KR101997227B1 - 모터 드라이브 시스템 - Google Patents

Abstract

저역 토크 제어기(9)에 의해, 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)에 기초하여, 저역 토크 제어기 출력(τ_dc*)을 출력하고, 가진 토크 제어기(11)에 의해 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)과 회전 위상 검출값(θ)에 기초하여 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 출력한다. 그리고, 고역 공진 억제 제어기에 있어서, 저역 토크 제어기 출력(τ_dc*)과 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 가산한 보정 토크 지령값(τ_r ^*)과, 토크 검출값(τ_det)에 기초하여 인버터 토크 지령값(τ_inv ^*)를 출력한다. 모터 드라이브 시스템의 축 토크 가진 제어에 있어서, 공진·비주기 외란·주기 외란의 영향을 모두 제거하면서, 변형 성분을 포함하는 엔진 가진 토크 지령값에 추종시킨다.

Description

모터 드라이브 시스템

본 발명은 동력계(dynamometer) 시스템, 특히, 드라이브 트레인 벤치(drive train bench)에 있어서의 가진(加振) 제어에 관한 것으로, 엔진과 같이 맥동이 발생하는 복잡한 회전력 파형을 동력계의 축 토크로 재현하기 위한 제어 장치 및 제어 수법에 관한 것이다

비특허 문헌 1에는, 드라이브 트레인 벤치에 있어서, 공진 억제와 저역(low-range) 토크 제어를 실시하면서, 가진 진폭을 제어하는 방식이 개시되어 있다.

특허 문헌 1, 2에는, 기계 공진을 고려하여 주기 외란 억제 제어를 실시하면서, 가진 제어를 수행하는 방법이 개시되어 있다.

동력계 시스템과 같이, 자동차나 자동차 부품을 시험하는 계측 제어 시스템에서는, 제어의 안정성 뿐만 아니라 고속, 고응답, 대용량, 고정밀 등의 높은 요구를 동시에 충족해야 한다. 이러한 요구를 충족하는 하드웨어의 하나로서, 고속·고응답을 실현하는 저관성화된 모터를 이용하는 경우가 있고, 공시체와의 사이에서 다관성 공진계 시스템이 형성되고, 계측값인 축 토크 검출 부분에서는 축 비틀림 공진 현상이 발생하기 쉽다.

또한, 사양·구조 상의 제약으로부터, 모터극수(the number of motor poles)의 감소나 전자기적인 설계로 인해, 토크 리플이라 불리는 주기적인 외란도 발생하기 쉽다. 이러한 공진·외란은 시험·계측기로서 큰 문제가 되기 때문에, 공진 억제 제어나 외란 억제 제어가 필수이다.

특히, 자동차의 각종 변속기, 토크 컨버터 등의 차량 구동계 부품의 시험을 수행하는 드라이브 트레인 벤치에서는 엔진의 폭발 회전력 파형을 모터 드라이브 시스템으로 모의하는 것이 요구되고, 저역으로부터 고역까지 폭넓은 주파수 대역에서의 축 토크 가진 제어가 필요하다.

그 결과, 제어 대역에 기계 시스템에서 발생하는 공진 주파수가 포함되게 되고, 그 기계 공진은 억제하면서도 원하는 가진 진동 성분은 발생시켜야 한다는 고도의 축 토크 제어가 필요해진다.

비특허 문헌 1에는, 드라이브 트레인 벤치의 축 토크 가진 제어법이 개시되어 있다. 드라이브 트레인 벤치에서는, 저역 공진점과 고역 공진점이 존재한다. 저역 공진은 공시체인 토크 컨버터가 갖는 비선형 스프링에 기인하고, 고역 공진은 구동 모터, 축 토크 미터 및 그것들을 커플링하는 기계 시스템의 강성에 기인한다.

엔진의 가진 토크를 모의하기 위해 축 토크 가진 제어에서는, 상술한 기계 공진에 의한 진동 확대를 억제한 후, 원하는 가진 진폭이 얻어지도록 제어하는 것이 요구된다.

따라서, 비특허 문헌 1에서는, 공시체의 비선형 특성에 크게 의존하는 저역 제어에는 I－PD 제어에 의한 축 토크 제어 수법을 적용하고, 동력계 설비에 기인하는 고역 공진에 대해서는 μ 설계법에 따른 공진 억제 제어가 적용되고 있다.

이것들을 주파수 대역에서 분리하여 조합한 제어를 실시한 후, 축 토크에 원하는 가진 진폭이 얻어지도록 가진 진폭의 자동 조정 수법이 개시되어 있다.

그러나, 이 방법은 단일 주파수 성분, 즉, 정현파에 의한 가진 제어에 한정되어 있고, 그 정현파의 진폭만이 제어되어 있다. 따라서, 정현파의 위상은 제어되지 않는다.

또한, 엔진의 실제 폭발 회전력 파형은, 복수의 주파수 성분이 혼재하는 왜곡 파형이기 때문에, 보다 정확하게 엔진 폭발 토크를 모의하기 위해서는 복수의 주파수 성분을 동시에 가진하고, 진폭 뿐만 아니라 위상도 맞출 필요가 있다. 이 비특허 문헌 1의 수법에서는, 변형 성분을 포함하는 엔진 폭발 토크를 모의하는 축 토크 가진 제어는 실현될 수 없다.

또한, 실제로는 모터 구조에 기인하여 발생하는 토크 리플이 주기 외란으로서 존재하지만, μ 설계 등의 공진 억제 제어만으로는 충분히 주기 외란을 억제하지 못하고, 가진 제어에 의한 주파수 성분과 혼재되어, 축 토크 제어를 보다 복잡하게 한다. 이 비특허 문헌 1에서는, 이러한 주기 외란에 의한 영향을 고려하고 있지 않으므로, 정현파의 가진 토크 지령을 주었다 하더라도, 축 토크에는 엔진 파형과는 다른 주파수 성분의 의도하지 않은 변형이 발생하게 된다.

특허 문헌 1, 2에서는, 엔진 폭발 토크에 포함되는 변형 성분도 고려하여 일반화 주기 외란 관측기(observer)에 의한 복수의 주기 성분의 제어가 실현되고 있다. 기계 공진의 억제에 대해서는 미리 시스템 동정(同定) 등에 의해 얻어진 토크 전달 특성의 역특성을 이용하고 있고, 공진 억제 테이블로서 구현되어 있다. 이에 따라, 각 주파수 성분의 가진 성분을 남긴 후, 기계 공진이나 주기 외란(토크 리플)에 의한 영향을 제거할 수 있다.

그러나, 이 특허 문헌 1, 2에서 개시되고 있는 수법은, 미리 설정한 주파수 성분만을 제어 대상으로 하고 있기 때문에, 공진 억제 테이블에 대해서도, 토크 지령값에 가진 주파수 성분을 중첩한 것에 의한 공진 영향을 제거할 뿐이다.

따라서, 토크 센서의 검출 노이즈 등과 같이 비주기적인 외란이 포함되면, 축 토크 검출에 기계 공진의 영향이 잔류한다. 또한, 공진 억제 테이블 외에 주기 외란을 억제하기 위한 시스템 동정 테이블도 필요하기 때문에, 연산량이나 메모리의 양이 증가한다.

[특허문헌 1]일본특허공개 2011－176950호 공보 [특허문헌 2]일본특허공개 2011－176951호 공보

[비특허문헌 1]아키야마, 오가와, 사와다, 야마모토 "드라이브 트레인 벤치의 축 토크 가진 제어"전기 학회 논문잡지 C, Vol.134, No.7, pp909－916, 2014

이상 나타낸 바와 같이, 모터 드라이브 시스템의 축 토크 가진 제어에 있어서, 공진·비주기 외란·주기 외란의 영향을 모두 제거하면서, 변형 성분을 포함하는 엔진 가진 토크 지령값에 추종시키는 것이 과제이다.

본 발명은 상기 종래의 문제를 감안하여 안출된 것으로, 그 일 실시 형태는 모터의 축 토크를, 인버터를 이용하여 제어하는 모터 드라이브 시스템으로서, 토크 지령값과 토크 검출값에 기초하여, 저역(low-range) 토크 제어기 출력을 출력하는 저역 토크 제어기; 상기 토크 지령값, 상기 토크 검출값 및 회전 위상 검출값에 기초하여 가진(加振) 토크 지령값을 출력하는 가진 토크 제어기; 상기 저역 토크 제어기 출력과 상기 가진 토크 지령값을 가산한 보정 토크 지령값과, 상기 토크 검출값에 기초하여 인버터 토크 지령값을 출력하는 고역 공진 억제 제어기;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서 상기 고역 공진 억제 제어기는 상기 보정 토크 지령값이, μ 설계 제어기의 지령값 입력으로부터 μ 설계 제어기 출력까지의 전달 특성을 통과한 출력과, 상기 토크 검출값이 μ 설계 제어기의 검출값 입력으로부터 μ 설계 제어기 출력까지의 전달 특성을 통과한 출력을 가산하여 인버터 토크 지령값을 출력하는 μ 설계 제어기를 가지며, 상기 저역 토크 제어기는 PID 제어를 수행하는 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서 상기 가진 토크 제어기는 상기 토크 지령값과, 상기 회전 위상 검출값에 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여, 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가진 주파수 성분 추출기; 상기 토크 검출값과, 상기 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 리플 억제 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에, 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하고, 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 역모델 승산부; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에, 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 역모델 승산부; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터로부터 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 감산하여 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 감산기; 상기 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터로부터 상기 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 감산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 감산기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기는, 상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부; 상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 역모델 승산부; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터와, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 가산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가산기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기는, 상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부; 상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 구하는 역모델 승산부; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 적분하고, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 적분기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기는, 상기 토크 지령값과, 상기 회전 위상 검출값에 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여, 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가진 주파수 성분 추출기; 상기 토크 검출값과, 상기 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 리플 억제 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산한 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 역모델 승산부; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 역모델 승산부; 상기 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인(observer gain)을 승산하여 제2 감산기로 출력하는 제1 승산기; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 제1 감산기로 출력하는 제2 승산기; 상기 제2 승산기의 출력으로부터 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 감산하여 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 감산기; 상기 제1 승산기의 출력으로부터 상기 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 감산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 감산기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기는, 상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부; 상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 역모델 승산부; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 가산기에 출력하는 승산기; 상기 승산기의 출력과, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통과한 값을 가산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가산기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기는, 상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부; 상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기; 상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기; 상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 구하는 역모델 승산부; 상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 적분기에 출력하는 승산기; 상기 승산기의 출력을 적분하고, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 적분기; 및 상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 차수(n)가 다른 가진 토크 제어기를 복수대 가지며, 각각의 가진 토크 제어기의 출력을 합산한 값을 가진 토크 지령값으로 하는 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 가진 주파수 성분 추출기에 상기 n차 회전 위상이 입력되지 않고, 상기 n차 회전 위상과 비동기가 되는 위상이 입력되는 경우, 병렬단의 제어 구성의 비동기 가진 주파수 성분과 n차 회전 주파수를 각각 감시해 두고, 이러한 주파수가 일치한 경우, 일치한 단의 제어 구성의 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 0으로 하는 것을 특징으로 하는 모터 드라이브 시스템.

또한, 그 일 실시 형태로서, 상기 가진 토크 제어기의 차수(n)는 소수도 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 그 일 실시 형태로서, 공시체의 입력측에 접속된 엔진 폭발 토크를 모의하는 구동 모터; 상기 공시체의 출력측에 접속된 차륜 및 노면의 부하를 모의하는 흡수 모터; 상기 구동 모터의 토크 검출값과 회전 위상 검출값에 기초하여 제1 인버터 토크 지령값을 출력하는 가진 제어기; 상기 흡수 모터의 모터 회전수에 기초하여 제2 인버터 토크 지령값을 출력하는 속도 제어기; 상기 제1 인버터 토크 지령값에 기초하여 상기 구동 모터를 구동하는 구동 모터 인버터; 및 상기 제2 인버터 토크 지령값에 기초하여 상기 흡수 모터를 구동하는 흡수 모터 인버터;를 구비한 것을 특징으로 한다.

본 발명에 의하면, 모터 드라이브 시스템의 축 토크 가진 제어에 있어서, 공진·비주기 외란·주기 외란의 영향을 모두 제거하면서, 변형 성분을 포함하는 엔진 가진 토크 지령값에 추종시킬 수 있다.

도 1은 드라이브 트레인 렌치의 기본 구성도이다.
도 2는 인버터 토크 지령값(τ_inv ^*)→토크 검출값(τ_det)의 주파수 전달 특성의 예를 나타내는 도면이다.
도 3은 공시체의 비선형 스프링의 특성의 예를 나타내는 도면이다.
도 4는 제어 대상의 3 관성계 근사 모델을 나타내는 도면이다.
도 5는 실시 형태 1의 기본 제어 구성도이다.
도 6은 일반화 플랜트의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7은 μ 설계 제어기의 특성도이다.
도 8은 μ 설계 제어기의 구성도이다.
도 9는 고역 공진 억제만을 실시한 경우의 주파수 전달 특성도이다.
도 10은 저역 토크 제어기의 설계도이다.
도 11은 저역 토크 제어만 실시한 경우의 주파수 전달 특성도이다.
도 12는 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)→토크 검출값(τ_det)의 주파수 전달 특성도(저역 토크 제어 ON, 고역 공진 억제 제어기 ON)이다.
도 13은 가진 토크 제어기의 기본 구성도이다.
도 14는 실시 형태 1의 효과예를 나타내는 도면이다.
도 15는 실시 형태 2의 가진 토크 제어기의 구성도이다.
도 16은 실시 형태 3의 가진 토크 제어기의 구성도이다.
도 17은 실시 형태 4의 가진 토크 제어기의 구성도이다.
도 18은 일반화 주기 외란 관측기의 모델 오차에 대한 로버스트(robust) 안정성을 나타내는 도면이다.
도 19는 1기통 실화(失火) 모드의 회전력 파형 추종 제어예를 나타내는 도면이다

본원은 “왜곡 파형을 포함하는 임의 파형 추종 제어”에 관한 제안이기 때문에, 도 1의 기본 구성에는 한정되지 않지만, 실시 형태 1~7에서는, 비특허 문헌 1에 기재되어 있는 드라이브 트레인 벤치(drive train bench)와 같은 기본 구성에 있어서, 축 토크 가진(加振)의 임의 파형 추종 제어를 수행하는 예로 과제의 해결법과 적용 효과를 설명한다.

도 1은 드라이브 트레인 벤치의 기본 구성도이다. 공시체(1)는 토크 컨버터로 하고, 그 입력측의 구동 모터(2)에 있어서, 엔진 폭발 토크를 모의한다. 출력측은 차륜 및 노면의 부하를 모의하는 흡수 모터(3)이며, 본 구성에서는 회전수 제어를 수행한다. 공시체(1)와 구동 모터(2) 사이에는 축 토크 미터(4)를 설치하고, 검출된 토크 검출값(τ_det)이 엔진 폭발 토크를 모의한 토크 지령값(τ^*)에 추종하도록 제어한다.

가진 제어기(5)는 가진 주파수 성분을 포함하는 토크 지령값(τ^*)에 기초하여 가진 제어를 실시한다. 본원 발명에서는, 비특허 문헌 1과 달리, 가진 주파수 성분의 위상도 검지하기 때문에, 회전 위치 센서(6)에 의한 회전 위상 검출값(θ)을 이용한다.

속도 제어기(7)에서는 흡수 모터(3)로 회전수 제어를 수행하기 위해 회전 위치 센서(8)의 모터 회전수(ω_m)가 속도 지령값(ω_m ^*)에 추종하도록 제어한다. 속도 제어기(7)는 일반적인 PID 제어 등에서 실시할 수 있다.

가진 제어기(5), 속도 제어기(7)가 출력하는 인버터 토크 지령값(τ_inv1 ^*,τ_inv2 ^*)에 기초하고, 구동 모터 인버터(INV1), 흡수 모터 인버터(INV2)를 통해 구동 모터(2), 흡수 모터(3)를 구동한다.

또한, 구동 모터 인버터(INV1), 흡수 모터 인버터(INV2)는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환기이다. 구동 모터 인버터(INV1), 흡수 모터 인버터(INV2)의 교류 출력 단자를 구동 모터(2), 흡수 모터(3)의 단자에 접속한다. 구동 모터 인버터(INV1), 흡수 모터 인버터(INV2)는 구동 모터 인버터(INV1), 흡수 모터 인버터(INV2)의 교류 출력 전류(즉, 모터 전류)를 제어함으로써 모터의 축 토크(토크 검출값) (τ_det)를 인버터 토크 지령값(τ_inv1 ^*,τ_inv2 ^*)으로 제어하는 기능을 갖는다.

도 2는 구동 모터 인버터(INV1)로의 인버터 토크 지령값(τ_inv1 ^*)으로부터 토크 검출값(τ_det)까지의 주파수 전달 특성의 예이다. 본원 발명에서는, 도 1의 구성을 등가적으로 3 관성계에 근사하고 있고, 저주파수 영역에서 변동하고 있는 공진점은 공시체(1)인 토크 컨버터의 비선형 스프링에 기인한 것이다.

참고로 비선형 스프링 특성의 예를 도 3에 도시한다. 고주파수 영역의 공진점은 구동 모터(2)·축토크 미터 및 커플링 등의 기계 설비의 축 비틀림 강성에 기인한 것이다.

이와 같이, 본원 발명에서 설명하는 드라이브 트레인 벤치에서는, 저역에 비선형인 공진 특성을 가지며, 고역에 높은 공진 특성을 갖는 3 관성계가 되고, 토크 지령값(τ^*)에 대해 단순하게 가진 토크를 준 경우는 공진이 발생하고, 원하는 가진 파형이 되지 않는 것을 의미한다.

또한, 널리 자동차에서 이용되고 있는 4 사이클 엔진에서는, 그 폭발 토크는 기통수×0.5×회전수의 주파수 성분에서 큰 진동 토크가 발생한다. 예컨대, 엔진의 회전수를 600min^-1~6000min^-1로 하고, 3기통에서 8기통 엔진까지 모의하는 경우, 15~400Hz의 대역에서 가진 제어를 실현할 필요가 있다.

또한, 왜곡 성분을 고려하면 400Hz를 넘어 더 높은 대역까지 필요해지므로, 기계 구성 상의 한계까지 가능한 한 가진 주파수 성분을 추종시킬 필요가 있다.

도 4에 본 구성을 3 관성계에 근사한 경우의 제어 대상의 블록도를 나타낸다. 도 4의 부호는 이하와 같다.

J1：구동 모터의 관성 모멘트, J2：공시체·커플링의 관성 모멘트, J3：흡수 모터의 관성 모멘트, K12：커플링 및 축 토크 미터의 축 비틀림 강성, K23 및 ΔK23：공시체의 축 비틀림 강성(비선형 특성을 갖는：도 3), C23：공시체의 손실, G_inv(s)：구동측 인버터의 응답 전달 함수, G_tm(s)：축토크 검출의 응답 전달 함수, G_θ(s)：회전 위상 검출의 응답 전달 함수, s：라플라스 연산자.

상술한 바와 같이, 공시체(1)인 토크 컨버터는 비선형 스프링 특성을 갖기 때문에, K23 및ΔK23을 이용하여 표현한다. 또한, 인버터, 토크 미터 검출, 위상 검출에는 응답 지연이나 데드 타임이 존재하기 때문에, 근사한 응답 전달 함수를 삽입하고 있다.

도 4에 도시한 근사 모델의 인버터 토크 지령값(τ_inv ^*)으로부터 토크 검출값(τ_det)까지의 주파수 전달 특성은, 도 2에 도시한 바와 같으나, 가진의 주파수 대역에서 항상 0dB, 즉 토크 지령값(τ^*)으로부터 토크 검출값(τ_det)에 대한 전달 특성이 1이 되는 콘트롤러를 설계하는 것이 바람직하다. 그러기 위해서는, 저역과 고역에서의 공진 억제 제어가 필요하다. 또한, 진폭 특성이 0dB보다 저하되어 있는 대역에서는 증폭할 필요가 있다.

［실시 형태 1］

본 실시 형태 1에서는, 비특허 문헌 1과 마찬가지로, 저역과 고역의 공진 주파수 대역을 분리하고, 고역의 공진 억제 제어와 저역의 정상 토크 제어를 수행하는 수법을 기본으로 하고, 비특허 문헌 1에서는 실현 불가능한 “변형 성분을 포함하는 가진 파형 추종 제어”를 실현하기 위한 수법으로서 일반화 주기 외란 관측기를 병용하는 수법을 설명한다.

도 5는 본 실시 형태 1의 기본이 되는 제어 구성도이다. 도 5의 부호는 이하와 같다.

τ^*：토크 지령값, τ_dc ^*：저역 토크 제어기 출력, τ_pd ^*：가진 토크 지령값, τ_r ^*：보정 토크 지령값, τ_inv ^*：인버터 토크 지령값, τ_det：토크 검출값, θ：회전 위상 검출값.

도 5에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태 1에서의 모터의 축 토크를 인버터를 이용하여 제어하는 모터 드라이브 시스템은 저역 토크 제어기(9)에 의해, 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)에 기초하여 저역 토크 제어기 출력(τ_dc ^*)을 출력한다. 또한, 가진 토크 제어기(11)에 의해, 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)과 회전 위상 검출값(θ)에 기초하여 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 출력한다. 고역 공진 억제 제어기(10)는 저역 토크 제어기 출력(τ_dc ^*)과 상기 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 가산한 보정 토크 지령값(τ_r ^*)과, 상기 토크 검출값(τ_det)에 기초하여 인버터 토크 지령값(τ_inv ^*)을 출력한다.

본 실시 형태 1에 있어서의 “제어 대상”은, 도 4에 도시한 3 관성계 근사 모델에 해당한다.

도 5에 도시한 바와 같이, 본 실시 형태 1의 기능은 “저역 토크 제어기(9)” “고역 공진 억제 제어기(10)” 및 일반화 주기 외란 관측기에 의한 “가진 토크 제어기(11)”의 3개의 기능이 존재한다. 이하, 각 기능에 대해 순차적으로 설명한다.

· 제1의 기능 “고역 공진 억제 제어기(10)”

도 4에 도시한 3 관성계 근사 모델에서는, 저역 공진점과 고역 공진점이 존재한다. 만일, 전 주파수 대역에서 공진 억제하는 포괄적인 콘트롤러를 설계한 경우, 보수적인 설계가 되기 쉽고, 특히 저역측 비선형성도 고려한 경우, 로버스트 제어 성능을 충족하는 설계 자체가 곤란해진다.

따라서, 이러한 시스템에 대해서는, 저역측과 고역측 제어계를 분리하는 것이 효과적이다. 본 실시 형태 1에서는, 고역측 공진 억제 제어를 로버스트 제어 수법의 하나인 μ 설계 제어기로 실현하고, 저역측 공시체(1)에 기인한 비선형인 공진 특성에 대해서는 적극적인 공진 억제 제어는 수행하지 않고 정상 토크의 추종 제어를 실현하는 수법을 조합한다.

우선, 제1의 기능인 고역 공진 억제 제어기(10)에 대해 설명한다. 고역의 공진 주파수는, 도 2의 특성으로부터, 도 4에 있어서의 구동 모터의 관성 모멘트 J1와 공시체·커플링의 관성 모멘트(J2)에 의한 2 관성 공진계의 공진 주파수에 등가할 수 있다. 따라서, 고역 공진 주파수는 (1)식에서 계산되는 공진 주파수(f_rH)와 거의 일치한다.

[수학식 1]

따라서, 고역 공진을 억제하기 위해 근사된 2 관성계를 고려하여 고역 공진 억제 제어기의 설계에 이용하는 일반화 플랜트를 도 6과 같이 구성한다. 본 실시 형태 1에서는, 로버스트 제어 수법의 하나인 μ 설계를 이용한 예로 설명하지만, H∞ 제어 등의 기타 일반적인 공진 억제 제어 수법을 이용할 수도 있다. 도 6의 부호는 이하와 같다.

Δτ：토크 편차, G_tm(s)：토크 미터 등의 검출 응답 전달 함수, G_inv(s)：인버터 응답 전달 함수, d1：외란(주기 외란을 포함), d2 및 r：μ 설계 제어기의 지령값 입력, d3：토크 검출 노이즈, z：정상 토크 오차의 평가 출력, w：정상 토크 오차에 의한 외란 입력, u：μ 설계 제어기 출력, y：μ 설계 제어기의 검출기 입력, e1：토크 검출값의 평가 출력, e2：인버터 토크 지령의 평가 출력, e3：μ 설계 제어기 게인의 평가 출력, W_n(s)：외란(d1)에 대한 가중 함수, W_u(s)：μ 설계 제어기 출력(u)에 대한 가중 함수, W_e(s)：μ 설계 제어기 게인에 대한 가중 함수.

μ 설계에 의한 콘트롤러 설계시에, 기계 시스템 파라미터 등의 섭동을 개별적으로 고려할 수도 있지만, 실용상 물리 모델(스프링·매스 요소)을 명시적으로 동정(同定)하는 작업을 생략하고, 토크 입출력의 주파수 전달 특성으로부터 간단하게 동정하는 경우가 많다.

따라서, 여기서는 인버터로부터 입력되는 토크 편차(Δτ)를 섭동항으로서 추정하고, 로버스트 제어 성능을 담보한다.

저주파수 영역의 정상 토크 추종 제어는 후술하는 저역 토크 제어기(9)로 실현하기 때문에, 고주파수 영역의 고역 공진 억제 제어기(10)에서는 저주파수 영역에서의 콘트롤러 게인을 떨어뜨린 설계를 수행한다.

즉, μ 설계 제어기의 지령값 입력(r)으로부터 μ 설계 제어기 출력(u)의 게인에 있어서, μ 설계 제어기 게인에 대한 가중 함수(W_e(s))를 통해 μ 설계 제어기 게인의 평가 출력(e3)을 설정하고 있는데, 저역 토크 제어기(9)와의 제어 간섭을 막기 위해, μ 설계 제어기 게인에 대한 가중 함수(W_e(s))는 저역에 대해 가중을 부여한다.

또한, μ 설계 제어기 출력(u)에 대한 가중 함수(인버터 토크 지령(u)에 대한 가중 함수) (W_u(s))는 인버터 토크 지령의 고주파 게인을 저감하기 위해 고주파 영역에서 가중한다. 외란(d1)에 대한 가중 함수(W_n(s))는 주기 외란이나 비주기적 외란의 억압 성능을 향상하도록 공진 주파수 부근에 가중을 부여한다.

도 6과 같이 구성한 일반화 플랜트에 있어서, D－K 이터레이션을 실시하여 얻어진 μ 설계 제어기의 특성예를 도 7에 나타낸다. 전달 특성(C_tm(s))의 게인 특성으로부터 알 수 있는 바와 같이, μ 설계 제어기 게인에 대한 가중 함수(W_e(s))의 효과에 의해, 토크 검출값(τ_det)에 대해서는 저역(저주파수 영역)측에서 반응하지 않도록 저역의 게인이 저하되어 있음을 알 수 있다. 이에 따라, 후술하는 저역 토크 제어기(9)와의 제어 간섭을 방지할 수 있다.

또한, 전달 특성(C_ref(s))의 게인 특성으로부터 알 수 있는 바와 같이, 공진 주파수 부근의 게인을 저감하도록 설계하고 있기 때문에, 가진 토크의 주파수 성분에 의한 공진을 억제할 수 있다.

도 7의 상단은 게인 선도, 하단은 위상 선도를 나타내고 있다. 좌측은 μ 설계 제어기의 지령값 입력(r)으로부터 μ 설계 제어기 출력(u)의 전달 특성(C_ref(s)), 우측은 μ 설계 제어기의 검출값 입력(y)으로부터 μ 설계 제어기 출력(u)의 전달 특성(C_tm(s))을 나타내고 있다.

상기에서 설계된 전달 특성(C_ref(s))과 전달 특성(C_tm(s))을 가진 μ 설계 제어기는, 도 8에 도시한 구성으로, 도 5의 고역 공진 억제 제어기(10)의 부분에 구현한다.

보정 토크 지령값(τ_r ^*)이 전달 특성(C_ref(s))을 통과한 출력과, 토크 검출값(τ_det)이 전달 특성(C_tm(s))을 통과한 출력을 가산하여 인버터 토크 지령값(τ_inv ^*)을 생성한다.

도 9에, 고역 공진 억제 제어만을 구현한 경우의, 토크 지령값(τ^*)→토크 검출값(τ_det)의 주파수 전달 특성을 나타낸다. 고역(고주파수 영역)의 게인이 0dB 이하로 억제되고 있음을 알 수 있다.

·제2의 기능 “저역 토크 제어기(9)”

이어서, 제2의 기능으로서, 도 5의 저역 토크 제어기(9)에 대해 설명한다. 저역의 공진 주파수는 공시체(1)의 비선형 스프링 특성에 의존하여 변동한다. 이 비선형 특성을 고려하여 로버스트한 공진 억제 제어를 수행하는 수법도 생각할 수 있는데, 공시체의 비선형 특성에 의존한 설계가 된다. 실제의 공시체(1)는 교환되어 시험받는 경우가 많고, 공시체 특성에 의존한 콘트롤러를 설계한 경우는, 그때마다 재설계나 파라미터의 재조정을 필요로 하는 문제가 있다.

따라서, 본 실시 형태 1에서는, 공시체(1)가 변경되더라도 그 특성에 의존하지 않는 설계를 목표로 하고, 저역 토크 제어기(9)에서는 적극적인 공진 억제를 수행하지 않고 정상 토크를 안정적으로 추종 제어하는 것만을 목적으로 한다.

도 4에 도시한 3 관성계 근사 모델에 있어서, 저역의 공진 주파수에 주목하면, 도 2의 특성으로부터, J1＋J2, K23, J3에 의한 2 관성 공진계에 근사할 수 있다. 즉, (2)식에 의해 저역의 공진 주파수(f_rL)를 대략적으로 알 수 있다. 다만, 축 비틀림 손실(C23)의 영향에 대해서는 생략한다.

[수학식 2]

저역의 제어 대상을 2 관성계에 근사한 경우, 저역 토크 제어기(9)는 도 10과 같이 근사하여 설계할 수 있다. 여기서는, 일 예로서 PID 제어의 비례 미분 선행형 I－PD 제어를 이용하고 있고, 비례항과 미분항에 대해 1차 로우 패스 필터(G_F1(s)를 적용한 형식을 채용한다. 물론, 도 10의 구성에 한정하지 않고, 그 밖의 PID 제어형을 이용해도 실현 가능하다.

또한, 고역의 공진점에 의한 제어 스필오버(spillover)를 회피하기 위해, I－PD 제어기의 출력에 2차 로우 패스 필터(G_F2(s))를 이용하고 있다. 이 2차 로우 패스 필터(G_F2(s))의 컷오프 주파수는 저역 토크 제어 특성에 큰 영향을 주지 않고, 또한 고역의 공진 특성을 차단할 수 있는 컷오프 주파수로 설정한다. 이에 따라, 전술한 제1의 기능인 고역의 공진 억제 제어계와의 분리를 수행하여 제어 간섭을 방지한다.

도 10의 근사된 구성에 있어서의 토크 지령값(τ^*)으로부터 토크 검출값(τ_det)까지의 폐루프 전달 특성은 4차계가 되므로, I－PD 제어의 파라미터(K_p, K_i, K_d)는 4차 표준형의 극과 일치하는 모델 매칭 수법 등을 이용하여 산출할 수 있다. 예컨대, 4차 버터워스형 특성에 극배치하는 경우는, (3)식과 같이 산출된다. PID 파라미터의 결정 방법은 이에 한정되지 않으며, 다양한 다른 수법을 이용하여 조정할 수도 있다.

[수학식 3]

a1, a2, a3은 표준형 모델의 극배치에 의해 결정되는 특성 방정식의 각 차수의 계수이며, 버터워스 표준형의 경우는, a1=2.6131, a2=3.4142, a3=2.6131이다.

또한, k는 토크 추종 제어의 제어 응답을 결정하는 파라미터로서, 저역의 공진 주파수(f_rL)에 대한 계수로 지정한다. 이 때의 응답 주파수(ωc)는 ωc=k×(2×π×f_rL)로 결정지어진다. 또한, ωf1은 비례항과 미분항에 따른 로우 패스 필터의 컷오프 주파수로서, (3)식과 같이 결정할 수 있다. 이상과 같이 구성한 저역 토크 제어를 실시한 경우의 토크 지령값(τ^*)→토크 검출값(τ_det)의 주파수 전달 특성을 도 11에 도시한다.

도 11로부터 알 수 있는 바와 같이, 저역 토크 제어기(9)에서는 저역 공진 특성을 컷오프하고 있는데, 원하는 지령값 진폭이 얻어지는 것은 저역의 공진 주파수보다 더 낮은 영역뿐이다.

즉, 정상 토크나 저역 공진 주파수보다 낮은 영역에서는 안정된 추종 제어가 가능하나, 높은 주파수의 가진 신호를 토크 지령값에 주어도, 반응할 수 없는 제어기가 된다. 따라서, 가진 제어에 대해서는 별도로, 도 5에 도시한 바와 같이, 저역 토크 제어기(9)를 통과하지 않은 가진 토크 제어기(11)을 이용하여 저역 토크 제어기의 출력부에 중첩할 필요가 있다.

· 제3의 기능 “가진 토크 제어기(11)”

상술한 바와 같이, 저역 토크 제어기(9)에서는 정상 토크를 포함하는 저주파 영역의 추종 제어만을 수행하고, 고역 공진 억제 제어기(10)는 고주파 영역에 있는 공진 특성을 감쇠시키는 것에만 기여하는 것이다. 따라서, 원하는 광범위한 주파수 대역에서 가진 제어를 실현하기 위해, 도 5의 가진 토크 제어기(11)가 필요하다.

가진 토크 제어기(11)는 가진 주파수 성분을 포함하는 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det) 및 가진 주파수 성분을 생성하기 위한 기준 위상(θ)(모터의 회전 위상 검출값)을 입력으로 한다. 가진 토크 제어기(11)로부터 출력되는 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)은 저역 토크 제어기 출력(τ_dc ^*)에 중첩하여 보정 토크 지령값(τ_r ^*)으로 한다.

이 때, 가진 토크 제어기(11)의 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)으로부터 토크 검출값(τ_det)까지의 전달 특성은 저역 토크 제어기(9)와 고역 공진 억제 제어기(10)를 포함하는 제어 대상의 폐루프 전달 특성이 되어 도 12와 같이 된다. 가진 주파수 대역에 있어서, 도 12의 진폭(게인) 특성이 0dB, 위상 특성이 0deg로 일정해지는 것이 바람직하지만, 실제로 그러한 주파수 특성을 형성하는 콘트롤러는 곤란하다.

따라서, 가진 토크 제어기(11)에서는, 도 12의 전달 특성을 고려하여 가진 토크의 각 주파수 성분의 게인 및 위상을 조정할 필요가 있다. 가진하는 주파수 대역(15~400 Hz)에 있어서, 도 12의 역특성을 이용하여 지령값을 생성하는 것도 생각할 수 있는데, 공시체(1)에는 비선형 스프링 특성이 있어 동작 상태로 변화한다. 따라서, 단순하게 역특성을 통해 지령값을 생성하는 수법으로는, 원하는 진폭·위상의 가진 회전력 파형을 얻기가 어렵다.

따라서, 일반화 주기 외란 관측기를 이용한 가진 회전력 파형의 자동 조정 수법을 제안한다. 도 13에, 본 실시 형태 1에 있어서의 가진 토크 제어기(11)의 기본 구성도를 나타낸다. 도 13의 부호는 이하와 같다.

τ^*：토크 지령값(가진 주파수 성분을 포함), τ_det：토크 검출값, θ：회전 위상 검출값, n：차수(제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수를 지정), ω_m：모터 회전수, τ_rpd ^*：가진 토크 지령값 , T_n ^*：가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터, T_n ：주기 외란(토크 리플)의 n차 주파수 성분 벡터, U_n＾：조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(주기 외란을 포함하는 추정값), d_n ^*：가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터, d_n＾：주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터, T_pdn ^*：가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터, G_F(s)：주파수 성분 추출용 로우 패스 필터.

일반화 주기 외란 관측기는 특정한 주파수 성분에 착안하여 주기 외란을 억제하는 제어계이지만, 본 실시 형태 1에서는 원하는 주기적 진동을 발생시키는 방식으로서 응용한다. 본 방식은 특정 주파수 성분에만 기여하는 제어계로서, 먼저 가진 주파수 성분 추출기(12)로 가진하고자 하는 주파수 성분을 추출하고, 리플 억제 주파수 성분 추출기(13)로 억제하고자 하는 주기 외란(토크 리플)의 주파수 성분을 추출한다.

즉, 가진 주파수 성분 추출기(12)에 있어서, 토크 지령값(τ^*)과 회전 위상 검출값(θ)에 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상(nθ)에 기초하여, 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터(T_n ^*)를 출력한다. 또한, 리플 억제 주파수 성분 추출기(13)에 있어서, 토크 검출값(τ_det)과 n차 회전 위상(nθ)에 기초하여, 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터(T_n)를 출력한다.

이들은 모터 회전수에 동기하여 발생하는 n차 주파수 성분이 되기 때문에, 회전 위상 검출값(θ)의 n배의 n차 회전 위상(nθ)을 이용하여 이하와 같이 추출한다. 여기서, n차 회전 위상(nθ)의 주파수 성분에 동기한 좌표를 d_nq_n 회전 좌표계로서 정의하고, d_n을 복소 벡터의 실부, q_n을 허부의 축으로 둔다.

[수학식 4]

단,

L은 라플라스 변환, s는 라플라스 연산자이다.

(4)식은 토크 지령값(τ^*)에 포함되는 가진 주파수 성분을 추출하고, (5)식은 토크 검출값(τ_det)에 포함되는 주기 외란, 즉 토크 리플의 주파수 성분을 추출하기 위한 것이다. 정확한 푸리에 변환을 이용할 수도 있지만, 본 실시 형태 1에서는 연산기에 대한 구현 용이성을 고려하여 로우 패스 필터(GF(s))로 주파수 성분을 추출하고 있다.

속도 변환기(14)에서는, n차 회전 위상(nθ)를 미분하여 n차 회전 주파수(n·ωm)를 산출한다.

이어서, 역모델(Qn)에 대해 설명한다. d_nq_n 회전 좌표계에서는 특정 주파수 성분에만 기여하는 제어계가 되기 위해, 가진 토크 제어기(11)에 있어서의 제어 대상 모델은 1차원 복소 벡터로 표현할 수 있다. 여기서, n차 회전 위상(nθ)의 주파수 성분에 동기한 제어 대상 모델을 Pn로 한다. 다만, P_n=P_dn＋jP_qn이다.

상술한 바와 같이, 가진 토크 제어기(11)에 있어서의 제어 대상 시스템은, 도 12에 도시한 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)→토크 검출값(τ_det)의 주파수 전달 특성이 되지만, 이 그래프에 있어서의 n차 회전 위상(nθ)의 주파수 성분에 동기한 진폭·위상 특성을 복소 벡터로서 추출한 것이 제어 대상 모델(P_n)이 된다. 따라서, 모터 회전수(ω_m) 및 차수(n)에 따라 제어 대상 모델(P_n)은 변화되는 것을 의미한다.

예컨대, 도 12의 1~1000Hz까지의 진폭·위상 특성을 1Hz 마다 구분한 경우, 1000개의 복소 벡터가 구성되고, 그 중에서 모터 회전수에 의해 변화되는 n차 회전 위상(nθ)의 주파수 성분에 동기한 것을 1개 선택하고, 제어 대상 모델(P_n)에 적용할 수 있다. 즉, 제어 대상 모델(P_n)은 모터 회전수에 의존한 일종의 게인 스케줄링 기능에 해당한다.

이렇게 하여 정의한 d_nq_n 회전 좌표계에 있어서의 제어 대상 모델(P_n)은 가진내지 억제하고자 하는 주파수 성분에 따라 변화되기 때문에, 그 역모델(Q_n)에 대해서도 모터 회전수에 따라 변화시켜야 한다. 따라서, 도 13에 도시한 바와 같이, 속도 검출기에 의해 산출된 n차 회전 주파수(n·ω_m)에 기초하여, n차 회전 위상(nθ)의 주파수 성분에 동기한 역모델을 선택한다. 역모델(Q_n)은 이하의 (6)식에서 나타난다.

[수학식 5]

본 제어의 목적은, 제어 대상의 출력인 축 토크 미터로 원하는 가진 토크와 토크 리플 억제를 실현하는 것으로, 제어 대상의 전달 특성(제어 대상 모델)(P_n)을 고려하여 제어 대상의 입력(조작량)을 결정해야 한다. 따라서, 도 13과 같이 역모델(Q_n)의 특성을 이용함으로써, 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터(T_n ^*)로부터 제어 대상 모델(P_n)의 입력부의 가진에 의한 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터(d_n ^*)를 산출한다. 가진에 의한 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터(d_n ^*)의 산출식은 (6－2)식이 된다.

[수학식 6]

마찬가지로, 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터(T_n)로부터 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(주기 외란을 포함하는 추정값)(u_n＾)를 추정한다. 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(U_n＾)의 산출식은 (6－3)식이 된다.

[수학식 7]

여기서, 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(U_n＾)에는 주기 외란인 토크 리플의 성분도 포함하여 추정되고 있기 때문에, 제어 대상 모델(P_n)에 입력하는 조작량인 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)를 감산하고, 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(d_n＾)를 추정한다. 이 원리는 종래로부터 널리 이용되고 있는 외란 관측기의 수법을 답습한 것이다.

또한, 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(U_n＾)로부터 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)를 감산할 때, 가진 주파수 성분 추출기(12), 리플 억제 주파수 성분 추출기(13)에서 이용되고 있는 로우 패스 필터(GF(s))의 응답 지연과 동기시킬 목적으로, 로우 패스 필터(GF(s))를 통한 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)를 공제하고 있다.

그리고, 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터(d_n ^*)로부터, 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터(d_n＾)를 더 차감함으로써, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)가 산출된다. 이상에 의해, 가진 토크 지령에 포함되는 주파수 성분을 남기면서, 주기 외란(토크 리플)에 기인한 진동 성분은 제거할 수 있고, 원하는 진동 성분만을 축 토크 검출부에서 발생시킬 수 있다.

가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)는 보상 신호 합성부(19)에 있어서, (7)식에 기초하여 d_nq_n 회전 좌표계로부터 원래의 시간 파형으로 복원한다. 또한, n에 복수의 차수를 설정하여 병렬로 구성할 수도 있고, 이들 각 차수의 주파수 성분을 합산함으로써, 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 합성할 수 있다.

[수학식 8]

이상, 도 5의 구성에 포함되는 3개의 기본 기능에 대해 설명하였다. 이 3개의 기능을 동시에 동작시킴으로써, 이하의 효과를 얻을 수 있다.

“저역 토크 추종 제어”와 “고역 공진 억제 제어”와 “축토크 가진 제어”가 간섭하는 일 없이 동시에 기능하고, 복수의 주파수 성분을 포함하는 왜곡 파형이 되는 엔진 폭발 토크를 모의할 수 있다.

가진 토크 지령의 진동 성분은 남기면서도, 장애가 되는 토크 리플에 의한 주기 외란만을 억제할 수 있다.

고역의 공진 억제 제어를 가함으로써, 공진 특성에 의한 진폭·위상의 급격한 변화를 완만하게 할 수 있으므로, 가진 토크 제어기(11)에 있어서의 일반화 주기 외란 관측기의 역모델 특성도 완만해진다. 이는 가변속 운전시의 역모델 추출에 있어서, 그 특성 변화가 완만해지는 것을 의미하며, 특히 공진 주파수를 교차하는 경우나 모델화 오차가 있는 경우, 로버스트 안정성 향상에 크게 기여한다.

고역의 공진 억제 제어는 비주기적인 외란도 억제하는 효과가 있어 일반화 주기 외란 관측기에 의한 주기 외란 억제 효과에 더하여, 비주기 외란의 억제도 동시에 실현할 수 있다.

저역 토크 추종 제어와 고역의 공진 억제 제어와, 주기 성분의 제어계를 분리하여 설계함으로써, 각각이 단독으로는 실현 곤란한 포괄적인 “공진 억제”, “비주기 외란 억제”, “주기 외란 억제”, “가진 제어”를 동시에 실현할 수 있다. 또한, 그것들이 제어 간섭하지 않는다.

도 14에, 본 실시 형태 1의 효과의 예를 나타낸다. 도 14 상단은, 종래의 가진 제어 방식의 축회전력 파형이다. 비특허 문헌 1과 마찬가지로 “저역 토크 제어” 및 “고역 공진 억제 제어”를 적용하고 있는데, 본 실시 형태 1에서 제안한 “가진 토크 제어기(11)”는 기능시키지 않고 , 변형 성분을 포함하는 가진 토크 지령값을 그대로 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)에 적용한 경우이다. 가진 토크 지령값과 축 토크 검출값은 일치하지 않고, 원하는 파형이 축 토크에서는 얻어지지 않는다.

비특허 문헌 1에서는, 가진 진폭의 자동 조정 수법도 제안되고 있는데, 가진 진폭의 크기만을 추종시키는 방식이며, 단일 주파수 성분의 정현파 파형에 의한 가진 제어를 전제로 하고 있다. 따라서, 비특허 문헌 1의 가진 진폭 제어를 실시하더라도, 왜곡 파형의 형상까지는 추종 제어하지 못하고, 위상도 일치하지 않는다. 또한, 토크 리플에 의한 주기 외란의 영향도 고려되어 있지 않으므로, 도 14의 상단 파형과 같이 의도하지 않은 변형 성분이 잔류하게 된다.

도 14 하단은, 본 실시 형태 1의 가진 토크 제어기(11)에 의한 엔진 가진 회전력 파형 추종 제어를 실시한 경우의 회전력 파형이다. 왜곡 파형을 포함하는 가진 토크 지령값에 일치하고 있고, 진폭·위상의 양측 모두를 추종시킬 수 있다. 또한, 일반화 주기 외란 관측기에 의해 가진 제어와 동시에, 주기 외란인 토크 리플을 추정·제거하고 있기 때문에, 전술한 바와 같은 주기 외란에 의한 의도하지 않은 변형도 제거되어 있다.

또한, 모터 회전수(엔진 회전수에 해당)나 토크의 크기 등 동작 상태가 변화한 경우라도, 가진 토크 제어기가 기능하여 자동적으로 형상을 추종할 수 있다. 이 때의 과도 응답성은 일반화 주기 외란 관측기의 속응성과 동일하며, 주파수 성분 추출에 이용하는 로우 패스 필터(GF(s))에 의해 결정지어진다. 수치예로서, 과도 변화에 대해서도 0.3초 정도로 추종 가능하다.

또한, 실시 형태 1을 도 1의 모터 드라이브 시스템에 적용하는 경우는, 도 1의 가진 제어기(5)는 도 5의 저감 토크 제어기(9)와 고역 공진 억제 제어기(10)와 가진 토크 제어기(11)에 의해 구성된다.

［실시 형태 2］

실시 형태 1의 도 13의 구성에서는, 토크 지령값(τ^*)에 포함되는 주파수 성분과, 토크 검출값(τ_det)에 포함되는 주기 외란주파수 성분을 따로 추출하였지만, 본 실시 형태 2에서는 이것들을 구별하지 않고, 보다 간소한 구성으로 가진 주파수 성분과 주기 외란 성분을 동시에 제어하는 수법을 제공한다.

도 15는 본 실시 형태 2에 있어서의 가진 토크 제어기(11)의 구성도이다. 그 밖의 제어 기능에 대해서는 실시 형태 1과 동일하다.

가진 주파수 성분을 포함하는 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)의 토크 편차(Δτ)를 취하고, 그 편차에 포함되는 주파수 성분이 제로가 되면, 주기적인 진동 성분에 대해서는 가진 토크 지령값과 축 토크 검출값이 일치하는 것을 의미한다.

따라서, 본 실시 형태 2에서는, 가진 주파수 성분과 토크 리플에 의한 주기 외란 주파수 성분을 구별하지 않고, 통일적으로 토크 편차(Δτ)의 주파수 성분을 추출하고, 그 편차가 없어지도록 일반화 주기 외란 관측기를 동작시킨다. 실시 형태 1의 도 13에서는 지령측의 주파수 성분 벡터로서 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터(d_n ^*)를 이용하였지만, 본 실시 형태 2에서는 편차를 없애는 것이 목적이기 때문에, 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터 d_n ^*=0으로 할 수 있다.

도 13에 있어서, 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터 d_n ^*=0으로 한 경우의 제어 블록도는, 도 15와 같이 등가 변환 가능하며, 비교적 간소한 구성으로 실시 형태 1과 동일한 제어 효과를 얻을 수 있다. 실시 형태 1의 도 13과 비교하면, 가진 주파수 성분 추출기(12)를 1개와 역모델을 곱셈하는 역모델 승산기(15)가 삭감되므로, 마이크로 프로세서 등의 계산기의 연산 부하를 경감할 수 있다.

또한, 토크 편차(Δτ)를 이용함으로써, 정상적으로는 저역 토크 제어기(9)의 추종 동작에 의해 직류 성분이 제거된다. 이에 따른 부차적인 효과를 이하에 설명한다.

주파수 성분 추출기(22)에 있어서, 만일 직류 성분(Tdc)이 포함되었다고 하면, 주파수 성분 T_dn 및 T_qn는 (8)식과 같이 전개된다.

[수학식 9]

(8)식의 T_dncos2nθ＋T_qnsin2nθ＋2T_dccosnθ, T_qncos2θ＋T_dnsin2nθ＋2T_dcsinnθ를, 로우 패스 필터(G_F(s))로 제거함으로써, T_dn, T_qn를 얻을 수 있다. 2nθ 성분과 nθ 성분이 포함되어 있고, 이러한 주파수 성분이 로우 패스 필터(G_F(s))의 컷오프 주파수에 비해 충분히 높은 경우는 양호하게 주파수 성분을 추출할 수 있다.

한편, 모터 회전수가 낮고, n차 회전 위상(nθ)의 주파수도 낮아지는 경우는, 로우 패스 필터(G_F(s))의 컷오프 주파수에 가까워져, T_dncos2nθ＋T_qnsin2nθ＋2T_dccosnθ, T_qncos2θ＋T_dnsin2nθ＋2T_dcsinnθ의 주파수 성분의 영향이 T_dn, T_qn에 나타나는 것을 의미한다. 이것들은 일반화 주기 외란 관측기의 d_nq_n 회전 좌표계에서는 외란이 되고, 제어계를 불안정화하는 요인이 된다.

따라서, 로우 패스 필터(G_F(s))의 컷오프 주파수는 충분히 낮은 값으로 설정할 필요가 있다. 그러나, 상술한 바와 같이, 일반화 주기 외란 관측기의 과도 응답성은 로우 패스 필터(G_F(s))의 응답성에 의해 결정되므로, 컷오프 주파수를 너무 낮게 하면, 토크 파형 추종의 속응성이 악화된다.

이 트레이드 오프를 완화하기 위해, (8)식의 T_dncos2nθ＋T_qnsin2nθ＋2T_dccosnθ, T_qncos2θ＋T_dnsin2nθ＋2T_dcsinnθ에 있는 nθ 성분을 미리 제거해 두는 것이 바람직하다. sinnθ, cosnθ 성분의 계수에 초점을 맞추면, 어느쪽이나 2·T_dc임을 알 수 있다. 즉, 입력되는 신호에 포함되는 직류 성분(T_dc)이 제로라면, nθ 성분은 발생하지 않는다. 그 결과, (8)식의 T_dncos2nθ＋T_qnsin2nθ＋2T_dccosnθ, T_qncos2θ＋T_dnsin2nθ＋2T_dcsinnθ는 2nθ 성분뿐이다.

2nθ 성분은 nθ 성분보다 절단이 용이해지므로, 상술한 트레이드 오프의 문제가 완화되고, 로우 패스 필터(G_F(s))의 설계도 용이해진다.

본 실시 형태 2에서는, (5)식의 토크 검출값(τ_det) 대신에 토크 편차(Δτ)를 주파수 성분 추출기(22)에 입력하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터(Tn)를 구한다. 본 실시 형태 2에서는, 저역 토크 제어기(9)에 의해 토크 편차(Δτ)의 직류 성분이 없어져, 주파수 성분 추출기의 입력 신호를 토크 편차(Δτ)로 하고 있으므로, 상술한 부차적인 효과도 얻어진다.

［실시 형태 3］

본 실시 형태 3에서는, 주파수 성분 추출기(22)의 로우 패스 필터의 차수를 1로 한정한 후, 실시 형태 2의 구성을 더 간소화한다. 도 16은 본 실시 형태 3의 구성도이다.

일반화 주기 외란 관측기의 주파수 성분 추출기(22)에 이용하는 로우 패스 필터(G_F(s))를 (9)식에 도시한 1차 로우 패스 필터로 한정한 경우, 실시 형태 2의 도 15는, 도 16과 같이 제어 블록도를 등가 변환할 수 있다.

[수학식 10]

ω_f:로우 패스 필터의 컷오프 주파수

도 16은, 도 15의 주파수 성분 추출기(22)를 주파수 성분 변환기(24)로 변경하고, 로우 패스 필터(G_F(s))를 적분기(23)로 변경하고 있다. 즉, 도 15의 주파수 성분 추출기(22)의 내부에 있는 로우 패스 필터(G_F(s))를 밖으로 낸다. 그리고, 적분기(23)는 주파수 성분 추출기(22)의 내부에 있는 로우 패스 필터(G_F(s))와 후단의 로우 패스 필터(G_F(s))와 합성한 결과로 얻어지고, 컷오프 주파수(ωf)와 역모델을 게인으로 한 단순한 적분기(23)가 된다. 이와 같이 도 15는 도 16에 등가 변환할 수 있다. 단, 도 16의 주파수 성분 변환기(24)는 (10)식을 이용한다.

[수학식 11]

(10)식에는 로우 패스 필터(G_F(s))가 없기 때문에, 토크 편차(Δτ)에 포함되는 주기 외란의 주파수 성분을 명시적으로 추출하는 것을 하지 않고, 직접 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터(T_pdn ^*)를 생성하게 된다.

본 실시 형태 3에 의하면, 로우 패스 필터(G_F(s))를 1차로 한정한 경우, 토크 편차에 대한 일반화 주기 외란 관측기는 ωf를 게인으로 한 적분기(23)만으로 구성되는 매우 간단한 구성으로 실현할 수 있다. 따라서, 실시 형태 2의 효과에 더하여, 제어에 따른 연산량을 더 저감할 수 있다.

［실시 형태 4］

본 실시 형태 4에서는, 가진 토크 제어기(11) 내부의 일반화 주기 외란 관측기에 있어서, 관측기 게인을 추가한 구성을 설명한다. 도 17은, 실시 형태 3의 구성에 관측기 게인(Kob)을 추가한 것이다. 물론, 다른 실시 형태의 구성에 대해서도, 역모델(Q_n)에 대해 관측기 게인(Kob)을 추가하는 구성을 이용하면 동일한 효과가 얻어진다.

관측기 게인(Kob)은 역모델(Q_n)에 대해 게인을 곱하기 때문에, 역모델의 전달 특성의 진폭에 대해 굳이 오차를 주는 형태가 된다. 통상은, 제어 대상 모델(P_n)의 역수를 On으로 설정하여 모델 오차가 없는 참값에 가능한 한 일치된 상태로 동작시키는데, 일반화 주기 외란 관측기는 모델 오차에 대한 일정한 로버스트 안정성을 갖기 때문에, 그 로버스트 안정 범위 내에서 피드백 루프 게인을 높이는 것을 제안한다. 예로서, 일반화 주기 외란 관측기의 안정성 해석예를 도 18에 나타낸다.

도 18은 제어 대상 모델(참값)(P_n)에 대해, 그 역모델(Q_n)이 진폭 오차(종축)와 위상 오차(횡축)를 갖는 경우의 안정 범위를 나타낸 수치예이다. 이 수치예에서는, 위상 오차가 0에 가까울수록 진폭 오차를 크게 허용하고, 위상 오차가 ±90˚를 넘으면 불안정해짐을 알 수 있다.

또한, 도 18 중 점선으로 나타낸 부분은, 이산계의 극배치에서 가장 원점에 가까워지는 (가장 속응성이 좋은) 장소를 나타내고 있다. 즉, 위상 오차는 가능한 한 0˚로 해 두고, 관측기 게인(Kob)을 적절히 부여함으로써, 과도 변화시의 속응성이 향상되는 것을 의미한다.

본 실시 형태 4에서는, 이와 같이 일반화 주기 외란 관측기의 로버스트 안정 범위를 이용하여 피드백 루프의 관측기 게인(Kob)을 적절히 부여함으로써, 가진 파형 추종 제어의 과도 속응성을 향상시킬 수 있다.

［실시 형태 5］

실시 형태 1~4의 가진 토크 제어기(11)에 있어서, 일반화 주기 외란 관측기 방식은 특정 주파수 성분에만 기여하는 주기 외란 억제 제어기이지만, 본 실시 형태 5에서는 억제하고자 하는 차수를 별개 지정하고, 그러한 일반화 주기 외란 관측기를 병렬화한다. 보상 신호 합성부(19)에 있어서, 병렬화한 주기 외란 보상값을 합산함으로써, 복수의 주파수 성분의 주기 외란을 동시에 억제할 수 있다.

토크 리플은 모터의 전자기적인 불균일성, 기계적 언밸런스, 인버터의 데드 타임, 전류 센서 오차, 기타 비선형성 등에 기인하여 발생하는 주기 외란으로서, 예컨대, 억제 대상의 차수로서, 전기적 주파수로 1차, 2차, 6차, 12차 등을 지정한다. 모터극수나 구조 상의 특성에 의해, 토크 리플이 발생하기 쉬운 차수를 지정할 수 있다.

예컨대, 도 13의 제어 구성을 2 병렬하는 구성을 설명한다. 병렬 1단째 제어 구성의 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)과 병렬 2단째의 제어 구성의 토크 지령값(τ^*)과 토크 검출값(τ_det)은 동일한 값이 가진 주파수 성분 추출기(12)와 리플 억제 주파수 성분 추출기(13)에 입력된다.

또한, 병렬 1단째의 제어 구성의 억제 대상 차수(n)는 6차, 병렬 2단째의 제어 구성의 억제 대상 차수(n)는 12차로 한다. 따라서, 병렬 1단째의 제어 구성의 n차 회전 위상(nθ)과 병렬 2단째의 제어 구성의 n차 회전 위상(nθ)은 다른 값이 된다.

또한 병렬 1단째의 제어 구성의 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)과 병렬 2단째의 제어 구성이 가진 토크 지령값(τ_pd ^*)을 합산한 값을, 도 5의 가진 토크 제어기(11)의 출력(가진 토크 지령값(τ_pd ^*))으로 한다.

또한, 가진 제어에서는 엔진 토크 맥동을 모의하지만, 시판되고 있는 자동차에 많이 사용되고 있는 4 사이클 엔진에서는, 각 기통이 2회전에 1회 연료를 폭발시키기 때문에, 기통수×0.5×회전수의 주파수를 갖는 큰 진동 토크가 발생한다. 또한, 그 고조파 성분도 고려하여, 4기통 엔진에서는 기계적 주파수의 2차, 4차, 6차, 8차 등을 지정하여 엔진 가진 파형을 모의할 수 있다.

이러한 복수의 제어 대상 차수에 대한 일반화 주기 외란 관측기를 병렬화함으로써, 엔진 파형을 모의하면서 토크 리플 억제도 동시에 실현할 수 있다.

［실시 형태 6］

통상, 엔진 토크의 왜곡 파형은 엔진 회전수에 동기하여 발생하는 고조파 성분이기 때문에, 상기 실시 형태 1~5에서 개시한 바와 같이 회전 위상 검출값(θ(=∫ω_mdt))에 동기한 제어계로 가진 토크 제어기(11)를 구성하였다.

동력계와 같은 시험 장치에서는, 통상 상술한 바와 같이 회전 동기 가진으로 테스트를 실시하지만, 특수한 사례로서, 모터 회전과 비동기인 가진 제어를 수행할 수도 있다.

그 때, 토크 리플 억제 제어에서 실시하는 회전에 동기한 차수와는 별도로, 회전에 비동기로 발생시키는 가진 주파수 성분이 중첩되게 된다. 이 경우, 도 13의 가진 주파수 성분 추출기(12)에는 n차 회전 위상(nθ)을 입력시키지 않고, n차 회전 위상(nθ)과 비동기가 되는 위상(Θ＇(=∫ω＇dt))이 입력된다.

여기서, ω＇는 가진 제어를 위한 주파수 성분에 해당하는 모터 회전수(ω_m)와는 비동기이며 다른 값이다. ω＇는 위상(Θ＇)을 미분함으로써 얻어진다. 위상Θ 또는 ω＇은 모터 회전수(ω_m)와는 관계없이 별도 설정한다.

이러한 가진 주파수 성분이 비동기인 조건에 있어서, 실시 형태 5와 같은 도 13의 제어 구성이 2병렬되어 있는 구성(다만, 병렬 1단째의 n의 값(이하, n1이라 함)과 병렬 2단째의 n의 값(이하, n2라 함)은 다르다. 병렬 1단째의 가진 제어의 위상 Θ＇(이하,Θ1＇이라 함)과 병렬 2단째의 가진 제어의 위상 Θ＇(이하, Θ2＇라 함)은 다르다. 이 경우, 모터 회전수(ω_m)에 따라서는 병렬 1단째의 토크 리플 억제 제어의 주파수 성분(n1×ω_m)과 병렬 2단째의 가진 주파수 성분(ω2＇=dΘ2＇/dt)가 일치하는 사례가 발생할 가능성이 있다.

이 경우, 병렬화된 양측 모두의 제어계에서 동일한 주파수 성분을 제어하게 되어, 경우에 따라서는 제어 간섭을 일으킬 우려가 있다.

따라서, 본 실시 형태 6에서는, 비동기 가진 테스트를 실시하는 경우에 한하여, 각 병렬단의 제어 구성에서의 비동기 가진 주파수 성분(ω1＇,ω2＇)과 n차 회전 주파수, 즉 토크 리플 주파수 성분(n1×ω_m, n2×ω_m)을 감시해 두고, 이들 주파수가 일치한 경우는, 일치한 단의 제어 구성의 토크 리플 억제 제어를 OFF로 한다.

예컨대, 병렬 1단째의 (n1×ω_m)과 병렬 2단째의 ω2＇가 일치한 경우에서는, 병렬 1단째의 토크 리플 억제 제어를 OFF로 한다. 즉, 도 13에 있어서, Un＾=0으로 한다.

본 실시 형태 6에 의하면, 비동기인 가진 제어를 수행하는 경우에 토크 리플 억제 제어계와의 제어 간섭을 방지할 수 있다. 또한, 토크 리플 억제 제어를 OFF로 하는 기간은, 가진 토크 제어계가 토크 리플 억제의 역할을 포함하기 때문에, 엔진 파형 추종 제어의 결과에는 영향을 주지 않는다.

［실시 형태 7］

실제의 엔진은, 연료의 연소에 실패하는 실화 모드가 존재한다. 예컨대, 4기통 엔진에서 1기통만 실화한 경우, 4회에 1회, 토크를 출력할 수 없는 상태가 된다.

본 실시 형태 7에서는, 엔진 실화 모드에 대응하기 위해, 소수 차수를 지정한 일반화 주기 외란 관측기로 가진 토크 제어기(11)를 구현한다.

예컨대, 4 기통 엔진에서 1기통의 실화 모드를 실시할 때는 기계 회전수에 대해 0.5차 및 그 배수를 지정한다.

본 실시 형태 7의 효과의 일 예를 도 19에 나타낸다. 4회에 1회, 토크가 저하되고 있고, 그러한 가진 토크 지령값이 주어진 경우라도 추종할 수 있다.

이상, 본 발명에 있어서, 기재된 구체적인 예에 대해서만 상세하게 설명했지만, 본 발명의 기술 사상의 범위에서 다채로운 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 있어서 명백한 것이며, 이러한 변형 및 수정이 특허 청구의 범위에 속하는 것은 당연한 것이다.

Claims (12)

1. 모터의 축 토크를, 인버터를 이용하여 제어하는 모터 드라이브 시스템으로서,
   토크 지령값과 토크 검출값에 기초하여 저역 토크 제어기 출력을 출력하는 저역 토크 제어기;
   상기 토크 지령값, 상기 토크 검출값 및 회전 위상 검출값에 기초하여 가진(加振) 토크 지령값을 출력하는 가진 토크 제어기; 및
   상기 저역 토크 제어기 출력과 상기 가진 토크 지령값을 가산한 보정 토크 지령값과, 상기 토크 검출값에 기초하여 인버터 토크 지령값을 출력하는 고역 공진 억제 제어기;를 구비하며,
   상기 고역 공진 억제 제어기는,
   상기 보정 토크 지령값이 μ 설계 제어기의 지령값 입력으로부터 μ 설계 제어기 출력까지의 전달 특성을 통과한 출력;
   상기 토크 검출값이 μ 설계 제어기의 검출값 입력으로부터 μ 설계 제어기 출력까지의 전달 특성을 통과한 출력을 가산하여 인버터 토크 지령값을 출력하는 μ 설계 제어기를 가지며,
   상기 저역 토크 제어기는 PID 제어를 수행하는 모터 드라이브 시스템.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과, 상기 회전 위상 검출값에 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여, 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가진 주파수 성분 추출기;
   상기 토크 검출값과, 상기 n차 회전 위상에 기초하여, 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 리플 억제 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하고, 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 역모델 승산부;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 역모델 승산부;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터로부터 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 감산하여 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 감산기;
   상기 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터로부터 상기 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 감산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 감산기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
3. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부;
   상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 역모델 승산부;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터와, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 가산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가산기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
4. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부;
   상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 구하는 역모델 승산부;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 적분하고, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 적분기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부를 구비한 모터 드라이브 시스템.
5. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과, 상기 회전 위상 검출값에 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가진 주파수 성분 추출기;
   상기 토크 검출값과, 상기 n차 회전 위상에 기초하여, 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 리플 억제 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 가진 토크 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산한 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 역모델 승산부;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 역모델 승산부;
   상기 가진에 의한 주기 외란 지령값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인(observer gain)을 승산하여 제2 감산기로 출력하는 제1 승산기;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 제1 감산기로 출력하는 제2 승산기;
   상기 제2 승산기의 출력으로부터 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통한 값을 감산하여 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제1 감산기;
   상기 제1 승산기의 출력으로부터 상기 주기 외란 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 감산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 제2 감산기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
6. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값과의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부;
   상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 역모델 승산부;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 가산기에 출력하는 승산기;
   상기 승산기의 출력과, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터가 로우 패스 필터를 통과한 값을 가산하여 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 가산기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
7. 청구항 1에 있어서,
   상기 가진 토크 제어기는,
   상기 토크 지령값과 상기 토크 검출값의 토크 편차를 산출하는 제3 감산부;
   상기 토크 편차와, 회전 위상 검출값과 제어하는 가진 주파수 성분과 토크 리플 주파수 성분의 차수(n)를 승산한 n차 회전 위상에 기초하여 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 주파수 성분 추출기;
   상기 n차 회전 위상에 기초하여 n차 회전 주파수를 출력하는 속도 변환기;
   상기 주기 외란의 n차 주파수 성분 벡터에 상기 n차 회전 주파수에 동기한 단일 주파수 벡터가 적용된 역모델을 승산하여 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 구하는 역모델 승산부;
   상기 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터에 관측기 게인을 승산하여 적분기에 출력하는 승산기;
   상기 승산기의 출력을 적분하고, 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터를 출력하는 적분기; 및
   상기 가진 토크 제어기 출력의 n차 주파수 성분 벡터와 상기 n차 회전 위상에 기초하여 상기 가진 토크 지령값을 출력하는 보상 신호 합성부;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
8. 청구항 2에 있어서,
   상기 차수(n)가 다른 가진 토크 제어기를 복수대 가지며,
   각각의 가진 토크 제어기의 출력을 합산한 값을 가진 토크 지령값으로 하는 모터 드라이브 시스템.
9. 청구항 8에 있어서,
   가진 주파수 성분 추출기에 상기 n차 회전 위상이 입력되지 않고, 상기 n차 회전 위상과 비동기가 되는 위상이 입력되는 경우, 병렬단의 제어 구성의 비동기 가진 주파수 성분과 n차 회전 주파수를 각각 감시해 두고, 이러한 주파수가 일치한 경우, 일치한 단의 제어 구성의 조작량 추정값의 n차 주파수 성분 벡터를 0으로 하는 모터 드라이브 시스템.
10. 청구항 2에 있어서,
    상기 가진 토크 제어기의 차수(n)는 소수도 포함하는 모터 드라이브 시스템.
11. 청구항 1 내지 청구항 10 중 어느 한 항에 있어서,
    공시체의 입력측에 접속된 엔진 폭발 토크를 모의하는 구동 모터;
    상기 공시체의 출력측에 접속된 차륜 및 노면의 부하를 모의하는 흡수 모터;
    상기 구동 모터의 토크 검출값과 회전 위상 검출값에 기초하여, 제1 인버터 토크 지령값을 출력하는 가진 제어기;
    상기 흡수 모터의 모터 회전수에 기초하여 제2 인버터 토크 지령값을 출력하는 속도 제어기;
    상기 제1 인버터 토크 지령값에 기초하여 상기 구동 모터를 구동하는 구동 모터 인버터; 및
    상기 제2 인버터 토크 지령값에 기초하여 상기 흡수 모터를 구동하는 흡수 모터 인버터;를 구비한 모터 드라이브 시스템.
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