WO2018003201A1 - モータドライブシステム - Google Patents

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WO2018003201A1
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torque
frequency component
excitation
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command value
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裕吾 只野
岳夫 秋山
山口　崇
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株式会社明電舎
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    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/05—Torque loop, i.e. comparison of the motor torque with a torque reference

Definitions

  • the present invention relates to a dynamometer system, and more particularly, to a control apparatus and a control method for reproducing a complex torque waveform in which a pulsation is generated like an engine with an axial torque of a dynamometer, in connection with vibration control in a drive train bench. .
  • Non-Patent Document 1 discloses a method of controlling an excitation amplitude while performing resonance suppression and low-frequency torque control in a drive train bench.
  • Patent Documents 1 and 2 disclose a method of performing excitation control while performing periodic disturbance suppression control in consideration of mechanical resonance.
  • One of the hardware that satisfies these requirements is the use of a motor with low inertia that realizes high speed and high response, and a multi-inertia resonance system is formed with the specimen, which is the measured value.
  • the shaft torsional resonance phenomenon is likely to occur at the shaft torque detection location.
  • drive train benches that test vehicle drive system components such as various transmissions and torque converters in automobiles require that the engine's explosion torque waveform be simulated by a motor drive system, and have a wide range of frequencies from low to high. Shaft torque excitation control in the band is required.
  • the resonance frequency generated in the mechanical system is included in the control band, and it is necessary to perform advanced shaft torque control in which the desired vibration component must be generated while suppressing the mechanical resonance. .
  • Non-Patent Document 1 discloses a shaft torque excitation control method for a drive train bench.
  • the drive train bench there are a low-frequency resonance point and a high-frequency resonance point.
  • the low-frequency resonance is caused by the nonlinear spring of the torque converter as a specimen
  • the high-frequency resonance is caused by the rigidity of the drive motor, the shaft torque meter, and the mechanical system coupling them.
  • Non-Patent Document 1 the shaft torque control method based on I-PD control is applied to low-frequency control that greatly depends on the nonlinear characteristics of the specimen, and ⁇ design is used for high-frequency resonance caused by dynamometer equipment.
  • the resonance suppression control by the method is applied.
  • An automatic adjustment method of the excitation amplitude is disclosed so that a desired excitation amplitude can be obtained for the shaft torque after performing control in which these are separated and combined in the frequency band.
  • this method is limited to a single frequency component, that is, excitation control using a sine wave, and only the amplitude of the sine wave is controlled. Therefore, the phase of the sine wave is not controlled.
  • the actual explosion torque waveform of the engine is a distortion waveform in which multiple frequency components are mixed
  • multiple frequency components are simultaneously excited and only the amplitude is used. It is also necessary to match the phase.
  • shaft torque excitation control that simulates engine explosion torque including a distortion component cannot be realized.
  • the torque ripple generated due to the motor structure actually exists as a periodic disturbance, but the periodic disturbance cannot be sufficiently suppressed only by the resonance suppression control such as ⁇ design, and it is mixed with the frequency component by the excitation control. , Making shaft torque control more complicated.
  • the influence due to such a periodic disturbance is not taken into consideration, even if a sinusoidal excitation torque command is given, an unintentional distortion of a frequency component different from the engine waveform occurs in the shaft torque. It will be.
  • Patent Documents 1 and 2 control of a plurality of periodic components by a generalized periodic disturbance observer is realized in consideration of distortion components included in the engine explosion torque.
  • a reverse characteristic of the torque transmission characteristic obtained in advance by system identification or the like is used, which is implemented as a resonance suppression table.
  • torque ripple the influence of mechanical resonance and periodic disturbance (torque ripple) can be removed while leaving the excitation component of each frequency component.
  • the resonance suppression table since the methods disclosed in Patent Documents 1 and 2 control only a preset frequency component, the resonance suppression table also has a resonance suppression caused by superimposing the excitation frequency component on the torque command value. It only removes the effect.
  • aperiodic disturbance such as detection noise of the torque sensor
  • the influence of mechanical resonance remains in the shaft torque detection.
  • a system identification table for suppressing periodic disturbance is also required, which increases the amount of calculation and the amount of memory.
  • One aspect of the present invention is a motor drive system that controls the shaft torque of a motor using an inverter, and includes a torque command value and a torque detection value.
  • a low-frequency torque controller that outputs a low-frequency torque controller output, and an excitation torque controller that outputs an excitation torque command value based on the torque command value, the torque detection value, and the rotation phase detection value
  • a high-frequency resonance suppression controller that outputs an inverter torque command value based on the corrected torque command value obtained by adding the low-frequency torque controller output and the excitation torque command value, and the torque detection value; It is provided with.
  • the high-frequency resonance suppression controller includes an output in which the corrected torque command value passes through a transfer characteristic from a command value input of the ⁇ design controller to an output of the ⁇ design controller, and the torque detection The value is added to the output through the transfer characteristic from the detection value input of the ⁇ design controller to the output of the ⁇ design controller, and the ⁇ design controller outputs the inverter torque command value.
  • the torque controller performs PID control.
  • the excitation torque controller is based on the torque command value and an n-th rotation phase obtained by multiplying the rotation frequency detection value by the vibration frequency component to be controlled and the order n of the torque ripple component.
  • the excitation frequency component extractor Based on the excitation frequency component extractor that outputs the n-th order frequency component vector of the excitation torque command value, the torque detection value, and the n-th rotation phase, the n-th order frequency component vector of the periodic disturbance
  • a ripple suppression frequency component extractor that outputs a speed converter that outputs an nth-order rotation frequency based on the nth-order rotation phase, and an nth-order rotation in the nth-order frequency component vector of the excitation torque command value.
  • a first inverse model multiplier that multiplies an inverse model to which a single frequency vector synchronized with the frequency is applied, and outputs an n-order frequency component vector of a periodic disturbance command value by excitation; and n of the periodic disturbance
  • a second inverse model multiplier for multiplying a frequency component vector by an inverse model to which a single frequency vector synchronized with the n-th order rotation frequency is applied, and outputting an n-order frequency component vector of an operation amount estimated value;
  • a first n-order frequency component vector of the periodic disturbance estimated value is output by subtracting a value obtained by passing the low-pass filter from the n-th order frequency component vector of the excitation torque controller output from the n-th order frequency component vector of the manipulated variable estimated value.
  • An n-order frequency component vector of the excitation torque controller output is output by subtracting the n-order frequency component vector of the estimated periodic disturbance value from the subtractor and the n-order frequency component vector of the periodic disturbance command value by the excitation.
  • a second subtracter, and a compensation signal synthesizer for outputting the excitation torque command value based on the n-order frequency component vector of the excitation torque controller output and the n-order rotation phase. Characterized in that was.
  • the excitation torque controller includes a third subtraction unit that calculates a torque deviation between the torque command value and the torque detection value, an addition that controls the torque deviation and the rotation phase detection value.
  • a frequency component extractor for outputting an n-th order frequency component vector of a periodic disturbance based on the n-th order rotation phase obtained by multiplying the vibration frequency component and the order n of the torque ripple frequency component, and n based on the n-th order rotation phase.
  • a speed converter that outputs a next rotation frequency, and an n-th frequency component vector of the periodic disturbance multiplied by an inverse model in which a single frequency vector synchronized with the n-th rotation frequency is applied.
  • An inverse model multiplier that outputs an n-order frequency component vector, an n-order frequency component vector of the manipulated variable estimation value, and an n-order frequency component vector of the excitation torque controller output are low-pass filters. And an adder that outputs an n-order frequency component vector of the excitation torque controller output, and an n-order frequency component vector of the excitation torque controller output and the n-order rotation phase And a compensation signal synthesis unit that outputs an excitation torque command value.
  • the excitation torque controller includes a third subtraction unit that calculates a torque deviation between the torque command value and the torque detection value, an addition that controls the torque deviation and the rotation phase detection value.
  • a frequency component extractor that outputs an n-order frequency component vector of a periodic disturbance based on the n-th rotation phase obtained by multiplying the vibration frequency component and the order n of the torque ripple frequency component, and based on the n-th rotation phase,
  • a manipulated variable estimated value obtained by multiplying an n-order frequency component vector of the periodic disturbance by an inverse model in which a single frequency vector synchronized with the n-order rotation frequency is applied to a speed converter that outputs an n-order rotation frequency.
  • An inverse model multiplying unit for obtaining the n-th order frequency component vector of the control unit, and an integration for integrating the n-th order frequency component vector of the manipulated variable estimation value and outputting the n-th order frequency component vector of the excitation torque controller output
  • a compensation signal synthesizing unit for outputting the vibration torque command value based on the n-order frequency component vector of vibration torque controller outputs the n-th rotation phase.
  • the excitation torque controller includes the torque command value, and an n-th rotation phase obtained by multiplying the rotation frequency detection value by the vibration frequency component to be controlled and the order n of the torque ripple frequency component.
  • the n-order frequency component of the periodic disturbance A ripple suppression frequency component extractor that outputs a vector, a speed converter that outputs an n-order rotation frequency based on the n-th rotation phase, and an n-order frequency component vector of the excitation torque command value,
  • a first inverse model multiplier for outputting an n-order frequency component vector of a periodic disturbance command value by excitation multiplied by an inverse model to which a single frequency vector synchronized with a rotation frequency is applied;
  • a second inverse model multiplication unit that multiplies the nth-order frequency component vector by an inverse model in which a single frequency vector synchronized with
  • a second subtractor that outputs a wave number component vector; and a compensation signal synthesizer that outputs the excitation torque command value based on the n-order frequency component vector of the excitation torque controller output and the n-order rotation phase. It is characterized by having.
  • the excitation torque controller includes a third subtraction unit that calculates a torque deviation between the torque command value and the torque detection value, an addition that controls the torque deviation and the rotation phase detection value.
  • a frequency component extractor for outputting an n-th order frequency component vector of a periodic disturbance based on the n-th order rotation phase obtained by multiplying the vibration frequency component and the order n of the torque ripple frequency component, and n based on the n-th order rotation phase.
  • a speed converter that outputs a next rotation frequency, and an n-th frequency component vector of the periodic disturbance multiplied by an inverse model in which a single frequency vector synchronized with the n-th rotation frequency is applied.
  • an inverse model multiplier that outputs an n-order frequency component vector, a multiplier that multiplies an n-order frequency component vector of the manipulated variable estimation value by an observer gain and outputs the result to an adder, and an output of the multiplier And an adder for adding an n-order frequency component vector of the excitation torque controller output through a low-pass filter to output an n-order frequency component vector of the excitation torque controller output, and the excitation torque And a compensation signal synthesizer that outputs the excitation torque command value based on the n-th order frequency component vector of the controller output and the n-th order rotation phase.
  • the excitation torque controller includes a third subtraction unit that calculates a torque deviation between the torque command value and the torque detection value, an addition that controls the torque deviation and the rotation phase detection value.
  • a frequency component extractor for outputting an n-th order frequency component vector of a periodic disturbance based on the n-th order rotation phase obtained by multiplying the vibration frequency component and the order n of the torque ripple frequency component, and n based on the n-th order rotation phase.
  • an inverse model multiplication unit for obtaining an n-order frequency component vector, a multiplier for multiplying an n-order frequency component vector of the manipulated variable estimation value by an observer gain, and outputting the result to an integrator, and an output of the multiplier
  • An integrator that integrates and outputs an n-order frequency component vector of the output of the excitation torque controller, and the excitation torque command value based on the n-order frequency component vector of the output of the excitation torque controller and the n-order rotation phase.
  • a compensation signal synthesizing unit for outputting.
  • a plurality of excitation torque controllers having different orders n, and a value obtained by adding the outputs of the respective excitation torque controllers is used as an excitation torque command value.
  • the asynchronous excitation frequency of the parallel stage control configuration 10 when the n-th rotation phase is not input to the excitation frequency component extractor and a phase that is asynchronous with the n-th rotation phase is input, the asynchronous excitation frequency of the parallel stage control configuration 10.
  • the component and the n-th rotation frequency are monitored, respectively, and when these frequencies coincide with each other, the n-order frequency component vector of the manipulated variable estimation value of the coincidence stage control configuration is set to 0.
  • the order n of the excitation torque controller includes a decimal number.
  • a drive motor that simulates engine explosion torque connected to the input side of the specimen, an absorption motor that simulates wheels and road loads connected to the output side of the specimen, and the drive
  • An excitation controller that outputs a first inverter torque command value based on the detected torque value and rotational phase detected value of the motor, and a second inverter torque command value based on the motor rotation speed of the absorption motor.
  • FIG. 2 is a basic control configuration diagram of the first embodiment.
  • Block diagram of ⁇ design controller. The frequency transfer characteristic figure at the time of implementing only high region resonance suppression.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an effect example of the first embodiment.
  • the present application is a proposal related to “arbitrary waveform tracking control including a distortion waveform”
  • the present invention is not limited to the basic configuration of FIG. 1, but in Embodiments 1 to 7, the drive train bench described in Non-Patent Document 1
  • a solution to the problem and the effect of application will be described using an example in which arbitrary waveform tracking control of shaft torque excitation is performed in the same basic configuration.
  • FIG. 1 is a basic configuration diagram of a drive train bench.
  • the specimen 1 is a torque converter, and simulates engine explosion torque in the drive motor 2 on the input side.
  • the output side is an absorption motor 3 that simulates the load on the wheels and the road surface, and in this configuration, rotational speed control is performed.
  • a shaft torque meter 4 is provided between the specimen 1 and the drive motor 2 and is controlled so that the detected torque detection value ⁇ det follows a torque command value ⁇ * simulating engine explosion torque.
  • the vibration controller 5 performs vibration control based on the torque command value ⁇ * including the vibration frequency component.
  • the rotational phase detection value ⁇ by the rotational position sensor 6 is used.
  • the motor rotational speed ⁇ m of the rotational position sensor 8 is controlled to follow the speed command value ⁇ m * .
  • the speed controller 7 may be implemented by general PID control or the like.
  • the drive motor 2 and the absorption motor 3 are driven via the drive motor inverter INV1 and the absorption motor inverter INV2.
  • the drive motor inverter INV1 and the absorption motor inverter INV2 are power converters that convert DC power into AC power.
  • the AC output terminals of the drive motor inverter INV 1 and the absorption motor inverter INV 2 are connected to the terminals of the drive motor 2 and the absorption motor 3.
  • the drive motor inverter INV1 and the absorption motor inverter INV2 control the AC output current (that is, the motor current) of the drive motor inverter INV1 and the absorption motor inverter INV2, thereby converting the motor shaft torque (torque detection value) ⁇ det into the inverter torque command value. It has a function to control ⁇ inv1 * and ⁇ inv2 * .
  • FIG. 2 is an example of frequency transfer characteristics from the inverter torque command value ⁇ inv1 * to the drive motor inverter INV1 to the detected torque value ⁇ det .
  • the configuration of FIG. 1 is equivalently approximated to a three-inertia system, and the resonance point that fluctuates in the low-frequency region is caused by the nonlinear spring of the torque converter that is the specimen 1.
  • Fig. 3 shows an example of nonlinear spring characteristics for reference.
  • the resonance point in the high frequency region is caused by the torsional rigidity of the mechanical equipment such as the drive motor 2, the shaft torque meter, and the coupling.
  • the drive train bench described in the present invention is a three-inertia system having nonlinear resonance characteristics in the low frequency range and high resonance characteristics in the high frequency range, and simply applying vibration to the torque command value ⁇ * .
  • torque is applied, resonance occurs, which means that a desired excitation waveform is not obtained.
  • the explosion torque generates a large vibration torque with a frequency component of the number of cylinders ⁇ 0.5 ⁇ the number of rotations.
  • the engine speed is set to 600 min ⁇ 1 to 6000 min ⁇ 1 and simulation is performed from a 3-cylinder engine to an 8-cylinder engine, it is necessary to realize excitation control in a band of 15 to 400 Hz.
  • the distortion component is taken into consideration, it is necessary to extend to a higher band beyond 400 Hz. Therefore, it is necessary to follow the excitation frequency component as much as possible to the limit on the machine configuration.
  • FIG. 4 shows a block diagram of a control target when this configuration is approximated to a three-inertia system.
  • the symbols in FIG. 4 are as follows.
  • J1 Moment of inertia of drive motor
  • J2 Moment of inertia of specimen and coupling
  • J3 Moment of inertia of absorption motor
  • K12 Shaft torsional rigidity of coupling and shaft torque meter
  • K23 and ⁇ K23 Shaft torsional rigidity of specimen (Having nonlinear characteristics: FIG.
  • C23 loss of specimen
  • G inv (s) response transfer function of drive side inverter
  • G tm (s) response transfer function of shaft torque detection
  • G ⁇ (s) Response transfer function of rotational phase detection
  • s Laplace operator
  • the torque converter as the specimen 1 has a nonlinear spring characteristic, it is expressed using K23 and ⁇ K23.
  • torque meter detection, and phase detection approximate response transfer functions are inserted.
  • the frequency transfer characteristic from the inverter torque command value ⁇ inv * to the detected torque value ⁇ det in the approximate model shown in FIG. 4 is as shown in FIG. 2, but is always 0 dB in the vibration frequency band, that is, the torque command value. It is desirable to design a controller such that the transfer characteristic from ⁇ * to the detected torque value ⁇ det is 1. For this purpose, resonance suppression control in low and high frequencies is required. Further, it is necessary to amplify in a band where the amplitude characteristic is lower than 0 dB.
  • FIG. 5 is a control configuration diagram as a basis of the first embodiment.
  • the symbols in FIG. 5 are as follows.
  • ⁇ * Torque command value
  • ⁇ dc * Low-range torque controller output
  • ⁇ pd * Excitation torque command value
  • ⁇ r * Correction torque command value
  • ⁇ inv * Inverter torque command value
  • ⁇ det Torque Detection value
  • ⁇ rotation phase detection value.
  • the motor drive system for controlling the shaft torque of the motor using the inverter according to the first embodiment is based on the torque command value ⁇ * and the detected torque value ⁇ det by the low-frequency torque controller 9.
  • the excitation torque controller 11 outputs the excitation torque command value ⁇ pd * based on the torque command value ⁇ * , the torque detection value ⁇ det and the rotation phase detection value ⁇ .
  • the high-frequency resonance suppression controller 10 includes a corrected torque command value ⁇ r * obtained by adding the low-frequency torque controller output ⁇ dc * and the excitation torque command value ⁇ pd *, and the detected torque value ⁇ det . Based on this, the inverter torque command value ⁇ inv * is output.
  • control target in the first embodiment corresponds to the three-inertia system approximate model shown in FIG.
  • the functions of the first embodiment include three functions of “low-frequency torque controller 9”, “high-frequency resonance suppression controller 10”, and “excitation torque controller 11” by a generalized periodic disturbance observer. Exists. Hereinafter, each function will be sequentially described.
  • High-frequency resonance suppression controller 10 In the three-inertia approximate model shown in FIG. 4, there are a low-frequency resonance point and a high-frequency resonance point. If a comprehensive controller that suppresses resonance in the entire frequency band is designed, it is easy to make a conservative design. In particular, when the low-frequency nonlinearity is also taken into consideration, the design itself that satisfies the robust control performance becomes difficult.
  • the resonance suppression control on the high frequency side is realized by the ⁇ design controller, which is one of the robust control methods, and is positive for the non-linear resonance characteristics caused by the specimen 1 on the low frequency side.
  • a method for realizing steady torque follow-up control without performing resonance suppression control is combined.
  • the high-frequency resonance frequency can be equivalent to the resonance frequency of the two-inertia resonance system by the inertia moment J1 of the drive motor and the inertia moment J2 of the specimen / coupling in FIG. Accordingly, the resonance frequency in the high band substantially matches the resonance frequency frH calculated by the equation (1).
  • FIG. 6 a generalized plant used for designing a high-frequency resonance suppression controller is configured as shown in FIG.
  • ⁇ design which is one of robust control methods
  • H ⁇ control may be used.
  • ⁇ torque deviation
  • G tm (s) detection response transfer function of torque meter
  • G inv (s) inverter response transfer function
  • d1 disturbance (including periodic disturbance)
  • d2 and r ⁇ design controller Command value input
  • d3 Torque detection noise
  • z Steady torque error evaluation output
  • w Disturbance input due to steady torque error
  • u ⁇ design controller output
  • y ⁇ design controller detector input
  • e1 Torque Detection value evaluation output
  • e2 inverter torque command evaluation output
  • e3 ⁇ design controller gain evaluation output
  • W n (s) weight function for disturbance d1
  • W u (s) ⁇ design controller output
  • W e (s) Weight function for ⁇ design controller gain.
  • Perturbations such as mechanical parameters may be considered individually when designing a controller by ⁇ design, but in practice, the task of explicitly identifying the physical model (spring and mass elements) is omitted, and the frequency of torque input / output Often identified simply from the transfer characteristics.
  • the torque deviation ⁇ input from the inverter is estimated as a perturbation term to ensure robust control performance.
  • the high frequency resonance suppression controller 10 in the high frequency region is designed with a reduced controller gain in the low frequency region.
  • the evaluation output e3 of the ⁇ design controller gain is set via the weight function W e (s) for the ⁇ design controller gain.
  • the weight function W e (s) for the ⁇ design controller gain places a weight on the low frequency.
  • weight function (weight function for the inverter torque command u) W u (s) for the ⁇ design controller output u is weighted in the high frequency region in order to reduce the high frequency gain of the inverter torque command.
  • the weighting function W n (s) for the disturbance d1 places a weight in the vicinity of the resonance frequency so as to improve the performance of suppressing periodic disturbances and aperiodic disturbances.
  • FIG. 7 shows a characteristic example of the ⁇ design controller obtained by performing the DK iteration in the generalized plant configured as shown in FIG.
  • the torque detection value ⁇ det is low (low frequency range). It can be seen that the low-frequency gain has been reduced so as not to react on the side. Thereby, the control interference with the low frequency torque controller 9 mentioned later can be prevented.
  • FIG. 7 shows a gain diagram
  • the lower part shows a phase diagram.
  • the left side is the transfer characteristic C ref (s) from the command value input r to the ⁇ design controller output u
  • the right side is the transfer characteristic C tm from the detection value input y to the ⁇ design controller output u. (S) is shown.
  • the ⁇ design controller having the transfer characteristic C ref (s) and the transfer characteristic C tm (s) designed as described above is mounted on the high-frequency resonance suppression controller 10 of FIG. 5 with the configuration shown in FIG. .
  • FIG. 9 shows the frequency transfer characteristics of torque command value ⁇ * ⁇ torque detection value ⁇ det when only high-frequency resonance suppression control is implemented. It can be seen that the gain in the high band (high frequency band) is suppressed to 0 dB or less.
  • ⁇ Second function "Low-frequency torque controller 9"
  • the low frequency torque controller 9 of FIG. 5 will be described as a second function.
  • the low-band resonance frequency varies depending on the nonlinear spring characteristic of the specimen 1.
  • a method of performing robust resonance suppression control in consideration of this nonlinear characteristic is also conceivable, but the design depends on the nonlinear characteristic of the specimen.
  • the actual specimen 1 is often replaced and tested, and when a controller that depends on the specimen characteristics is designed, there is a problem that it is necessary to redesign or readjust the parameters each time.
  • the low-frequency torque controller 9 aims at the design which does not depend on the characteristic even if the specimen 1 is changed, the low-frequency torque controller 9 stably controls the steady torque without actively suppressing resonance. For purposes only.
  • the low-frequency torque controller 9 can be approximated as shown in FIG.
  • proportional-differential-preceding I-PD control of PID control is used, and a form in which a first-order low-pass filter G F1 (s) is applied to the proportional term and the differential term is adopted.
  • G F1 first-order low-pass filter
  • the present invention is not limited to the configuration shown in FIG. 10, and other PID control types can also be used.
  • a secondary low-pass filter G F2 (s) is used as the output of the I-PD controller.
  • the cut-off frequency of the secondary low-pass filter G F2 (s) is set to a cut-off frequency that does not greatly affect the low-frequency torque control characteristics and can cut off the high-frequency resonance characteristics.
  • the control interference is prevented by performing separation from the high-frequency resonance suppression control system, which is the first function described above.
  • the parameters K p , K i , and K d of the I-PD control are quaternary. What is necessary is just to calculate using the model matching method etc. which correspond with the pole of a standard form. As an example, when the pole is arranged in the fourth-order Butterworth type characteristic, it is calculated as shown in the equation (3).
  • the PID parameter determination method is not limited to this, and various other methods may be used for adjustment.
  • K is a parameter that determines the control response of the torque follow-up control, and is designated by a coefficient for the low-band resonance frequency frL .
  • ⁇ f1 is a cut-off frequency of the low-pass filter related to the proportional term and the differential term, and can be determined according to Equation (3).
  • FIG. 11 shows frequency transfer characteristics of the torque command value ⁇ * ⁇ the detected torque value ⁇ det when the low-frequency torque control configured as described above is performed.
  • the low-frequency torque controller 9 cuts off the low-frequency resonance characteristics, but a desired command value amplitude can be obtained only in a region even lower than the low-frequency resonance frequency. It becomes.
  • Excitation torque controller 11 As described above, the low frequency torque controller 9 performs only the tracking control in the low frequency region including the steady torque, and the high frequency resonance suppression controller 10 contributes only to attenuating the resonance characteristics in the high frequency region. . Therefore, the excitation torque controller 11 shown in FIG. 5 is necessary to realize the excitation control in a desired wide frequency band.
  • the excitation torque controller 11 receives a torque command value ⁇ * including an excitation frequency component, a torque detection value ⁇ det, and a reference phase ⁇ (motor rotation phase detection value) for generating the excitation frequency component. .
  • the excitation torque command value ⁇ pd * output from the excitation torque controller 11 is superimposed on the low-frequency torque controller output ⁇ dc * to be a corrected torque command value ⁇ r * .
  • the transfer characteristic from the excitation torque command value ⁇ pd * to the detected torque value ⁇ det of the excitation torque controller 11 is the closed loop of the controlled object including the low-frequency torque controller 9 and the high-frequency resonance suppression controller 10.
  • the transfer characteristic is as shown in FIG. In the excitation frequency band, it is desirable that the amplitude (gain) characteristic in FIG. 12 is constant at 0 dB and the phase characteristic is constant at 0 deg, but a controller that actually forms such a frequency characteristic is difficult.
  • the excitation torque controller 11 needs to adjust the gain and phase of each frequency component of the excitation torque in consideration of the transfer characteristics of FIG. In the frequency band (15 to 400 Hz) to be excited, it is conceivable to generate a command value using the reverse characteristic of FIG. 12, but the specimen 1 has a non-linear spring characteristic and changes depending on the operating state. Therefore, it is difficult to obtain an excitation torque waveform having a desired amplitude and phase by a method of simply generating a command value via an inverse characteristic.
  • FIG. 13 shows a basic configuration diagram of the excitation torque controller 11 in the first embodiment.
  • the symbols in FIG. 13 are as follows.
  • ⁇ * Torque command value (including excitation frequency component), ⁇ det : Torque detection value, ⁇ : Rotation phase detection value, n: Order (specify the order of the excitation frequency component and torque ripple frequency component to be controlled), omega m: motor speed, tau rpd *: vibration torque command value, T n *: n order frequency component vector of vibration torque command value, T n: n order frequency component vector of the periodic disturbance (torque ripple), U n ⁇ : N-order frequency component vector (estimated value including periodic disturbance) of manipulated variable estimated value, D n * : n-order frequency component vector of periodic disturbance command value by vibration, D n ⁇ : n-order of periodic disturbance estimated value Frequency component vector, T pdn * : nth-order
  • the generalized periodic disturbance observer is a control system that suppresses periodic disturbance by paying attention to a specific frequency component.
  • the generalized periodic disturbance observer is applied as a method for generating a desired periodic vibration.
  • This system is a control system that contributes only to a specific frequency component.
  • a frequency component to be vibrated is extracted by the vibration frequency component extractor 12, and a periodic disturbance (torque ripple) to be suppressed by the ripple suppression frequency component extractor 13 is extracted.
  • Frequency component is extracted.
  • the n-order frequency component of the excitation torque command value is based on the torque command value ⁇ * and the n-order rotation phase n ⁇ obtained by multiplying the rotation phase detection value ⁇ by the order n.
  • the vector T n * is output.
  • the ripple suppression frequency component extractor 13 outputs an n-order frequency component vector T n of periodic disturbance based on the detected torque value ⁇ det and the n-th rotation phase n ⁇ .
  • n-order frequency components generated in synchronization with the motor rotation speed are extracted as follows using an n-order rotation phase n ⁇ that is n times the rotation phase detection value ⁇ .
  • the coordinates synchronized with the frequency component of the n-th rotation phase n ⁇ defined as d n q n rotating coordinate system, put d n real part of the complex vector, the q n with the axis of the imaginary part.
  • Equation (4) is used to extract an excitation frequency component included in the torque command value ⁇ *
  • Equation (5) is used to extract a periodic disturbance included in the detected torque value ⁇ det , that is, a frequency component of torque ripple.
  • the frequency component is extracted by a low-pass filter G F (s) in consideration of the ease of mounting in an arithmetic unit.
  • the speed converter 14 differentiates the n-th rotational phase n ⁇ to calculate the n-th rotational frequency n ⁇ ⁇ m .
  • the control target model in the excitation torque controller 11 can be expressed by a one-dimensional complex vector.
  • the control target model synchronized with the frequency component of the n-th rotational phase n ⁇ is defined as P n .
  • P n P dn + jP qn .
  • the control target system for the excitation torque controller 11 has the frequency transfer characteristic of the excitation torque command value ⁇ pd * ⁇ the detected torque value ⁇ det shown in FIG.
  • the control target model P n is obtained by extracting the amplitude / phase characteristics synchronized with the frequency component of the phase n ⁇ as a complex vector. Therefore, it means that the controlled object model P n changes according to the motor rotational speed ⁇ m and the order n.
  • the control target model P n corresponds to a kind of gain scheduling function depending on the motor rotation speed.
  • the inverse model Q n Since the controlled object model P n in the d n q n rotating coordinate system defined in this way changes according to the frequency component to be vibrated or suppressed, the inverse model Q n must also be changed according to the motor speed. . Therefore, as shown in FIG. 13, an inverse model synchronized with the frequency component of the n-th rotation phase n ⁇ is selected based on the n-th rotation frequency n ⁇ ⁇ m calculated by the speed detector.
  • the inverse model Q n is expressed by the following equation (6).
  • the purpose of this control is to achieve the desired excitation torque and torque ripple suppression with the shaft torque meter that is the output of the controlled object, and the controlled object's transfer characteristics (controlled object model) P n is taken into account.
  • the input (operation amount) must be determined. Therefore, by using the characteristics of the inverse model Q n as shown in FIG. 13, the n-th order of the periodic disturbance due to the excitation of the input part of the control target model P n from the n-order frequency component vector T n * of the excitation torque command value.
  • a frequency component vector D n * is calculated.
  • the formula for calculating the n- th order frequency component vector D n * of the periodic disturbance due to vibration is the formula (6-2).
  • n estimates including periods disturbance
  • n-th order frequency component vector of manipulated variable estimate from n order frequency component vector T n of the periodic disturbance estimating the U n ⁇ .
  • the formula for calculating the n-th order frequency component vector U n ⁇ of the manipulated variable estimation value is the formula (6-3).
  • the operation amount for the estimated value of the n-th frequency component vector U n ⁇ is estimated also includes components of the torque ripple is a periodic disturbance
  • vibration torque control is an operation amount to be input to the controlled object model P n
  • the n-th order frequency component vector T pdn * of the output of the generator is subtracted to estimate the n-th order frequency component vector D n ⁇ of the periodic disturbance estimated value.
  • the excitation frequency component extractor 12 and the ripple suppression frequency component extractor 13 are subtracted. for the purpose of synchronizing the response delay of the low pass filter G F (s) as used, is subtracted pass filter G F (s) n order frequency components of the vibration torque controller output via the vector T pdn * .
  • the n-order frequency of the excitation torque controller output is obtained.
  • a component vector T pdn * is calculated.
  • the n-th order frequency component vector T pdn * of the excitation torque controller output is restored to the original time waveform from the d n q n rotating coordinate system based on the equation (7) in the compensation signal synthesizer 19. It is also possible to set a plurality of orders for n and to configure them in parallel. By adding the frequency components of these orders, the excitation torque command value ⁇ pd * can be synthesized.
  • High-frequency resonance suppression control has the effect of suppressing non-periodic disturbances, and in addition to the periodic disturbance suppression effect by the generalized periodic disturbance observer, the suppression of non-periodic disturbances can be realized at the same time.
  • FIG. 14 the example of the effect in this Embodiment 1 is shown.
  • the upper part of FIG. 14 shows a shaft torque waveform of the conventional vibration control method.
  • “low-frequency torque control” and “high-frequency resonance suppression control” are applied, but the “excitation torque controller 11” proposed in the first embodiment does not function, and distortion occurs.
  • the excitation torque command value including the component is directly applied to the excitation torque command value ⁇ pd * .
  • the excitation torque command value and the detected shaft torque value do not match, and the desired waveform cannot be obtained with the shaft torque.
  • Non-Patent Document 1 also proposes an automatic adjustment method of the excitation amplitude, but this is a method of following only the magnitude of the excitation amplitude, and is premised on excitation control using a sinusoidal waveform of a single frequency component. . Therefore, even if the excitation amplitude control of Non-Patent Document 1 is performed, the tracking control cannot be performed up to the shape of the distortion waveform, and the phases do not match. Further, since the influence of periodic disturbance due to torque ripple is not taken into consideration, an unintended distortion component remains as in the upper waveform of FIG.
  • the excitation torque controller functions and can automatically follow the shape.
  • the transient response at this time is the same as that of the generalized periodic disturbance observer, and is determined by the low-pass filter G F (s) used for frequency component extraction. As a numerical example, it is possible to follow a transient change in about 0.3 seconds.
  • the vibration controller 5 shown in FIG. 1 includes the reduction torque controller 9, the high-frequency resonance suppression controller 10, and the vibration torque controller shown in FIG. 11.
  • FIG. 15 is a configuration diagram of the excitation torque controller 11 in the second embodiment. Other control functions are the same as those in the first embodiment.
  • the torque deviation ⁇ between the torque command value ⁇ * including the vibration frequency component and the torque detection value ⁇ det is taken. If the frequency component included in the deviation becomes zero, the vibration torque command value and the periodic vibration component are This means that the detected shaft torque values match.
  • the frequency component of the torque deviation ⁇ is uniformly extracted without distinguishing the excitation frequency component and the periodic disturbance frequency component due to torque ripple, and the generalized periodic disturbance observer is set so as to eliminate the deviation.
  • the n-order frequency component vector D n * of the periodic disturbance command value due to vibration is used as the command-side frequency component vector.
  • the inverse model multiplier 15 that multiplies one excitation frequency component extractor 12 and the inverse model is reduced, the calculation load of a computer such as a microprocessor can be reduced.
  • the T dn cos2n ⁇ + T qn sin2n ⁇ + 2T dc cosn ⁇ , the T qn cos2 ⁇ + T dn sin2n ⁇ + 2T dc sinn ⁇ , is removed by the low pass filter G F (s), can be obtained T dn, T qn. 2n ⁇ component and n ⁇ component are included, and when these frequency components are sufficiently higher than the cut-off frequency of the low-pass filter G F (s), the frequency components can be extracted well.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter G F (s) it is necessary to set the cut-off frequency of the low-pass filter G F (s) to a sufficiently low value.
  • the transient response of the generalized periodic disturbance observer is determined by the response of the low-pass filter G F (s). Therefore, if the cut-off frequency is too low, the speed response of the torque waveform tracking deteriorates.
  • T dn cos2n ⁇ + T qn sin2n ⁇ + 2T dc cosn ⁇ , T qn cos2 ⁇ + T dn sin2n ⁇ + 2T dc sinn ⁇ in the equation (8) has only a 2n ⁇ component.
  • the 2n ⁇ component is easier to cut off than the n ⁇ component, the above-mentioned trade-off problem is alleviated and the low-pass filter G F (s) can be easily designed.
  • the torque deviation ⁇ is input to the frequency component extractor 22 instead of the torque detection value ⁇ det in the equation (5) to obtain the nth-order frequency component vector T n of the periodic disturbance.
  • the low frequency torque controller 9 eliminates the DC component of the torque deviation ⁇ , and the input signal of the frequency component extractor is the torque deviation ⁇ . Therefore, the secondary effect described above can also be obtained.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of the third embodiment.
  • FIG. 15 of the second embodiment is as shown in FIG.
  • the control block diagram can be equivalently converted.
  • the frequency component extractor 22 of FIG. 15 is changed to a frequency component converter 24, and the low-pass filter G F (s) is changed to an integrator 23. That is, the low-pass filter G F (s) inside the frequency component extractor 22 in FIG.
  • the integrator 23 is obtained as a result of combining the low-pass filter G F (s) and the subsequent low-pass filter G F (s) inside the frequency component extractor 22, and gains the inverse model of the cutoff frequency ⁇ f and the inverse model.
  • a simple integrator 23 is obtained.
  • FIG. 15 can be equivalently converted to FIG.
  • the frequency component converter 24 in FIG. 16 uses equation (10).
  • the generalized periodic disturbance observer for the torque deviation is very simple including only the integrator 23 with ⁇ f as a gain. It can be realized by configuration. Therefore, in addition to the effects of the second embodiment, the amount of calculation related to control can be further reduced.
  • FIG. 17 is obtained by adding an observer gain Kob to the configuration of the third embodiment.
  • the same effect can be obtained for the configurations of the other embodiments by using a configuration in which the observer gain Kob is added to the inverse model Q n .
  • FIG. 18 shows a stability analysis example of a generalized periodic disturbance observer.
  • FIG. 18 is a numerical example showing a stable range when the inverse model Q n has an amplitude error (vertical axis) and a phase error (horizontal axis) with respect to the controlled object model (true value) P n .
  • the portion indicated by the dotted line in FIG. 18 indicates a place that is closest to the origin (has the best response) in the discrete pole arrangement.
  • the phase error is set to 0 degree as much as possible and the observer gain Kob is appropriately given, which means that the quick response at the time of transient change is improved.
  • the transient response of the excitation waveform follow-up control can be improved by appropriately giving the observer gain Kob of the feedback loop. .
  • the generalized periodic disturbance observer method is a periodic disturbance suppression controller that contributes only to a specific frequency component, but in the fifth embodiment, the order to be suppressed is separately designated. And parallelize these generalized periodic disturbance observers.
  • periodic disturbances of a plurality of frequency components can be simultaneously suppressed by adding the parallel periodic disturbance compensation values.
  • Torque ripple is a periodic disturbance caused by electromagnetic non-uniformity of the motor, mechanical imbalance, inverter dead time, current sensor error, and other non-linearity. Designate primary, secondary, sixth, twelfth, etc. by frequency. The order at which torque ripple is likely to occur may be specified depending on the number of motor poles and structural characteristics.
  • the suppression target order n of the parallel first stage control configuration is 6th order
  • the suppression target order n of the parallel second stage control configuration is 12th order. Therefore, the n-th order rotation phase n ⁇ of the control configuration in the first parallel stage is different from the n-th order rotation phase n ⁇ in the control configuration of the second parallel stage.
  • the vibration control engine torque pulsation is simulated, but in a four-cycle engine used in many commercially-available automobiles, each cylinder explodes fuel once in two revolutions, so the number of cylinders ⁇ 0. A large vibration torque having a frequency of 5 ⁇ rotational speed is generated.
  • the engine vibration waveform may be simulated by specifying the second, fourth, sixth, eighth, etc. mechanical frequencies in a four-cylinder engine.
  • torque ripple suppression can be realized simultaneously while simulating the engine waveform.
  • the excitation torque controller 11 is configured by a synchronized control system.
  • the test is usually performed with rotation-synchronized excitation as described above, but as a special case, it is also possible to perform excitation control asynchronous with motor rotation.
  • an excitation frequency component generated asynchronously with the rotation is superimposed separately from the order synchronized with the rotation performed in the torque ripple suppression control.
  • ⁇ ′ is an asynchronous and different value from the motor rotational speed ⁇ m corresponding to the frequency component for the excitation control.
  • ⁇ ′ is obtained by differentiating the phase ⁇ ′.
  • the phase ⁇ or ⁇ ′ is set separately regardless of the motor rotational speed ⁇ m .
  • ⁇ 2 ′ (hereinafter referred to as ⁇ 2 ′) is different), depending on the motor speed ⁇ m , the frequency component (n1 ⁇ ⁇ m ) of the torque ripple suppression control at the first parallel stage and the second stage addition
  • ⁇ 2 ′ d ⁇ 2 ′ / dt
  • the same frequency component is controlled by both control systems in parallel, which may cause control interference.
  • the asynchronous excitation frequency components ( ⁇ 1 ′, ⁇ 2 ′) and the n-th rotational frequency, that is, the torque ripple frequency component ( n1 ⁇ ⁇ m , n2 ⁇ ⁇ m ) are monitored, and when these frequencies match, the torque ripple suppression control of the control configuration of the matched stage is turned OFF.
  • the excitation torque control system includes the role of torque ripple suppression, and therefore does not affect the result of the engine waveform tracking control.
  • the excitation torque controller 11 in order to cope with the engine misfire mode, is mounted with a generalized periodic disturbance observer that specifies a decimal order.

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Abstract

低域トルク制御器９により、トルク指令値τ*とトルク検出値τdetに基づいて、低域トルク制御器出力τdc *を出力し、加振トルク制御器１１によりトルク指令値τ*とトルク検出値τdetと回転位相検出値θとに基づいて加振トルク指令値τpd *を出力する。そして、高域共振抑制制御器において、低域トルク制御器出力τdc *と加振トルク指令値τpd *とを加算した補正トルク指令値τr *と、トルク検出値τdetと、に基づいてインバータトルク指令値τinv *を出力する。モータドライブシステムの軸トルク加振制御において、共振・非周期外乱・周期外乱の影響をすべて除去しつつ、歪み成分を含んだエンジン加振トルク指令値に追従させる。

Description

モータドライブシステム
　本発明は、 ダイナモメータシステム、特に、ドライブトレインベンチにおける加振制御に係り、エンジンのように脈動が発生する複雑なトルク波形を、ダイナモメータの軸トルクで再現するための制御装置ならびに制御手法に関する。
　非特許文献１には、ドライブトレインベンチにおいて、共振抑制と低域トルク制御を実施しながら、加振振幅を制御する方式が開示されている。
　特許文献１，２には、機械共振を考慮して周期外乱抑制制御を実施しながら、加振制御を行う手法が開示されている。
　ダイナモメータシステムのように、自動車や自動車部品を試験する計測制御システムでは、制御の安定性だけでなく高速，高応答，大容量，高精度などの高い要求を同時に満たさなければならない。これらの要求を満たすハードウェアの一つとして、高速・高応答を実現する低慣性化されたモータを用いる場合があり、供試体との間で多慣性共振系システムが形成され、計測値である軸トルク検出箇所においては、軸ねじれ共振現象が発生しやすい。
　また、仕様・構造上の制約から、モータ極数の減少や電磁気的な設計の都合で、トルクリプルと呼ばれる周期的な外乱も発生しやすい。こうした共振・外乱は、試験・計測器として大きな問題となるため、共振抑制制御や外乱抑制制御が必須である。
　特に、自動車の各種変速機，トルクコンバータ等の車両駆動系部品の試験を行うドライブトレインベンチでは、エンジンの爆発トルク波形をモータドライブシステムで模擬することが要求され、低域から高域まで幅広い周波数帯域での軸トルク加振制御が必要となる。
　その結果、制御帯域に機械系で発生する共振周波数が含まれることになり、その機械共振は抑制しつつも所望する加振振動成分は発生させなければならないという高度な軸トルク制御が必要になる。
　非特許文献１には、ドライブトレインベンチの軸トルク加振制御法が開示されている。ドライブトレインベンチでは、低域の共振点と高域の共振点が存在する。低域の共振は供試体であるトルクコンバータが持つ非線形ばねに起因し、高域の共振は駆動モータ，軸トルクメータおよびそれらをカップリングする機械系の剛性に起因する。
　エンジンの加振トルクを模擬するため、軸トルク加振制御では、上述の機械共振による振動拡大を抑制した上で、所望の加振振幅が得られるように制御することが要求される。
　そこで、非特許文献１では、供試体の非線形特性に大きく依存する低域の制御にはＩ－ＰＤ制御による軸トルク制御手法を適用し、ダイナモメータ設備に起因する高域の共振についてはμ設計法による共振抑制制御が適用されている。
　これらを周波数帯域で分離して組み合わせた制御を実施した上で、軸トルクに所望の加振振幅が得られるように加振振幅の自動調整手法が開示されている。
　しかしながら、本手法は単一の周波数成分、すなわち、正弦波による加振制御に限定されており、その正弦波の振幅のみが制御されている。したがって、正弦波の位相については制御されていない。
　さらには、エンジンの実際の爆発トルク波形は複数の周波数成分が混在する歪み波形であるため、より正確にエンジン爆発トルクを模擬するためには、複数の周波数成分を同時に加振し、振幅だけでなく位相も合わせ込む必要がある。この非特許文献１の手法では、歪み成分を含んだエンジン爆発トルクを模擬する軸トルク加振制御は実現できない。
　また、実際にはモータ構造に起因して発生するトルクリプルが周期外乱として存在するが、μ設計等の共振抑制制御のみでは十分に周期外乱を抑制できず、加振制御による周波数成分と混在して、軸トルク制御をより複雑にする。この非特許文献１では、こうした周期外乱による影響を考慮していないため、正弦波の加振トルク指令を与えたとしても、軸トルクにはエンジン波形とは異なる周波数成分の意図しない歪みが発生することになる。
　特許文献１，２では、エンジン爆発トルクに含まれる歪み成分も考慮し、一般化周期外乱オブザーバによる複数の周期成分の制御が実現されている。機械共振の抑制については、予めシステム同定などによって得られたトルク伝達特性の逆特性を用いており、共振抑制テーブルとして実装されている。これにより、各周波数成分の加振成分を残した上で、機械共振や周期外乱（トルクリプル）による影響は除去することができる。
　しかしながら、この特許文献１，２で開示されている手法は、予め設定した周波数成分のみを制御対象としているため、共振抑制テーブルについても、トルク指令値に加振周波数成分を重畳したことによる共振の影響を除去するのみである。
　したがって、トルクセンサの検出ノイズ等のように非周期的な外乱が含まれると、軸トルク検出に機械共振の影響が残留する。また、共振抑制テーブルの他に、周期外乱を抑制するためのシステム同定テーブルも必要であるため、演算量やメモリの量が増加する。
　以上示したように、モータドライブシステムの軸トルク加振制御において、共振・非周期外乱・周期外乱の影響をすべて除去しつつ、歪み成分を含んだエンジン加振トルク指令値に追従させることが課題となる。
特開２０１１－１７６９５０号公報 特開２０１１－１７６９５１号公報
秋山，小川，澤田，山本「ドライブトレインベンチの軸トルク加振制御」電気学会論文誌Ｃ，Ｖｏｌ．１３４，Ｎｏ．７，ｐｐ９０９－９１６，２０１４
　本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、モータの軸トルクを、インバータを用いて制御するモータドライブシステムであって、トルク指令値とトルク検出値に基づいて、低域トルク制御器出力を出力する低域トルク制御器と、前記トルク指令値と前記トルク検出値と回転位相検出値とに基づいて加振トルク指令値を出力する加振トルク制御器と、前記低域トルク制御器出力と前記加振トルク指令値とを加算した補正トルク指令値と、前記トルク検出値と、に基づいてインバータトルク指令値を出力する高域共振抑制制御器と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記高域共振抑制制御器は、前記補正トルク指令値が、μ設計制御器の指令値入力からμ設計制御器出力までの伝達特性を通った出力と、前記トルク検出値が、μ設計制御器の検出値入力からμ設計制御器出力までの伝達特性を通った出力と、を加算して、インバータトルク指令値を出力するμ設計制御器を有し、前記低域トルク制御器はＰＩＤ制御を行うことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と、前記回転位相検出値に制御する加振周波数成分とトルクリプル成分の次数ｎを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加振周波数成分抽出器と、前記トルク検出値と、前記ｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力するリプル抑制周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算し、加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１逆モデル乗算部と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２逆モデル乗算部と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルから、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値を減算して周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１減算器と、前記加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルから、前記周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを減算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２減算器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する逆モデル乗算部と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルと、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値と、を加算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加算器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗じて、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを求める逆モデル乗算部と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを積分し、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する積分器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。　
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と、前記回転位相検出値に制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加振周波数成分抽出器と、前記トルク検出値と、前記ｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力するリプル抑制周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算した加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１逆モデル乗算部と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２逆モデル乗算部と、前記加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して第２減算器に出力する第１乗算器と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して第１減算器に出力する第２乗算器と、前記第２乗算器の出力から、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値を減算して周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１減算器と、前記第１乗算器の出力から、前記周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを減算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２減算器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する逆モデル乗算部と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して加算器に出力する乗算器と、前記乗算器の出力と、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを通った値と、を加算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加算器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器は、前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗じて、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを求める逆モデル乗算部と、前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して積分器に出力する乗算器と、前記乗算器の出力を積分し、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する積分器と、前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、を備えたことを特徴とする。 
　また、その一態様として、前記次数ｎの異なる加振トルク制御器を複数台有し、各々の加振トルク制御器の出力を合算した値を加振トルク指令値とすることを特徴とする。
　また、その一態様として、加振周波数成分抽出器に前記ｎ次回転位相が入力されず、前記ｎ次回転位相と非同期となる位相が入力される場合、並列段の制御構成の非同期加振周波数成分とｎ次回転周波数を各々監視しておき、これらの周波数が一致した場合、一致した段の制御構成の操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを０とすることを特徴とする請求項９記載のモータドライブシステム。 
　また、その一態様として、前記加振トルク制御器の次数ｎは小数も含むことを特徴とする。 
　また、その一態様として、供試体の入力側に接続されたエンジン爆発トルクを模擬する駆動モータと、前記供試体の出力側に接続された車輪および路面の負荷を模擬する吸収モータと、前記駆動モータのトルク検出値と回転位相検出値とに基づいて、第１インバータトルク指令値を出力する加振制御器と、前記吸収モータのモータ回転数に基づいて、第２インバータトルク指令値を出力する速度制御器と、前記第１インバータトルク指令値に基づいて、前記駆動モータを駆動する駆動モータインバータと、前記第２インバータトルク指令値に基づいて、前記吸収モータを駆動する吸収モータインバータと、を備えたことを特徴とする。
　本発明によれば、モータドライブシステムの軸トルク加振制御において、共振・非周期外乱・周期外乱の影響をすべて除去しつつ、歪み成分を含んだエンジン加振トルク指令値に追従させることが可能となる。
ドライブトレインレンチの基本構成図。 インバータトルク指令値τinv *→トルク検出値τdetの周波数伝達特性の例を示す図。 供試体の非線形ばねの特性の例を示す図。 制御対象の３慣性系近似モデルを示す図。 実施形態１の基本制御構成図。 一般化プラントの構成例を示す図。 μ設計制御器の特性図。 μ設計制御器の構成図。 高域共振抑制のみを実施した場合の周波数伝達特性図。 低域トルク制御器の設計図。 低域トルク制御のみ実施した場合の周波数伝達特性図。 加振トルク指令値τpd *→トルク検出値τdetの周波数伝達特性図（低域トルク制御ＯＮ，高域共振抑制制御器ＯＮ）。 加振トルク制御器の基本構成図。 実施形態１の効果例を示す図。 実施形態２の加振トルク制御器の構成図。 実施形態３の加振トルク制御器の構成図。 実施形態４の加振トルク制御器の構成図。 一般化周期外乱オブザーバのモデル誤差に対するロバスト安定性を示す図。 １気筒失火モードのトルク波形追従制御例を示す図。
　本願は、「歪み波形を含む任意波形追従制御」に関する提案であるため、図１の基本構成には限らないが、実施形態１～７では、非特許文献１に記載されているドライブトレインベンチと同様の基本構成において、軸トルク加振の任意波形追従制御を実施する例で課題の解決法と適用効果を説明する。
　図１は、ドライブトレインベンチの基本構成図である。供試体１はトルクコンバータとし、その入力側の駆動モータ２において、エンジン爆発トルクを模擬する。出力側は、車輪および路面の負荷を模擬する吸収モータ３であり、本構成では回転数制御を行う。供試体１と駆動モータ２の間には軸トルクメータ４を設け、検出されたトルク検出値τdetが、エンジン爆発トルクを模擬したトルク指令値τ*に追従するように制御する。
　加振制御器５は、加振周波数成分を含んだトルク指令値τ*に基づいて、加振制御を実施する。本願発明では、非特許文献１と異なり、加振周波数成分の位相も検知するため、回転位置センサ６による回転位相検出値θを用いる。
　速度制御器７では、吸収モータ３で回転数制御を行うために、回転位置センサ８のモータ回転数ωmが速度指令値ωm *に追従するように制御する。速度制御器７は一般的なＰＩＤ制御等で実施すれば良い。
　加振制御器５，速度制御器７が出力するインバータトルク指令値τinv1 *，τinv2 *に基づき、駆動モータインバータＩＮＶ１，吸収モータインバータＩＮＶ２を介して駆動モータ２，吸収モータ３を駆動する。
　なお、駆動モータインバータＩＮＶ１，吸収モータインバータＩＮＶ２は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器である。駆動モータインバータＩＮＶ１，吸収モータインバータＩＮＶ２の交流出力端子を駆動モータ２，吸収モータ３の端子に接続する。駆動モータインバータＩＮＶ１，吸収モータインバータＩＮＶ２は、駆動モータインバータＩＮＶ１，吸収モータインバータＩＮＶ２の交流出力電流（すなわちモータ電流）を制御することでモータの軸トルク（トルク検出値）τdetをインバータトルク指令値τinv1 *，τinv2 *に制御する機能を持つ。
　図２は、駆動モータインバータＩＮＶ１ヘのインバータトルク指令値τinv1 *からトルク検出値τdetまでの周波数伝達特性の例である。本願発明では、図１の構成を等価的に３慣性系に近似しており、低周波数領域で変動している共振点は、供試体１であるトルクコンバータの非線形ばねに起因したものである。
　参考に非線形ばね特性の例を図３に示す。高周波数領域の共振点は、駆動モータ２・軸トルクメータおよびカップリング等の機械設備の軸ねじれ剛性に起因したものである。
　このように、本願発明で説明するドライブトレインベンチでは、低域に非線形な共振特性を持ち、高域に高い共振特性を持つ３慣性系となり、トルク指令値τ*に対して、単純に加振トルクを与えた場合は共振が発生し、所望の加振波形とはならないことを意味する。
　なお、広く自動車で用いられている４サイクルエンジンでは、その爆発トルクは、気筒数×０．５×回転数の周波数成分で大きな振動トルクが発生する。例えば、エンジンの回転数を６００ｍｉｎ-1～６０００ｍｉｎ-1とし、３気筒から８気筒エンジンまで模擬する場合、１５～４００Ｈｚの帯域で加振制御を実現する必要がある。
　また、歪み成分を考慮すれば４００Ｈｚを超えてさらに高い帯域まで必要となるため、機械構成上の限界まで可能な限り加振周波数成分を追従させる必要がある。 
　図４に、本構成を３慣性系に近似した場合の制御対象のブロック図を示す。 図４の符号は以下の通りである。
Ｊ１：駆動モータの慣性モーメント，Ｊ２：供試体・カップリングの慣性モーメント，Ｊ３：吸収モータの慣性モーメント，Ｋ１２：カップリングおよび軸トルクメータの軸ねじれ剛性，Ｋ２３およびΔＫ２３：供試体の軸ねじれ剛性（非線形特性を有する：図３），Ｃ２３：供試体の損失，Ｇinv（ｓ）：駆動側インバータの応答伝達関数，Ｇtm（ｓ）：軸トルク検出の応答伝達関数，Ｇθ（ｓ）：回転位相検出の応答伝達関数，ｓ：ラプラス演算子。
　前述の通り、供試体１であるトルクコンバータは非線形ばね特性を持つため、Ｋ２３およびΔＫ２３を用いて表現する。また、インバータ，トルクメータ検出，位相検出には、応答遅れや無駄時間が存在するため、近似した応答伝達関数を挿入している。
　図４に示した近似モデルのインバータトルク指令値τinv *からトルク検出値τdetまでの周波数伝達特性は図２に示したとおりであるが、加振の周波数帯域で常に０ｄＢ，すなわちトルク指令値τ*からトルク検出値τdetへの伝達特性が１になるようなコントローラを設計することが望ましい。そのためには、低域と高域における共振抑制制御が必要となる。また、振幅特性が０ｄＢより低下している帯域では増幅する必要がある。
　［実施形態１］
　本実施形態１では、非特許文献１と同様に、低域と高域の共振周波数帯を切り分けて、高域の共振抑制制御と低域の定常トルク制御を行う手法を基本とし、非特許文献１では実現できない「歪み成分を含む加振波形追従制御」を実現するための手法として、一般化周期外乱オブザーバを併用する手法を説明する。
　図５は、本実施形態１の基本となる制御構成図である。 図５の符号は以下の通りである。
τ*：トルク指令値，τdc *：低域トルク制御器出力，τpd *：加振トルク指令値，τr *：補正トルク指令値，τinv *：インバータトルク指令値，τdet：トルク検出値，θ：回転位相検出値。
　図５に示すように、本実施形態１におけるモータの軸トルクをインバータを用いて制御するモータドライブシステムは、低域トルク制御器９により、トルク指令値τ*とトルク検出値τdetに基づいて低域トルク制御器出力τdc *を出力する。また、加振トルク制御器１１により、トルク指令値τ*とトルク検出値τdetと回転位相検出値θとに基づいて加振トルク指令値τpd *を出力する。高域共振抑制制御器１０は、低域トルク制御器出力τdc *と前記加振トルク指令値τpd *とを加算した補正トルク指令値τr *と、前記トルク検出値τdetと、に基づいてインバータトルク指令値τinv *を出力する。
　本実施形態１における「制御対象」は、図４に示した３慣性系近似モデルに該当する。
　図５に示すとおり、本実施形態１の機能は「低域トルク制御器９」「高域共振抑制制御器１０」および一般化周期外乱オブザーバによる「加振トルク制御器１１」の３つの機能が存在する。以下、各機能について順次説明する。
　・第１の機能「高域共振抑制制御器１０」
　図４に示した３慣性系近似モデルでは、低域の共振点と高域の共振点が存在する。仮に、全周波数帯域で共振抑制する包括的なコントローラを設計した場合、保守的な設計となりやすく、特に低域側の非線形性も考慮した場合はロバスト制御性能を満たす設計自体が困難となる。
　したがって、このような系に対しては、低域側と高域側の制御系を分離することが有効である。本実施形態１では、高域側の共振抑制制御をロバスト制御手法のひとつであるμ設計制御器で実現し、低域側の供試体１に起因した非線形な共振特性に対しては積極的な共振抑制制御は行わずに定常トルクの追従制御を実現する手法を組み合わせる。
　まず、第１の機能である高域共振抑制制御器１０について説明する。高域の共振周波数は、図２の特性から、図４における駆動モータの慣性モーメントＪ１と供試体・カップリングの慣性モーメントＪ２による２慣性共振系の共振周波数に等価できる。したがって、高域の共振周波数は（１）式で計算される共振周波数ｆrHとほぼ一致する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　そこで、高域の共振を抑制するために近似された２慣性系を考慮し、高域共振抑制制御器の設計に用いる一般化プラントを図６のように構成する。本実施形態１では、ロバスト制御手法のひとつであるμ設計を用いた例で説明するが、Ｈ∞制御などのその他の一般的な共振抑制制御手法を用いても良い。図６の符号は以下の通りである。
Δτ：トルク偏差，Ｇtm（ｓ）：トルクメータ等の検出応答伝達関数，Ｇinv（ｓ）：インバータ応答伝達関数，ｄ１：外乱（周期外乱を含む），ｄ２およびｒ：μ設計制御器の指令値入力，ｄ３：トルク検出ノイズ，ｚ：定常トルク誤差の評価出力，ｗ：定常トルク誤差による外乱入力，ｕ：μ設計制御器出力，ｙ：μ設計制御器の検出器入力，ｅ１：トルク検出値の評価出力，ｅ２：インバータトルク指令の評価出力，ｅ３：μ設計制御器ゲインの評価出力，Ｗn（ｓ）：外乱ｄ１に対する重み関数，Ｗu（ｓ）：μ設計制御器出力ｕに対する重み関数，Ｗe（ｓ）：μ設計制御器ゲインに対する重み関数。
　μ設計によるコントローラ設計に際し、機械系パラメータ等の摂動を個別に考慮しても良いが、実用上は物理モデル（バネ・マス要素）を明示的に同定する作業を省略し、トルク入出力の周波数伝達特性から簡易的に同定することが多い。
　したがって、ここではインバータから入力されるトルク偏差Δτを摂動項として見積もり、ロバスト制御性能を担保する。
　低周波数領域の定常トルク追従制御は後述する低域トルク制御器９で実現するため、高周波数領域の高域共振抑制制御器１０では、低周波数領域におけるコントローラゲインを落とした設計を行う。
　すなわち、μ設計制御器の指令値入力ｒからμ設計制御器出力ｕのゲインにおいて、μ設計制御器ゲインに対する重み関数Ｗe（ｓ）を介してμ設計制御器ゲインの評価出力ｅ３を設定しているが、低域トルク制御器９との制御干渉を防ぐために、μ設計制御器ゲインに対する重み関数Ｗe（ｓ）は低域に対して重みを置く。
　また、μ設計制御器出力ｕに対する重み関数（インバータトルク指令ｕに対する重み関数）Ｗu（ｓ）は、インバータトルク指令の高周波ゲインを低減するために高周波領域で重み付けする。外乱ｄ１に対する重み関数Ｗn（ｓ）は、周期外乱や非周期的外乱の抑圧性能を向上するように、共振周波数付近に重みを置く。
　図６のように構成した一般化プラントにおいて、Ｄ－Ｋイテレーションを実施して得られたμ設計制御器の特性例を図７に示す。伝達特性Ｃtm（ｓ）のゲイン特性を見て分かるように、μ設計制御器ゲインに対する重み関数Ｗe（ｓ）の効果により、トルク検出値τdetに対しては低域（低周波数領域）側で反応しないように，低域のゲインが低下していることが分かる。これにより、後述する低域トルク制御器９との制御干渉を防止できる。
　また、伝達特性Ｃref（ｓ）のゲイン特性を見て分かるように共振周波数付近のゲインを低減するように設計しているため、加振トルクの周波数成分による共振を抑制できる。
　図７の上段はゲイン線図，下段は位相線図を示している。左側はμ設計制御器の指令値入力ｒからμ設計制御器出力ｕの伝達特性Ｃref（ｓ），右側はμ設計制御器の検出値入力ｙからμ設計制御器出力ｕの伝達特性Ｃtm（ｓ）を示している。
　上記で設計された伝達特性Ｃref（ｓ）と伝達特性Ｃtm（ｓ）を有するμ設計制御器は、図８に示す構成で、図５の高域共振抑制制御器１０の部分に実装する。
　補正トルク指令値τr *が伝達特性Ｃref（ｓ）を通った出力と、トルク検出値τdetが伝達特性Ｃtm（ｓ）を通った出力と、を加算して、インバータトルク指令値τinv *を生成する。
　図９に、高域共振抑制制御のみを実装した場合の、トルク指令値τ*→トルク検出値τdetの周波数伝達特性を示す。高域（高周波数領域）のゲインが０ｄＢ以下に抑制されていることが分かる。
・第２の機能「低域トルク制御器９」
　次に、第２の機能として図５の低域トルク制御器９について説明する。低域の共振周波数は、供試体１の非線形ばね特性に依存して変動する。この非線形特性を考慮してロバストな共振抑制制御を実施する手法も考えられるが、供試体の非線形特性に依存した設計となる。実際の供試体１は交換されて試験されることが多く、供試体特性に依存したコントローラを設計した場合は、その都度、再設計やパラメータの再調整が必要となってしまう問題がある。
　したがって、本実施形態１では、供試体１が変更されてもその特性に依存しない設計を目指し、低域トルク制御器９では積極的な共振抑制を行わずに定常トルクを安定に追従制御することのみを目的とする。
　図４に示した３慣性系近似モデルにおいて、低域の共振周波数に着目すると、図２の特性から、Ｊ１＋Ｊ２，Ｋ２３，Ｊ３による２慣性共振系に近似できる。すなわち、（２）式よって低域の共振周波数ｆrLが概ね分かる。ただし、軸ねじれ損失Ｃ２３の影響については省略する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　低域の制御対象を２慣性系に近似した場合、低域トルク制御器９は図１０のように近似して設計できる。ここでは一例として、ＰＩＤ制御の比例微分先行型Ｉ－ＰＤ制御を用いており、比例項と微分項に対して１次のローパスフィルタＧF1（ｓ）を適用した形式を採用する。もちろん、図１０の構成に限らず、そのほかのＰＩＤ制御型を用いても実現可能である。
　また、高域の共振点による制御スピルオーバを回避するために、Ｉ－ＰＤ制御器の出力に２次のローパスフィルタＧF2（ｓ）を用いている。この２次のローパスフィルタＧF2（ｓ）のカットオフ周波数は、低域のトルク制御特性に大きな影響を与えず、かつ、高域の共振特性を遮断できるカットオフ周波数に設定する。これにより、前述した第１の機能である高域の共振抑制制御系との分離を行って制御干渉を防止する。
　図１０の近似された構成におけるトルク指令値τ*からトルク検出値τdetまでの閉ループ伝達特性は４次系となるため、Ｉ－ＰＤ制御のパラメータＫp，Ｋi，Ｋdは、４次標準形の極と一致するモデルマッチング手法などを用いて算出すれば良い。例として、４次バターワース型の特性に極配置する場合は、（３）式のように算出される。ＰＩＤパラメータの決定方法はこれに限らず、種々の他の手法を用いて調整しても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ａ１，ａ２，ａ３は、 標準形モデルの極配置によって決定される特性方程式の各次数の係数であり、バターワース標準形の場合は、ａ１＝２．６１３１，ａ２＝３．４１４２，ａ３＝２．６１３１である。
　また、ｋはトルク追従制御の制御応答を決定するパラメータであり、低域の共振周波数ｆrLに対する係数で指定する。このときの応答周波数ωｃは、ωｃ＝ｋ×（２×π×ｆrL）で決定づけられる。なお、ωｆ１は比例項と微分項に係るローパスフィルタのカットオフ周波数であり、（３）式の通り決定できる。以上のように構成した低域トルク制御を実施した場合のトルク指令値τ*→トルク検出値τdetの周波数伝達特性を図１１に示す。
　図１１を見て分かるように、低域トルク制御器９では低域の共振特性をカットオフしているが、所望の指令値振幅が得られるのは低域の共振周波数よりもさらに低い領域のみとなる。
　すなわち、定常トルクや低域共振周波数よりも低い領域では安定な追従制御が可能であるが、高い周波数の加振信号をトルク指令値に与えても、反応できない制御器となる。したがって、加振制御については別途、図５に示したように低域トルク制御器９を介さない加振トルク制御器１１を用いて、低域トルク制御器の出力部に重畳する必要がある。
　・第３の機能「加振トルク制御器１１」
　前述したとおり、低域トルク制御器９では定常トルクを含む低周波領域の追従制御のみを行い、高域共振抑制制御器１０は高周波領域にある共振特性を減衰させることのみに寄与するものである。したがって、所望する広範な周波数帯域で加振制御を実現するために図５の加振トルク制御器１１が必要となる。
　加振トルク制御器１１は、加振周波数成分を含むトルク指令値τ*とトルク検出値τdetおよび加振周波数成分を生成するための基準位相θ（モータの回転位相検出値）を入力とする。加振トルク制御器１１から出力される加振トルク指令値τpd *は、低域トルク制御器出力τdc *に重畳し、補正トルク指令値τr *とする。
　このとき、加振トルク制御器１１の加振トルク指令値τpd *からトルク検出値τdetまでの伝達特性は、低域トルク制御器９と高域共振抑制制御器１０を含む制御対象の閉ループ伝達特性となり、図１２のようになる。加振周波数帯域において、図１２の振幅（ゲイン）特性が０ｄＢ一定，位相特性が０ｄｅｇ一定になることが望ましいが、実際にそのような周波数特性を形成するコントローラは困難である。
　したがって、加振トルク制御器１１では、図１２の伝達特性を考慮して、加振トルクの各周波数成分のゲインおよび位相を調整する必要がある。加振する周波数帯域（１５～４００Ｈｚ）において、図１２の逆特性を用いて指令値を生成することも考えられるが、供試体１には非線形ばね特性があり、動作状態で変化する。したがって、単純に逆特性を介して指令値を生成する手法では、所望の振幅・位相の加振トルク波形を得ることは難しい。
　そこで、一般化周期外乱オブザーバを用いた加振トルク波形の自動調整手法を提案する。図１３に、本実施形態１における加振トルク制御器１１の基本構成図を示す。図１３の符号は以下の通りである。
τ*：トルク指令値（加振周波数成分を含む），τdet：トルク検出値，θ：回転位相検出値，ｎ：次数（制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数を指定する），ωm：モータ回転数，τrpd *：加振トルク指令値 ，Ｔn *：加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトル，Ｔn：周期外乱（トルクリプル）のｎ次周波数成分ベクトル，Ｕn＾：操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトル（周期外乱を含む推定値），Ｄn *：加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトル，Ｄn＾：周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトル，Ｔpdn *：加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトル，ＧF（ｓ）：周波数成分抽出用のローパスフィルタ。
　一般化周期外乱オブザーバは、特定の周波数成分に着目して周期外乱を抑制する制御系であるが、本実施形態１では所望の周期的振動を発生させる方式として応用する。本方式は、特定の周波数成分のみに寄与する制御系であり、まず、加振周波数成分抽出器１２で加振したい周波数成分を抽出し、リプル抑制周波数成分抽出器１３で抑制したい周期外乱（トルクリプル）の周波数成分を抽出する。
　すなわち、加振周波数成分抽出器１２において、トルク指令値τ*と、回転位相検出値θに次数ｎを乗算したｎ次回転位相ｎθと、に基づいて、加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルＴn *を出力する。また、リプル抑制周波数成分抽出器１３において、トルク検出値τdetと、ｎ次回転位相ｎθと、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルＴnを出力する。
　これらは、モータ回転数に同期して発生するｎ次周波数成分となるため、回転位相検出値θのｎ倍のｎ次回転位相ｎθを用いて以下のように抽出する。ここで、ｎ次回転位相ｎθの周波数成分に同期した座標をｄnｑn回転座標系として定義し、ｄnを複素ベクトルの実部，ｑnを虚部の軸と置く。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　（４）式はトルク指令値τ*に含まれる加振周波数成分を抽出し、（５）式はトルク検出値τdetに含まれる周期外乱すなわちトルクリプルの周波数成分を抽出するためのものである。厳密なフーリエ変換を用いても良いが、本実施形態１では演算器への実装の容易性を考慮し、ローパスフィルタＧF（ｓ）で周波数成分を抽出している。
　速度変換器１４では、ｎ次回転位相ｎθを微分して、ｎ次回転周波数ｎ・ωmを算出する。
　次に、逆モデルＱnについて説明する。ｄnｑn回転座標系では特定周波数成分のみに寄与する制御系となるため、加振トルク制御器１１における制御対象モデルは、１次元複素ベクトルで表現できる。ここで、ｎ次回転位相ｎθの周波数 成分に同期した制御対象モデルをＰnとする。ただし、Ｐn＝Ｐdn＋ｊＰqnである。
　前述したとおり、加振トルク制御器１１にとっての制御対象システムは、図１２に示した加振トルク指令値τpd *→トルク検出値τdetの周波数伝達特性となるが、このグラフにおけるｎ次回転位相ｎθの周波数成分に同期した振幅・位相特性を、複素ベクトルとして抽出したものが制御対象モデルＰnとなる。したがって、モータ回転数ωmおよび次数ｎに応じて制御対象モデルＰnは変化することを意味する。
　例えば、図１２の１～１０００Ｈｚまでの振幅・位相特性を１Ｈｚ毎に区分した場合、１０００個の複素ベクトルが構成され、その中からモータ回転数によって変化するｎ次回転位相ｎθの周波数成分に同期したものを１つ選択し、制御対象モデルＰnに適用すれば良い。言い換えれば、制御対象モデルＰnはモータ回転数に依存した一種のゲインスケジューリング機能に相当する。
　こうして定義したｄnｑn回転座標系における制御対象モデルＰnは、加振ないし抑制したい周波数成分に応じて変化するため、その逆モデルＱnについてもモータ回転数に応じて変化させなければならない。そこで、図１３に示したとおり、速度検出器によって算出されたｎ次回転周波数ｎ・ωmに基づいて、ｎ次回転位相ｎθの周波数成分に同期した逆モデルを選択する。逆モデルＱnは、以下の（６）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　本制御の目的は、制御対象の出力である軸トルクメータで所望の加振トルクとトルクリプル抑制を実現することであり、制御対象の伝達特性（制御対象モデル）Ｐnを考慮して制御対象の入力（操作量）を決定しなければならない。そこで、図１３のように逆モデルＱnの特性を用いることで、加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルＴn *から制御対象モデルＰnの入力部の加振による周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルＤn *を算出する。加振による周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルＤn *の算出式は、（６－２）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　同様に、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルＴnから操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトル（周期外乱を含む推定値）Ｕn＾を推定する。操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルＵn＾の算出式は（６－３）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルＵn＾には周期外乱であるトルクリプルの成分も含んで推定されているため、制御対象モデルＰnに入力する操作量である加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *を差し引き、周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルＤn＾を推定する。この原理は、従来から広く利用されている外乱オブザーバの手法を踏襲したものである。
　なお、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルＵn＾から加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *を差し引く際、加振周波数成分抽出器１２，リプル抑制周波数成分抽出器１３で用いられているローパスフィルタＧF（ｓ）の応答遅れと同期させる目的で、ローパスフィルタＧF（ｓ）を介した加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *を差し引いている。
　そして、加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルＤn *から、周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルＤn＾を、さらに差し引くことにより、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *が算出される。以上により、加振トルク指令に含まれる周波数成分を残しつつ、周期外乱（トルクリプル）に起因した振動成分は除去することが可能となり、所望する振動成分のみを軸トルク検出部で発生させることができる。
　加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *は、補償信号合成部１９において、（７）式に基づいてｄnｑn回転座標系から元の時間波形に復元する。なお、ｎに複数の次数を設定して並列に構成することも可能であり、これら各次数の周波数成分を合算することにより、加振トルク指令値τpd *が合成できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　以上、図５の構成に含まれる３つの基本機能について説明した。この３つの機能を同時に動作させることにより、以下の効果が得られる。
　「低域のトルク追従制御」と「高域の共振抑制制御」と「軸トルク加振制御」が干渉することなく同時に機能し、複数の周波数成分を含んだ歪み波形となるエンジン爆発トルクを模擬することが可能となる。
　加振トルク指令の振動成分は残しつつも、障害となるトルクリプルによる周期外乱のみ抑制することができる。
　高域の共振抑制制御を加えたことで、共振特性による振幅・位相の急激な変化を緩やかにできるため、加振トルク制御器１１における一般化周期外乱オブザーバの逆モデル特性も緩やかになる。このことは、可変速運転時における逆モデルの抽出において、その特性変化が緩やかになることを意味しており、特に共振周波数を交差する場合やモデル化誤差がある場合において、ロバスト安定性の向上に大きく寄与する。
　高域の共振抑制制御は非周期的な外乱も抑制する効果があり、一般化周期外乱オブザーバによる周期外乱抑制効果に加えて、非周期外乱の抑制も同時に実現できる。
　低域トルク追従制御と、高域の共振抑制制御と、周期成分の制御系を分離して設計することで、それぞれが単独では実現困難な包括的な「共振抑制」，「非周期外乱抑制」，「周期外乱抑制」，「加振制御」を同時に実現できる。また、それらが制御干渉しない。 
　図１４に、本実施形態１における効果の例を示す。 図１４上段は、従来の加振制御方式の軸トルク波形である。非特許文献１と同様に「低域トルク制御」および「高域共振抑制制御」を適用しているが、本実施形態１で提案した「加振トルク制御器１１」は機能させずに、歪み成分を含む加振トルク指令値をそのまま加振トルク指令値τpd *に適用した場合である。加振トルク指令値と軸トルク検出値は一致せず、所望する波形が軸トルクでは得られない。
　非特許文献１では、加振振幅の自動調整手法も提案されているが、加振振幅の大きさのみを追従させる方式であり、単一周波数成分の正弦波波形による加振制御を前提としている。したがって、非特許文献１の加振振幅制御を実施しても、歪み波形の形状までは追従制御できず、位相も一致しない。また、トルクリプルによる周期外乱の影響も考慮されていないため、図１４の上段の波形のように意図しない歪み成分が残留することになる。
　図１４下段は、本実施形態１の加振トルク制御器１１によるエンジン加振トルク波形追従制御を実施した場合のトルク波形である。歪み波形を含んだ加振トルク指令値に一致しており、振幅・位相の両方を追従させることができる。また、一般化周期外乱オブザーバによって、加振制御と同時に、周期外乱であるトルクリプルを推定・除去しているため、前述したような周期外乱による意図しない歪みも除去されている。
　なお、モータ回転数（エンジン回転数に相当）やトルクの大きさなど、動作状態が変化した場合であっても、加振トルク制御器が機能して、自動的に形状を追従できる。このときの過渡応答性は一般化周期外乱オブザーバの速応性と同－であり、周波数成分抽出に用いるローパスフィルタＧF（ｓ）によって決定づけられる。数値例として、過渡変化に対しても０．３秒程度で追従可能である。
　なお、実施形態１を図１のモータドライブシステムに適用する場合は、図１の加振制御器５は、図５の低減トルク制御器９と高域共振抑制制御器１０と加振トルク制御器１１によって構成される。
　［実施形態２］
　実施形態１の図１３の構成では、トルク指令値τ*に含まれる周波数成分と、トルク検出値τdetに含まれる周期外乱周波数成分を別々に抽出していたが、本実施形態２ではこれらを区別せず、より簡素な構成で加振周波数成分と周期外乱成分を同時に制御する手法を提供する。
　図１５は、本実施形態２における加振トルク制御器１１の構成図である。その他の制御機能については、実施形態１と同様である。
　加振周波数成分を含むトルク指令値τ*とトルク検出値τdetのトルク偏差Δτを取り、その偏差に含まれる周波数成分がゼロとなれば、周期的な振動成分に関しては加振トルク指令値と軸トルク検出値が一致することを意味する。
　したがって、本実施形態２では、加振周波数成分とトルクリプルによる周期外乱周波数成分を区別することなく、統一的にトルク偏差Δτの周波数成分を抽出し、その偏差がなくなるように一般化周期外乱オブザーバを動作させる。実施形態１の図１３においては、指令側の周波数成分ベクトルとして加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルＤn *を用いていたが、本実施形態２では偏差をなくすことが目的であるため、加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルＤn *＝０とすれば良い。
　図１３において、加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルＤn *＝０とした場合の制御ブロック図は、図１５のように等価変換可能であり、比較的簡素な構成で実施形態１と同じ制御効果が得られる。実施形態１の図１３と比べると、加振周波数成分抽出器１２を１つと逆モデルを乗算する逆モデル乗算器１５が削減されるので、マイクロプロセッサ等の計算機の演算負荷を軽減できる。
　また、トルク偏差Δτを用いることにより、定常的には低域トルク制御器９の追従動作によって、直流成分が除去される。このことによる副次的な効果を以下に説明する。
　周波数成分抽出器２２において、仮に直流成分Ｔｄｃが含まれていたとすると、周波数成分ＴdnおよびＴqnは（８）式のように展開される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　（８）式のＴdnｃｏｓ２ｎθ＋Ｔqnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｃｏｓｎθ，Ｔqnｃｏｓ２θ＋Ｔdnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｓｉｎｎθを、ローパスフィルタＧF（ｓ）で除去することにより、Ｔdn，Ｔqnを得ることができる。２ｎθ成分とｎθ成分が含まれており、これらの周波数成分がローパスフィルタＧF（ｓ）のカットオフ周波数に比べて十分に高い場合は良好に周波数成分を抽出できる。
　一方、モータ回転数が低く、ｎ次回転位相ｎθの周波数も低くなる場合は、ローパスフィルタＧF（ｓ）のカットオフ周波数に近づき、Ｔdnｃｏｓ２ｎθ＋Ｔqnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｃｏｓｎθ，Ｔqnｃｏｓ２θ＋Ｔdnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｓｉｎｎθの周波数成分の影響がＴdn，Ｔqnに現れることを意味する。これらは、一般化周期外乱オブザーバのｄnｑn回転座標系においては外乱となり、制御系を不安定化する要因となる。
　したがって、ローパスフィルタＧF（ｓ）のカットオフ周波数は十分に低い値に設定する必要がある。しかしながら、前述したとおり、一般化周期外乱オブザーバの過渡応答性はローパスフィルタＧF（ｓ）の応答性によって決定づけられるため、カットオフ周波数を低くしすぎると、トルク波形追従の速応性が悪化する。
　このトレードオフを緩和するために、（８）式のＴdnｃｏｓ２ｎθ＋Ｔqnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｃｏｓｎθ，Ｔqnｃｏｓ２θ＋Ｔdnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｓｉｎｎθにあるｎθ成分を予め除去しておくことが望ましい。ｓｉｎｎθ，ｃｏｓｎθ成分の係数に着目すると、どちらも２・Ｔdcであること分かる。つまり、入力される信号に含まれる直流成分Ｔdcがゼロであれば、ｎθ成分は発生しない。その結果、（８）式のＴdnｃｏｓ２ｎθ＋Ｔqnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｃｏｓｎθ，Ｔqnｃｏｓ２θ＋Ｔdnｓｉｎ２ｎθ＋２Ｔdcｓｉｎｎθは２ｎθ成分のみとなる。
　２ｎθ成分は、ｎθ成分よりもカットオフが容易になるため、上述したトレードオフの問題が緩和され，ローパスフィルタＧF（ｓ）の設計も容易となる。
　本実施形態２では、（５）式のトルク検出値τdetの代わりにトルク偏差Δτを周波数成分抽出器２２に入力して周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルＴnを求める。本実施形態２では、低域トルク制御器９によってトルク偏差Δτの直流成分がなくなり、周波数成分抽出器の入力信号をトルク偏差Δτとしているため、上述した副次的な効果も得られる。
　［実施形態３］
　本実施形態３では、周波数成分抽出器２２のローパスフィルタの次数を１に限定した上で、実施形態２の構成をさらに簡素化する。図１６は、本実施形態３の構成図である。
　一般化周期外乱オブザーバの周波数成分抽出器２２に用いるローパスフィルタＧF（ｓ）を（９）式に示す１次のローパスフィルタに限定した場合、実施形態２の図１５は、図１６のように制御ブロック図を等価変換できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　図１６は、図１５の周波数成分抽出器２２を周波数成分変換器２４に変更し、ローパスフィルタＧF（ｓ）を積分器２３に変更している。すなわち、図１５の周波数成分抽出器２２の内部にあるローパスフィルタＧF（ｓ）を外に出す。そして、積分器２３は、周波数成分抽出器２２の内部にあるローパスフィルタＧF（ｓ）と後段のローパスフィルタＧF（ｓ）と合成した結果で得られ、カットオフ周波数ωｆと逆モデルをゲインとした単純な積分器２３となる。このように図１５は図１６に等価変換できる。 ただし、図１６の周波数成分変換器２４は、（１０）式を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　（１０） 式にはローパスフィルタＧF（ｓ）がないため、トルク偏差Δτに含まれる周期外乱の周波数成分を明示的に抽出することをせずに、直接、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルＴpdn *を生成することになる。
　本実施形態３によれば、ローパスフィルタＧF（ｓ）を１次に限定した場合、トルク偏差に対する一般化周期外乱オブザーバは、ωｆをゲインとした積分器２３のみで構成される非常に簡単な構成で実現できる。したがって、実施形態２の効果に加えて、制御に係る演算量をさらに低減できる。
　［実施形態４］
　本実施形態４では、加振トルク制御器１１内部の一般化周期外乱オブザーバにおいて、オブザーバゲインを追加した構成を説明する。図１７は、実施形態３の構成にオブザーバゲインＫｏｂを追加したものである。もちろん、他の実施形態の構成についても、逆モデルＱnに対してオブザーバゲインＫｏｂを追加する構成を用いれば同様の効果が得られる。
　オブザーバゲインＫｏｂは、逆モデルＱnに対してゲインを乗じるため、逆モデルの伝達特性の振幅に対して、敢えて誤差を与える形になる。通常は、制御対象モデルＰnの逆数をＯｎに設定して、モデル誤差がない真値に可能な限り一致した状態で動作させるが、一般化周期外乱オブザーバはモデル誤差に対する一定のロバスト安定性を有するため、そのロバスト安定範囲内でフィードバックループゲインを高めることを提案する。例として、一般化周期外乱オブザーバの安定性解析例を図１８に示す。
　図１８は、制御対象モデル（真値）Ｐnに対して、その逆モデルＱnが振幅誤差（縦軸）と位相誤差（横軸）を持つ場合の安定範囲を示した数値例である。この数値例では、位相誤差が０に近いほど振幅誤差を大きく許容し，位相誤差が±９０度を超えると不安定となることが分かる。
　また、図１８中の点線で示した部分は、離散系の極配置において最も原点に近づく（最も速応性が良い）場所を示している。すなわち、位相誤差は可能な限り０度としておき、オブザーバゲインＫｏｂを適度に与えることで、過渡変化時の速応性が向上することを意味する。
　本実施形態４では、このように一般化周期外乱オブザーバのロバスト安定範囲を用いて、フィードバックループのオブザーバゲインＫｏｂを適切に与えることで、加振波形追従制御の過渡速応性を向上することができる。
　［実施形態５］
　実施形態１～４の加振トルク制御器１１において、一般化周期外乱オブザーバ方式は、特定周波数成分のみに寄与する周期外乱抑制制御器ではあるが、本実施形態５では、抑制したい次数を別個指定し、それらの一般化周期外乱オブザーバを並列化する。補償信号合成部１９において、並列化した周期外乱補償値を合算することで、複数の周波数成分の周期外乱を同時に抑制することができる。
　トルクリプルはモータの電磁気的な不均一性，機械的アンバランス，インバータのデッドタイム，電流センサ誤差，そのほか非線形性などに起因して発生する周期外乱であり、例えば、抑制対象の次数として、電気的周波数で１次，２次，６次，１２次などを指定する。モータ極数や構造上の特性により、トルクリプルの発生しやすい次数を指定すれば良い。
　例として、図１３の制御構成を２並列する構成を説明する。並列１段目の制御構成のトルク指令値τ*とトルク検出値τdetと並列２段目の制御構成のトルク指令値τ*とトルク検出値τdetは、同じ値が加振周波数成分抽出器１２とリプル抑制周波数成分抽出器１３に入力される。
　また、並列１段目の制御構成の抑制対象次数ｎは６次，並列２段目の制御構成の抑制対象次数ｎは１２次とする。したがって、並列１段目の制御構成のｎ次回転位相ｎθと並列２段目の制御構成のｎ次回転位相ｎθは異なる値となる。
　さらに並列１段目の制御構成の加振トルク指令値τpd *と並列２段目の制御構成の加振トルク指令値τpd *を合算した値を、図５の加振トルク制御器１１の出力（加振トルク指令値τpd *）とする。
　また、加振制御ではエンジントルク脈動を模擬するが、市販されている自動車の多くに使用されている４サイクルエンジンでは、各気筒が２回転に１回燃料を爆発させるため、気筒数×０．５×回転数の周波数を持つ大きな振動トルクが発生する。また、その高調波成分も考慮し、４気筒エンジンでは機械的周波数の２次，４次，６次，８次などを指定してエンジン加振波形を模擬すれば良い。
　これら複数の制御対象次数に対する一般化周期外乱オブザーバを並列化することで、エンジン波形を模擬しながらトルクリプル抑制も同時に実現することができる。
　［実施形態６］
　通常、エンジントルクの歪み波形はエンジン回転数に同期して発生する高調波成分であるから、これまでの実施形態１～５で示したように回転位相検出値θ（＝∫ωmｄｔ）に同期した制御系で加振トルク制御器１１を構成していた。
　ダイナモメータのような試験装置では、通常は上述のように回転同期加振でテストを実施するが、特殊な事例として、モータ回転と非同期な加振制御を実施することも可能である。
　その際、トルクリプル抑制制御で実施する回転に同期した次数とは別に、回転に非同期で発生させる加振周波数成分が重畳されることになる。この場合、図１３の加振周波数成分抽出器１２にはｎ次回転位相ｎθが入力させず、ｎ次回転位相ｎθと非同期となる位相Θ’（＝∫ω’ｄｔ）が入力される。
　ここでω’は加振制御のための周波数成分に相当するモータ回転数ωmとは非同期で異なる値である。ω’は、位相Θ’を微分することによって得られる。位相Θまたはω’は、モータ回転数ωmとは関係なく別途設定する。
　このような加振周波数成分が非同期な条件において、実施形態５のような、図１３の制御構成が２並列している構成（ただし、並列１段目のｎの値（以下、ｎ１と記す）と並列２段目のｎの値（以下、ｎ２と記す）は異なる。並列１段目の加振制御の位相Θ’（以下、Θ１’と記す）と並列２段目の加振制御の位相Θ’（以下、Θ２’と記す）は異なる。）の場合に、モータ回転数ωmによっては並列１段目のトルクリプル抑制制御の周波数成分（ｎ１×ωm）と、並列２段目の加振の周波数成分（ω２’＝ｄΘ２’／ｄｔ）が一致する事例が発生する可能性がある。
　この場合、並列化した両方の制御系で同一の周波数成分を制御することになり、場合によっては制御干渉を引き起こすおそれがある。
　そこで、本実施形態６では、非同期加振のテストを実施する場合に限り、各並列段の制御構成での非同期加振周波数成分（ω１’、ω２’）とｎ次回転周波数すなわちトルクリプル周波数成分（ｎ１×ωm、ｎ２×ωm）を監視しておき、これらの周波数が一致した場合は、一致した段の制御構成のトルクリプル抑制制御をＯＦＦにする。
　例として、並列１段目の（ｎ１×ωm）と並列２段目のω２’が一致した場合では、並列１段目のトルクリプル抑制制御をＯＦＦにする。すなわち、図１３において、Ｕn＾＝０とする。
　本実施形態６によれば、非同期な加振制御を行う場合にトルクリプル抑制制御系との制御干渉を防止することができる。また、トルクリプル抑制制御をＯＦＦにしている期間は、加振トルク制御系がトルクリプル抑制の役割を包含するため、エンジン波形追従制御の結果には影響を与えない。
　［実施形態７］
　実際のエンジンは、燃料の燃焼に失敗する失火モードが存在する。例えば、４気筒エンジンで１気筒のみ失火した場合、４回に１回、トルクを出力できない状態となる。
　本実施形態７では、エンジン失火モードに対応するため、小数次数を指定した一般化周期外乱オブザーバで加振トルク制御器１１を実装する。
　例えば、４気筒エンジンで１気筒の失火モードを実施する際は、機械回転数に対して０．５次およびその倍数を指定する。
　本実施形態７の効果の一例を図１９に示す。４回に１回、トルクが低下しており、そのような加振トルク指令値が与えられた場合でも追従できる。
　以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Claims (12)

  1. 　モータの軸トルクを、インバータを用いて制御するモータドライブシステムであって、
    　トルク指令値とトルク検出値に基づいて、低域トルク制御器出力を出力する低域トルク制御器と、
    　前記トルク指令値と前記トルク検出値と回転位相検出値とに基づいて加振トルク指令値を出力する加振トルク制御器と、
    　前記低域トルク制御器出力と前記加振トルク指令値とを加算した補正トルク指令値と、前記トルク検出値と、に基づいてインバータトルク指令値を出力する高域共振抑制制御器と、を備えたモータドライブシステム。
  2. 　前記高域共振抑制制御器は、
    　前記補正トルク指令値が、μ設計制御器の指令値入力からμ設計制御器出力までの伝達特性を通った出力と、
    　前記トルク検出値が、μ設計制御器の検出値入力からμ設計制御器出力までの伝達特性を通った出力と、を加算して、インバータトルク指令値を出力するμ設計制御器を有し、
    　前記低域トルク制御器はＰＩＤ制御を行う請求項１記載のモータドライブシステム。
  3. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と、前記回転位相検出値に制御する加振周波数成分とトルクリプル成分の次数ｎを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加振周波数成分抽出器と、
    　前記トルク検出値と、前記ｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力するリプル抑制周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算し、加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１逆モデル乗算部と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２逆モデル乗算部と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルから、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値を減算して周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１減算器と、
    　前記加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルから、前記周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを減算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２減算器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  4. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、
    　前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する逆モデル乗算部と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルと、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値と、を加算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加算器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  5. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、
    　前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗じて、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを求める逆モデル乗算部と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを積分し、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する積分器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  6. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と、前記回転位相検出値に制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて、前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加振周波数成分抽出器と、
    　前記トルク検出値と、前記ｎ次回転位相と、に基づいて、周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力するリプル抑制周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記加振トルク指令値のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算した加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１逆モデル乗算部と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２逆モデル乗算部と、
    　前記加振による周期外乱指令値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して第２減算器に出力する第１乗算器と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して第１減算器に出力する第２乗算器と、
    　前記第２乗算器の出力から、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを介した値を減算して周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第１減算器と、
    　前記第１乗算器の出力から、前記周期外乱推定値のｎ次周波数成分ベクトルを減算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する第２減算器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  7. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、
    　前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗算して操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを出力する逆モデル乗算部と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して加算器に出力する乗算器と、
    　前記乗算器の出力と、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルがローパスフィルタを通った値と、を加算して加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する加算器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  8. 　前記加振トルク制御器は、
    　前記トルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する第３減算部と、
    　前記トルク偏差と、回転位相検出値と制御する加振周波数成分とトルクリプル周波数成分の次数ｎとを乗算したｎ次回転位相と、に基づいて周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルを出力する周波数成分抽出器と、
    　前記ｎ次回転位相に基づいて、ｎ次回転周波数を出力する速度変換器と、
    　前記周期外乱のｎ次周波数成分ベクトルに、前記ｎ次回転周波数に同期した単一の周波数ベクトルが適用された逆モデルを乗じて、操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを求める逆モデル乗算部と、
    　前記操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルにオブザーバゲインを乗算して積分器に出力する乗算器と、
    　前記乗算器の出力を積分し、加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルを出力する積分器と、
    　前記加振トルク制御器出力のｎ次周波数成分ベクトルと前記ｎ次回転位相に基づいて前記加振トルク指令値を出力する補償信号合成部と、
    を備えた請求項１又は２記載のモータドライブシステム。
  9. 　前記次数ｎの異なる加振トルク制御器を複数台有し、
    　各々の加振トルク制御器の出力を合算した値を加振トルク指令値とする請求項３～８のうち何れかに記載のモータドライブシステム。
  10. 　加振周波数成分抽出器に前記ｎ次回転位相が入力されず、前記ｎ次回転位相と非同期となる位相が入力される場合、並列段の制御構成の非同期加振周波数成分とｎ次回転周波数を各々監視しておき、これらの周波数が一致した場合、一致した段の制御構成の操作量推定値のｎ次周波数成分ベクトルを０とする請求項９記載のモータドライブシステム。
  11. 　前記加振トルク制御器の次数ｎは小数も含む請求項３～１０記載のモータドライブシステム。
  12. 　供試体の入力側に接続されたエンジン爆発トルクを模擬する駆動モータと、
    　前記供試体の出力側に接続された車輪および路面の負荷を模擬する吸収モータと、
    　前記駆動モータのトルク検出値と回転位相検出値とに基づいて、第１インバータトルク指令値を出力する加振制御器と、
    　前記吸収モータのモータ回転数に基づいて、第２インバータトルク指令値を出力する速度制御器と、
    　前記第１インバータトルク指令値に基づいて、前記駆動モータを駆動する駆動モータインバータと、
    　前記第２インバータトルク指令値に基づいて、前記吸収モータを駆動する吸収モータインバータと、
    　を備えた請求項１～１１のうち何れかに記載のモータドライブシステム。
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