JP4219362B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、回転機の制御装置に関するものである。

回転機には、誘導機や同期機が含まれる。そのうち、誘導電動機の制御装置としては、従来、例えば特許文献１に開示されたものが知られている。すなわち、特許文献１では、特に第８頁−１２頁、図１，図８，図９，図１２，図１４に示されているように、可変電圧可変周波数の交流一次電圧を出力して誘導電動機を駆動する電力変換回路と、上記電力変換回路から上記誘導電動機に供給される一次電流を検出するための電流検出器と、上記一次電流と予め設定された上記交流一次電圧の周波数指令値とから第１および第２の電流成分を演算する電流成分演算回路と、上記第１の電流成分の二乗値と上記第２の電流成分の二乗値の振幅比が予め設定された所定値となるような磁束指令値を演算する磁束指令演算回路と、上記周波数指令値と上記磁束指令値から一次電圧成分指令値を演算する電圧成分指令演算回路と、上記周波数指令値と上記一次電圧成分指令値から上記誘導電動機の一次電圧指令値を演算して上記電力変換回路へ出力する一次電圧指令演算回路とを備えた誘導電動機の制御装置が開示されている。

この特許文献１に開示された誘導電動機の制御装置では、上記電流成分演算回路が上記一次電圧成分指令値と同相である第１の電流成分および位相が９０度ずれた第２の電流成分を演算するように制御しているので、上記第１の電流成分の二乗値と上記第２の電流成分の二乗値との振幅比が予め設定された所定値となり、誘導電動機を高効率に駆動することができている。

なお、特許文献２では、インバータの周波数と電圧と電流とからすべりと最適効率になるすべり周波数とを演算し、一致するように制御する技術が開示されている。また、特許文献３では、インバータの周波数と電圧と電流とからすべりと最適効率になるすべり周波数とを演算し、一致するように制御する技術が開示されている。

特開２０００−１７５４９２号公報 米国特許第５５００５８１号明細書 米国特許第５７８６２３１号明細書

しかしながら、上記一次電圧成分指令値と同相である電力成分および位相が９０度ずれた第２の電力成分として、それぞれの電流成分の二乗値を与え、第１の電流成分の二乗値と上記第２の電流成分の二乗値との振幅比が予め設定された所定値となるようにしているので、負荷トルクが同じ動作点であっても、負荷トルクが増加するときと減少するときとで電流の過渡応答が異なるという問題や、負荷トルクの動作点が軽負荷時と高負荷時とで電流の過渡応答が異なるという問題がある。

また、一次角周波数を一定に保つため、インパクト負荷などで回転速度が急変すると、「一次角周波数−回転速度」で与えられるすべり周波数も急変し、その結果、電流振幅が急変し過電流になりうるという問題もある。

なお、特許文献２では、誘導電動機の過渡特性については考慮がなされていない。

この発明は、上記に鑑みてなされたもので、負荷トルクの増減や動作点を問わず電流の過渡応答を一定に保つことができ、また、インパクト負荷などによって回転速度が急変したときでも電流の振幅が所望の範囲内となるようにすることができる回転機の制御装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、角速度指令に基づいて与えられる一次角周波数を積分し位相を演算する積分手段と、三相電圧指令に従って回転機に三相電圧を印加する電力変換手段と、前記回転機を流れる三相電流を検出する電流検出手段と、前記積分手段が出力する位相に基づいて前記電流検出手段が検出した電流を回転二軸座標上の電流に座標変換するとともに、回転二軸座標上の電圧指令を前記三相電圧指令に座標変換する座標変換手段と、前記一次角周波数と前記回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の電流偏差とに基づいて前記回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算手段とを備え、前記電圧指令演算手段は、負荷に応じて変化させる励磁電流指令を演算するとともに、前記回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の電流偏差を前記励磁電流指令で除算して微小励磁電流指令を求め、求めた微小励磁電流指令と前記一次角周波数とに基づいて前記回転二軸座標上の電圧指令を演算することを特徴とする。

この発明によれば、回転二軸座標上の電流の各軸成分を絶対値の電流偏差として扱うので、負荷トルクが同じ動作点であれば、負荷トルクが増加するときと減少するときとで電流の過渡応答を等しくすることができる。また、回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の電流偏差を負荷に応じて変化させる励磁電流指令で除算するので、負荷トルクの動作点が軽負荷時から高負荷時まで変化しても、電流の過渡応答を等しくすることできるという効果を奏する。

以下に添付図面を参照して、この発明にかかる回転機の制御装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

図１は、この発明の一実施の形態である回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この実施の形態による回転機（例えば誘導電動機）１の制御装置は、周波数補正器１０と積分器１１と電圧指令演算器１２と座標変換器１３と電力変換器１４と電流検出器１５とを備えている。

電力変換器１４は、座標変換器１３から入力される三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて回転機１に三相電圧を印加する。

電流検出器１５は、回転機１に流れる三相の相力電流のうちの二相の相電流ｉｕ，ｉｖを検出し座標変換器１３に出力する。なお、ここでは、電流検出器１５は、回転機１を流れる三相電流のうち二相の電流を検出する構成を示したが、例えば三相電流の三相全ての電流を検出しても良く、また、電力変換器１４の母線電流を検出し、その検出値に基づいて回転機１を流れる三相電流を検出する構成でも良い。

積分器１１は、周波数補正器１０から入力される回転機１の一次角周波数ωを積分して位相θを求め、座標変換器１３に出力する。

座標変換器１３は、積分器１１が出力する位相θに基づき、電流検出器１５から得られた二相の相電流ｉｕ，ｉｖを回転二軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑに座標変換して電圧指令演算器１２と周波数補正器１０とに与えることと、電圧指令演算器１２から入力される回転二軸上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を上記の三相電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に座標変換することとを行う。

電圧指令演算器１２は、周波数補正器１０から入力される回転機１の一次角周波数ωと座標変換器１３から入力される回転二軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑとに基づいて上記の回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算する。

周波数補正器１０は、外部から入力される角速度指令ω＊を座標変換器１３から入力される回転二軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑに基づいて補正し、上記の一次角周波数ωを出力する。具体的には、周波数補正器１０は、上記の回転二軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑに基づき回転機１の負荷変化量に応じた周波数補正量Δωを演算する補正量演算器１７と、角速度指令ω＊に応じて周波数補正量Δωの値を制限する補正量リミッタ１８と、角速度指令ω＊から補正量リミッタ１８での制限値を減じて上記の一次角周波数ωを出力する減算器１９とで構成されている。

ここで、座標変換器１３が出力する回転二軸座標上の電流ｉｄ，ｉｑのうち、電流ｉｄは上記位相θと同位相の電流成分であり、電流ｉｑは位相θと直交する位相の電流成分であるとする。また、座標変換器５に入力される回転二軸座標上の電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊のうち、電圧指令ｖｄ＊は上記位相θと同位相の電圧指令成分であり、電圧指令ｖｑ＊は位相θと直交する位相の電圧指令成分であるとする。

まず、図１を参照して、周波数補正器１０の動作について説明する。周波数補正器１０は、特許文献１に開示された技術が持つ問題、つまり、一次角周波数を一定に保つため、インパクト負荷などで回転速度が急変すると、すべり角周波数（＝一次角周波数−回転速度）も急変し、その結果、電流振幅が急変することになり過電流になりうるという問題を解決するために設けてある。

すなわち、回転機１では、軸トルクが増加すると回転速度は加速し、軸トルクが減少すると回転速度は減速する。したがって、軸トルクの変化率が判れば、回転速度の増減も判る。そこで、この実施の形態では、軸トルクの代わりに回転機１の出力トルクを用いることにより、回転速度の増減に応じて、一次角周波数を補正し、すべり角周波数（＝一次角周波数−回転速度）が急変しないようにしている。

補正量演算器１７は、回転機１の負荷変化量に応じた周波数補正量Δωを次のようにして演算する。すなわち、上記の電流ｉｄから二次磁束相当値φｄを式（１）の演算によって求め、上記の電流ｉｑと求めた二次磁束相当値φｄとから出力トルク推定値τ０を式（２）の演算によって求める。

φｄ＝１／（１＋Ｔｒ・ｓ）×ｉｄ ・・・（１）
τ０＝Ｐｍ×φｄ×ｉｑ ・・・（２）

なお、式（１）（２）において、ｓはラプラス演算子、Ｔｒは回転機１の電気的時定数、Ｐｍは回転機１の極対数である。ついで、求めた出力トルク推定値τ０の変化に応じた周波数補正量Δωを式（３）の演算によって求める。なお、式（３）において、Ｇ１，Ｇ２は任意の実数である。
Δω＝Ｇ１×ｓ／（１＋Ｇ２×ｓ）×τ０ ・・・（３）

そして、周波数補正量Δωが大きくなり過ぎると一次角周波数ωの値は小さくなり過ぎるので、回転機１では十分な出力トルクが発生できないことが起こる。それを回避するために、補正量リミッタ１８にて角速度指令ω＊に応じて周波数補正量Δωの上限値または下限値を制限するようにしている。その結果、減算器１９からは適切な値の一次角周波数ωが出力されることになる。

このように構成される周波数補正器１０によれば、インパクト負荷などで回転速度が急変したときでも回転速度の変化に応じて一次角周波数ωを変化させることができるので、電流振幅急変の抑制が可能となり、過電流となりうる問題が解決できる。

また、回転機１がトルクを出力するとき、回転角周波数は、一次角周波数からすべり角周波数を減算した値になる。このすべり角周波数は、出力トルクに比例するものと見なして、上記の式（３）を次の式（４）に置き換えても良い。なお、式（４）において、Ｇ３は任意の実数である。
Δω＝｛Ｇ１×ｓ／（１＋Ｇ２×ｓ）＋Ｇ３｝×τ０ ・・・（４）

式（３）の代わりに式（４）を用いることにより、電流振幅急変の抑制効果に加え、すべり角周波数に起因する回転機１の速度低下を補正できる効果ある。但し、任意の実数Ｇ１を零にすると、すべり角周波数に起因する回転機１の速度低下は補正できるが、電流振幅急変の抑制効果が損なわれる。

次に、図２は、図１に示す電圧指令演算器１２の構成例を示すブロック図である。図２に示すように、電圧指令演算器１２は、微小励磁電流演算部２０と、リミッタ２１と、テーブル２３と、制限機能付積分器２４と、利得器２５，２６と、乗算器２７とを備えている。

この構成によって、電圧指令演算器１２は、上記回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の偏差に基づいた微小励磁電流指令ΔＩ０と、この微小励磁電流指令ΔＩ０を増幅することにより回転機１に与える励磁電流指令Ｉ０を求め、励磁電流指令ΔＩ０が回転機１に流すための電圧指令を演算する。

微小励磁電流演算部２０は、具体的には図３に示すように構成されるが、上記の回転二軸上のｑ軸電流成分ｉｑの絶対値とｄ軸電流成分ｉｄの絶対値とを演算し、それぞれの偏差をＫｗｉ倍し、それを制限機能付積分器２４から入力される励磁電流指令Ｉ０で除算して微小励磁電流指令ΔＩ０を求める。

リミッタ２１は、微小励磁電流演算部２０が出力する微小励磁電流指令ΔＩ０の振幅を制限する。ローパスフィルタ２２は、上記の一次角周波数ωの高周波成分を除去した低周波成分ωｆを出力する。テーブル２３は、ローパスフィルタ２２が出力する低周波成分ωｆに基づいて励磁電流指令の下限値Ｉ０ＭＩＮを出力する。

制限機能付積分器２４は、リミッタ２１から得られた微小励磁電流指令ΔＩ０を積分演算し、その積分演算結果の範囲をテーブル２３から入力される励磁電流指令の下限値Ｉ０ＭＩＮと予め設定された励磁電流指令の上限値Ｉ０ＭＡＸとの範囲内に収まるように制限した励磁電流指令Ｉ０を出力する。

利得器２５は、リミッタ２１から得られた微小励磁電流指令ΔＩ０に回転機１のインダクタンス値Ｌｓを乗算し、それを回転二軸座標上のｄ軸電圧指令ｖｄ＊として出力する。利得器２６は、制限機能付積分器２４から得られた励磁電流指令Ｉ０に回転機１のインダクタンス値Ｌｓを乗算する。乗算器２７は、利得器２６の出力と一次角周波数ωとを乗算し、それを回転二軸座標上のｑ軸電圧指令ｖｑ＊として出力する。

次に、図３は、図２に示す微小励磁電流演算部２０の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、微小励磁電流演算部２０は、絶対値演算器（ＡＢＳ）３０，３１と、利得器３２と、減算器３３と、除算器３４と、利得器３５とを備えている。

絶対値演算器（ＡＢＳ）３０は、ｄ軸電流成分ｉｄの絶対値｜ｉｄ｜を演算する。絶対値演算器（ＡＢＳ）３１は、ｑ軸電流成分ｉｑの絶対値｜ｉｑ｜を演算する。利得器３２は、絶対値演算器（ＡＢＳ）３０が出力するｄ軸電流成分ｉｄの絶対値｜ｉｄ｜をＫ１倍する。

減算器３３は、絶対値演算器（ＡＢＳ）３１が出力するｄ軸電流成分ｉｄの絶対値｜ｉｑ｜から利得器３２が出力するＫ１×｜ｉｄ｜を減算する。除算器３４は、減算器３３の演算結果を励磁電流指令値Ｉ０で除算する。利得器３５は、除算器３４の演算結果をＫｗｉ倍し、それを微小励磁電流指令ΔＩ０として出力する。

このように、電圧指令演算器１２は、一次角周波数と回転二軸上の電流の各軸成分の絶対値に関する偏差（｜ｉｑ｜−Ｋ１×｜ｉｄ｜）とに基づいて上記回転二軸座標上の電圧指令を演算する。

次に、図４〜図７を参照して、以上のように構成される電圧指令演算器１２を備える制御装置の動作について説明する。なお、図４は、特許文献１に開示された技術を説明する特性図であり、図５〜図７はこの実施の形態で得られる特性図である。各図では、理解を容易にするため、ｖｄ＊＝０、ｖｑ＊＝ωＬｓＩ０として、Ｋ１＝１の場合における開ループで回転機１を駆動したときの定常特性が示されている。

この実施の形態による電圧指令演算器１２では、上記のように、回転二軸座標上のｑ軸電流成分ｉｑの二乗値とｄ軸電流成分ｉｄの二乗値は求めないが、特許文献１に開示された技術に倣って二乗値を求めるとした場合における回転速度と電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）との関係は図４に示すようになる。

図４において、横軸は回転速度［Ｈｚ］であり、５８Ｈｚ〜６２Ｈｚが目盛られている。縦軸は電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）［Ａ^２］であり、４００〜−２００が目盛られている。一次周波数は６０Ｈｚである。また、励磁電流指令Ｉ０は２００［Ｖ］÷（２π６０Ｌｓ）［Ａ］を基準に０．６倍〜１．４倍の間で変化させている（符号４０参照）。

図４に示されるように、回転速度が５９Ｈｚ近傍もしくは６１Ｈｚ近傍にあるときは、励磁電流指令Ｉ０の値に関係なく、電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）が零となっている。

このことから、回転二軸座標上のｄ軸電流成分ｉｄの二乗値とｑ軸電流成分ｉｑの二乗値との振幅比が予め設定された所定値となるようにする特許文献１に開示された技術では、実回転速度が５９Ｈｚもしくは６１Ｈｚ近傍となるように、励磁電流指令Ｉ０の値を操作して発生トルクを調整していたと想定される。

しかしながら、電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）の大きさに基づいて回転機１を制御するとき、図４から理解できるように、電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）の大きさと回転速度（またはすべり周波数）の関係は、非線形に変化するので、回転速度の初期値が６０Ｈｚで５９Ｈｚに収束する場合と回転速度の初期値が５８Ｈｚで５９Ｈｚに収束する場合とでは、収束応答は一致しない。

一方、図５は、この実施の形態による電圧指令演算器１２によって得られる回転速度と電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）との関係を示す図である。図５において、横軸は回転速度［Ｈｚ］であり、５８Ｈｚ〜６２Ｈｚが目盛られている。縦軸は電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）［Ａ］であり、１０〜−１０が目盛られている。一次周波数は６０Ｈｚである。また、励磁電流指令Ｉ０は２００［Ｖ］÷（２π６０Ｌｓ）［Ａ］を基準に０．６倍〜１．４倍の間で変化させている（符号５０参照）。

図５でも、図４と同様に、回転速度が５９Ｈｚ近傍もしくは６１Ｈｚ近傍にあるときは、励磁電流指令Ｉ０の値に関係なく、電流偏差（ｉｑ−ｉｄ）が零となっている。

しかし、図５では、図４と異なり、回転速度が５９Ｈｚ近傍もしくは６１Ｈｚ近傍にあるときは、電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）は、回転速度の変位に応じて比例的な変化を示している。

すなわち、Ｋ１＝１の場合について考えると、図３に示した微小励磁電流演算部２０は、ｄ軸電流成分ｉｄの絶対値｜ｉｄ｜を演算する絶対値演算器３０と、ｑ軸電流成分ｉｑの絶対値｜ｉｑ｜を演算する絶対値演算器３１と、電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）を演算する減算器３３とを備えるので、回転速度の初期値が６０Ｈｚで５９Ｈｚに収束する場合と回転速度の初期値が５８Ｈｚで５９Ｈｚに収束する場合とで、収束応答が一致するようになる。

次に、図４および図５に示した特性では、同じ回転速度でも励磁電流指令Ｉ０によって電流偏差の振幅が異なっている。このことが、特許文献１に開示に開示された技術において、負荷トルクが同じ動作点であっても、負荷トルクが増加するときと減少するときとで電流の過渡応答が異なり、負荷トルクの動作点が軽負荷時と高負荷時とで電流の過渡応答が異なる理由である。

この実施の形態においても図５に示すように電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）の値に基づいて回転機１を制御すると、励磁電流指令Ｉ０の初期値によっては定常点に収束するまでの応答が一致しないことが起こるが、図３に示した構成から理解できるように、この実施の形態では、図５に示す特性から図６に示す特性を得る操作をしているので、このような問題は生じない。

図６は、一次周波数６０Ｈｚにおいて励磁電流指令値を各種に変化させたときにおける回転速度と電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令との関係を示す図である。

図６において、横軸は回転速度［Ｈｚ］であり、５８Ｈｚ〜６２Ｈｚが目盛られている。縦軸は電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令Ｉ０［ｐ．ｕ］であり、＋１〜−１が目盛られている。第６図では、励磁電流指令Ｉ０は、２００［Ｖ］÷（２π６０Ｌｓ）［Ａ］を基準に０．６倍〜１．４倍の間で変化させている（符号６０参照）。

図６に示すように、制御する電流偏差を、（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷Ｉ０とすれば、回転速度と制御する電流偏差との関係は、励磁電流指令Ｉ０の振幅に依存しないことが分かる。この電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令Ｉ０の操作は、図３に示す除算器３４が行っている。

このように、この実施の形態では、ｑ軸電流成分の絶対値とｄ軸電流成分の絶対値とを負荷に応じて変化させる励磁電流指令Ｉ０で除算できるので、負荷トルクの動作点が軽負荷時から高負荷時まで変化しても、電流の過渡応答を等しくすることができる。

次に、図７は一次周波数６０Ｈｚにおいて回転速度を変化させたときにおけるすべり周波数と電流偏差｛（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令｝との関係を示す図である。第７図において、横軸はすべり周波数［Ｈｚ］であり、縦軸は電流偏差｛（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令Ｉ０｝である。第７図では、回転速度は１０Ｈｚ〜６０Ｈｚまで変化させている（符号７０参照）。また、励磁電流指令Ｉ０の値は、基準値（２００Ｖ÷（２π６０Ｌｓ））としている。

図７では、電流偏差｛（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令Ｉ０｝が零となる点でのすべり周波数は、回転速度が１０Ｈｚ程度の低速では回転速度２０Ｈｚ以上の場合と若干異なるが、回転速度２０Ｈｚ以上では回転速度の影響を殆ど受けないことが示されている。すなわち、インパクト負荷などによって回転速度が急変することがあっても、すべり周波数は一定に保つことができる。

以上のように、この実施の形態では、一次電圧成分指令値と同相である電力成分および位相が９０度ずれた第２の電力成分を演算する代わりに、それぞれの電流成分の絶対値を演算し、これらが予め設定された所定値となるようにしたので、負荷トルクが同じ動作点であれば、負荷トルクが増加するときと減少するときとで電流の過渡応答を等しくすることができる。

また、負荷に応じて変化させる励磁電流指令でそれぞれの電流成分の絶対値を除算するので、負荷トルクの動作点が軽負荷であっても高負荷であっても、電流の過渡応答を等しくすることができる。

さらに、周波数補正器によって一次角周波数を補正するので、インパクト負荷などにより回転速度が急変したときの電流振幅急変が抑制できるので、過電流となりうる問題が解決できる。

なお、この実施の形態では、回転機として誘導機を例に挙げて説明したが、この発明はこれに限定されるものではなく、その他、例えば同期機であっても同様に適用できることは言うまでもない。

以上のように、この発明にかかる回転機の制御装置は、負荷トルクの増減や動作点を問わず電流の過渡応答を一定に保つことができ、また、インパクト負荷などによって回転速度が急変したときでも電流の振幅が所望の範囲内となるようにすることができるので、三相誘導電動機や同期電動機などの回転機を高効率に駆動制御する制御装置として好適である。

この発明の一実施の形態である回転機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す電圧指令演算器の構成例を示すブロック図である。 図２に示す微小励磁電流演算部の構成例を示すブロック図である。 一次周波数６０Ｈｚにおいて励磁電流指令値を各種に変化させたときにおける回転速度と電流偏差（ｉｑ^２−ｉｄ^２）との関係を示す図である。 一次周波数６０Ｈｚにおいて励磁電流指令値を各種に変化させたときにおける回転速度と電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）との関係を示す図である。 一次周波数６０Ｈｚにおいて励磁電流指令値を各種に変化させたときにおける回転速度と電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令との関係を示す図である。 一次周波数６０Ｈｚにおいて回転速度を変化させたときにおけるすべり周波数と電流偏差（｜ｉｑ｜−｜ｉｄ｜）÷励磁電流指令との関係を示す図である。

Claims (2)

1. 角速度指令に基づいて与えられる一次角周波数を積分し位相を演算する積分手段と、
   三相電圧指令に従って回転機に三相電圧を印加する電力変換手段と、
   前記回転機を流れる三相電流を検出する電流検出手段と、
   前記積分手段が出力する位相に基づいて前記電流検出手段が検出した電流を回転二軸座標上の電流に座標変換するとともに、回転二軸座標上の電圧指令を前記三相電圧指令に座標変換する座標変換手段と、
   前記一次角周波数と前記回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の電流偏差とに基づいて前記回転二軸座標上の電圧指令を演算する電圧指令演算手段と、
   を備え、
   前記電圧指令演算手段は、負荷に応じて変化させる励磁電流指令を演算するとともに、前記回転二軸座標上の電流の各軸成分の絶対値の電流偏差を前記励磁電流指令で除算して微小励磁電流指令を求め、求めた微小励磁電流指令と前記一次角周波数とに基づいて前記回転二軸座標上の電圧指令を演算することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記回転二軸座標上の電流に基づいて周波数補正量を演算し、前記角速度指令から前記周波数補正量を減算して前記一次角周波数を出力する周波数補正手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。

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