ軸電流値ｉ_γ，ｉ_δを得ることができるので、δ軸電流値ｉ_δを利用して以下の振動抑制制御を行う。

実際には位相推定値θ＾に同期した座標上では、ＰＭモータの速度起電力の演算式は（３）式や（７）式のように簡単にはならないため、それを（１０）式のように積分した位相推定値θ＾にはオフセット誤差が生じる。しかし、振動抑制の制御ではトルク変動に関連した成分を導出することができればよく、位相推定値θ＾にオフセット誤差があっても変化分だけを抽出して利用する方式を適用する場合には問題はない。また、（９）式を用いて周波数推定のローパスフィルタのゲインを周波数に応じて可変にしているが、電流引込法により同期制御が行なわれているため、位相推定値θ＾は位置制御などに直接に使用せず、振動抑制のために直流分と広域成分を減衰させるフィルタを適用してから使用する場合には、最適にゲインスケジューリングを行なわずに固定値にしても、振動抑制の制御には大きな問題は生じない。つまり、ゲイン調整も簡単になる利点がある。

次に、振動抑制方法について説明する。
（１０）式で求めた推定位相により、座標変換した電流情報を用いて振動を抑制する。振動抑制には速度やトルクの過渡成分（振動成分）を抽出し、周波数指令に補正を掛けてやればよい。トルクは主にδ軸電流に比例するので、ｉ_δに補正する周波数成分（補正周波数指令ωｐ^*）に対して、高周波成分と直流成分を遮断するバンドパスフィルタ関数ＢＰＦ｛｝を適用し、振動成分のみを抽出ことができる。
また、座標変換に用いる推定位相は極低速時には速度起電力が小さいため外乱の影響を受けやすく、回転方向が正負に激しく切り替わることが考えられる。この影響を防止するために、零速度近傍では補正量を零に制限する周波数重みゲインＫ_ω（ω^*）を乗じて、振動抑制用に周波数補正量が求まる。
この重みゲインＫ_ω（ω^*）の設定例を図４に示す。この周波数重みゲインＫ_ω（ω^*）は、周波数指令ω^*の極性が切り替わる近傍（図４の例では±２％でゲインを“０”±５％でゲインを“１．０”）で制限を掛ける特性のゲインである。

したがって、ｉ_δから得られた補正角周波数成分を用いて周波数指令を補正し、最終的に補正された周波数指令ω_p ^*は（１５）式となる。

ω^*：周波数指令，ω_p ^*：補正周波数指令，Ｋ_p：正のゲイン，Ｋ_ω（ω^*）：周波数重みゲインとする。

以上が振動抑制の基本原理である。

図５に、以上の基本原理を適用した振動抑制制御装置の制御ブロック図の構成を示す。

速度起電力ｅ_γ，ｅ_δの演算は（３）式と（７）式のどちらを使用しても適用可能である。なお、図５は（７）式を用いた場合のブロック図の構成である。

また、図５に示すδ軸電流ｉ_δの代わりに速度起電力ｅ_γ，ｅ_δや周波数推定値ω＾を使用して周波数指令ω^*に補正を加えることも可能である。

２はＰＷＭ制御されるインバータ、１はＰＭモータである。位置センサが無いことでｄ軸とｑ軸は直接検出することはできない。そこで、磁極推定により仮想したＮ極軸をγ軸，回転方向に電気角で９０゜進んだ位相をδと定義する。

電流微分検出部８は、電流検出器３により検出された３相の電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを入力して電流微分情報ｐｉ_u，ｐｉ_v，ｐｉ_wを得る。回転座標変換部９は、電流検出器３により検出された３相の電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wと、電流微分情報ｐｉ_u，ｐｉ_v，ｐｉ_wと、を入力して後述する推定磁極位置θ＾に基づいてγ−δ座標である電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’に座標変換する。座標変換された電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと、電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’は速度起電力演算部１７に入力される。

回転座標変換部９の回転座標変換方法としては、アナログ乗算器やアナログの加減算器などにより信号変換を実現する連続信号による方法と、３相の電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wをアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）によってディジタル信号に変換した後に、ＣＰＵなどのディジタル変換器により信号変換部の演算を実行する離散信号による方法がある。

本実施形態では電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’が検出されればよく、回転座標変換方法は何れの方法でもよいが、例えば、アナログ変換の場合には、変換後の信号にアナログ微分器を適用しておき、零電圧ベクトル期間における電流微分成分をサンプリングホールドすることでγ−δ座標の電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’が得られる。また、Ａ／Ｄ変換器を利用した場合には、零電圧ベクトル期間中において多数の時刻で電流をサンプリングして信号変換部にて変換し、複数時刻の離散電流値から差分近似により微分成分を得ることができる。何れかの方法によって得られた電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’を利用して位置センサを用いない磁極位置推定制御が構成される。

速度起電力演算部１７では、入力されたγ−δ座標の電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’を用いて（７）式のように速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算する。１０は回転速度推定部、１１は積分器で、回転速度推定部１０による推定速度ω＾を積分して推定磁極位置θ＾を演算し、回転座標変換部９に出力する。５は電流引き込み制御部、６は振動抑制制御部である。

振動抑制制御部６において、バンドパスフィルタ１４は回転座標変換部９の出力であるδ軸の電流検出値ｉ_δから高周波帯域と低周波帯域を抑制する。このフィルタ出力に補正ゲイン乗算部１５で補正ゲインＫ_pを乗じたものに、周波数重み関数乗算部１６で角周波数指令ω^*の除算の代わりに設定した角周波数重み関数Ｋ_ωを乗じた値を乗算することにより補正角周波数を演算し、これを角周波数指令ω^*に加算して、（１４）式に従った新しい角周波数指令ω_p ^*を演算する。

電流引き込み制御部５では、この振動抑制制御部６から出力された補正周波数指令ω_p ^*を積分器１／ｓに入力して、引込位相θｃを回転座標変換部７に入力し、引込位相θｃによる回転座標変換でＰＭモータから検出した３相の電流検出値ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wを直交二軸の電流検出値ｉ_dc，ｉ_qcに変換する。

電流制御部１２には、回転座標変換部７を介して直交二軸座標に変換された電流信号ｉ_dc，ｉ_qcが入力されており、電流制御部１２では電流指令ｉ_dc ^*，ｉ_qc ^*と電流検出値ｉ_dc，ｉ_qvとの偏差により電流制御を行い、直交二軸座標上の電圧指令ｖ_dc，ｖ_qcを出力する。この電圧指令ｖ_dc，ｖ_qcは、回転座標変換部７とは逆の動作を行う逆回転座標変換部１３により、前記補正位相θｃによる逆回転座標変換で、３相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める制御を行う。

この電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ制御器にて、搬送波と振幅比較を行い各相のスイッチング素子のＯＮ，ＯＦＦ制御を行う。

この制御により、ＰＭモータの位置センサレス制御方式の一つである電流引込法において、回転子構造の磁気的な特性に係わらずに低速域から速度振動の抑制が可能となる。

本実施形態の効果については実験データ例を利用して説明する。

図６と図７は非突極機及び突極機の２種類のモータに対して、本実施形態を適用していない場合と適用した場合を比較した動作タイムチャートである。運転条件および記録波形は次のように設定した。
（１）周波数指令ω^*を定格速度の２％速度から４％速度に変化させ、その後また２％速度に変化させている。
（２）チャートの１段目は速度検出器により検出された回転速度である。チャートの２段目は位相推定値（θ＾）を基準に換算したγ−δ軸電流である。

これらの結果より、図６および図７で示すように、振動抑制を適用していない場合は、非突極機・突極機ともに周波数指令ω^*の変化を振動源として継続的な速度に振動が発生しており、ほとんど減衰することができない。

一方、図６および図７で示すように、本実施形態の振動抑制制御を適用した場合は、速度に振動が現れていないことが確認できる。γ−δ軸電流を観測しても、速度と同様に振動抑制を適用していない場合は、図６，図７のようにγ−δ軸電流に振動が現れている。この電流成分のうちδ軸電流を振動検出成分とみなして振動抑制制御を追加構成すると、図６，図７のように少しのオーバーシュートは残るものの、電流の振動はすぐに減衰して抑制でき、安定に動作できていることが確認できる。

ｉ_γ，ｉ_δ…γ−δ座標の電流検出値
ｉ_u，ｉ_v，ｉ_w…３相の電流検出値
ｉ_dc，ｉ_qc…直交二軸の電流検出値
ｉ_dc ^*，Ｉ_qc ^*…電流指令
ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’…γ−δ座標の電流微分値
ｅ_γ，ｅ_δ…速度起電力
ω＾…推定速度
θ＾…推定位相
θ_c…引込位相
ω^*…周波数指令
ω_p ^*…補正周波数指令
ｖｄｃ、ｖｑｃ…直交二軸の電圧指令
ｖ_u，ｖ_v，ｖ_w…３相の電圧指令
６…振動抑制制御部
７…（第２）回転座標変換部
８…電流微分検出部
９…（第１）回転座標変換部
１０…回転速度演算部
１２…電流制御部
１３…逆回転座標変換部

Claims (1)

1. ダンパ巻線を有しない永久磁石を界磁源とする同期電動機を駆動可能な可変速制御装置により指令電流振幅と周波数指令の電流を流して同期引き入れ状態で停止状態から低速領域を始動する機能を有する電流引込法を適用した可変速制御装置において、
   零電圧ベクトル期間のγ−δ座標での電流検出値と電流微分値を入力して速度起電力を演算する速度起電力演算部と、
   前記速度起電力を用いて推定速度を求める回転速度推定部と、
   前記推定速度を時間積分した推定位相に基づいて３相の電流検出値と電流微分値をγ−δ座標での電流検出値と電流微分値に変換する第１回転座標変換部と、
   前記第１回転座標変換部から出力されるδ軸の電流検出値と、周波数指令から補正周波数指令を求める振動抑制制御部と、
   前記補正周波数指令を積分して引込位相を算出する積分器と、
   前記引込位相による回転座標変換で前記永久磁石を界磁源とする同期電動機から検出した３相の電流検出値を直交二軸の電流検出値に変換する第２回転座標変換部と、
   前記直交二軸の電流検出値と電流指令との偏差による電流制御を行い、直交二軸の電圧指令を求める電流制御部と、
   前記引込位相による逆回転座標変換で前記直交二軸の電圧指令を３相の電圧指令値に変換する逆座標変換部と、を備えたことを特徴とする前記永久磁石を界磁源とする同期電動機の可変速制御装置。

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