JP2001037248A - インバータ装置 - Google Patents
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- JP2001037248A JP2001037248A JP11209007A JP20900799A JP2001037248A JP 2001037248 A JP2001037248 A JP 2001037248A JP 11209007 A JP11209007 A JP 11209007A JP 20900799 A JP20900799 A JP 20900799A JP 2001037248 A JP2001037248 A JP 2001037248A
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- pwm
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズを減少させるため、キャリア周波数を
低下させても応答特性を維持可能とする。 【解決手段】 電流指令ｉ1＊と電流検出ｉ1との電流偏
差を電流制御器３でＰＩ演算した電流指令ｖ1＊を座標
変換ｃで３相に変換し、コンパレータ１０ｂでキャリア
発生器１０ａからのＰＷＭキャリアと比較したＰＷＭで
３相インバータを制御しモータＭ１を駆動するものにお
いて、ＰＷＭキャリア周波数を低く設定しておく、そし
て絶対値演算器１１ａで電流偏差の絶対値を取り、関数
器１１ｂで電流偏差にほぼ反比例する周期変調係数ｋTC
を作ってキャリア発生器１０ａのキャリア周波数をｋＴ
Ｃで変調してキャリア周波数を電流偏差に応じて高くす
ると共に電流制御器３と周波数指令を位相指令とする積
分器５の積分定数をｋＴＣで変化させ応答速度を補正す
ると共に乗算器９にｋＴＣを与えて電圧指令に補正を加
える。
低下させても応答特性を維持可能とする。 【解決手段】 電流指令ｉ1＊と電流検出ｉ1との電流偏
差を電流制御器３でＰＩ演算した電流指令ｖ1＊を座標
変換ｃで３相に変換し、コンパレータ１０ｂでキャリア
発生器１０ａからのＰＷＭキャリアと比較したＰＷＭで
３相インバータを制御しモータＭ１を駆動するものにお
いて、ＰＷＭキャリア周波数を低く設定しておく、そし
て絶対値演算器１１ａで電流偏差の絶対値を取り、関数
器１１ｂで電流偏差にほぼ反比例する周期変調係数ｋTC
を作ってキャリア発生器１０ａのキャリア周波数をｋＴ
Ｃで変調してキャリア周波数を電流偏差に応じて高くす
ると共に電流制御器３と周波数指令を位相指令とする積
分器５の積分定数をｋＴＣで変化させ応答速度を補正す
ると共に乗算器９にｋＴＣを与えて電圧指令に補正を加
える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＷＭ変調方式
を使用した出力電圧制御方式を利用したインバータ装置
に関するものである。
を使用した出力電圧制御方式を利用したインバータ装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータのスイッチングキャリ
ア周波数の選定は重要な問題であり、単にインバータ内
部の制御や熱的な問題だけでなく、電磁音や応答性、ノ
イズといった外部に影響する問題も含んでいる。例え
ば、キャリア周波数の高低により、表１のような影響が
あることが知られている。そのため、ノイズ対策などの
ためにＰＷＭキャリア周波数を低減させるには電磁音と
応答の問題を解決しなくてはならない。
ア周波数の選定は重要な問題であり、単にインバータ内
部の制御や熱的な問題だけでなく、電磁音や応答性、ノ
イズといった外部に影響する問題も含んでいる。例え
ば、キャリア周波数の高低により、表１のような影響が
あることが知られている。そのため、ノイズ対策などの
ためにＰＷＭキャリア周波数を低減させるには電磁音と
応答の問題を解決しなくてはならない。
【０００３】
【表１】
【０００４】従来、ＰＷＭキャリア周波数をランダムに
変調することにより電磁音を単一スペクトルの”キー
ン”といった音質から、”ザー”といったホワイトノイ
ズ的な音質に変調しているが、これが電流制御系への外
乱にならないように電流制御ゲインや回転座標演算部に
補正を加えている（特願平１０−３６００７７号）。
変調することにより電磁音を単一スペクトルの”キー
ン”といった音質から、”ザー”といったホワイトノイ
ズ的な音質に変調しているが、これが電流制御系への外
乱にならないように電流制御ゲインや回転座標演算部に
補正を加えている（特願平１０−３６００７７号）。
【０００５】図６に適用モデル（インバータ装置）の電
流制御ブロック図を示す。図中、１は電流指令発生器、
３は電流制御部、４は２相−３相回転座標変換器、６は
３相−２相逆回転座標変換器、１０はＰＷＭ回路を示
す。電流指令発生器１からの回転座標上の電流指令ｉ1
＊と、周波数指令ω1＊が与えられ、これに追従する電
流制御系３を内部に含む場合である。ここで、ＰＷＭ回
路１０のキャリア周波数を、図７のようにランダム信号
発生器１７からのランダム信号で変調を行うことによ
り、ノイズや騒音のスペクトルを、単一周波数から分数
スペクトルに変換できる。そうすると、図８に示すよう
にＰＷＭキャリアの周期が毎回変化するためランダムな
電磁音となる。
流制御ブロック図を示す。図中、１は電流指令発生器、
３は電流制御部、４は２相−３相回転座標変換器、６は
３相−２相逆回転座標変換器、１０はＰＷＭ回路を示
す。電流指令発生器１からの回転座標上の電流指令ｉ1
＊と、周波数指令ω1＊が与えられ、これに追従する電
流制御系３を内部に含む場合である。ここで、ＰＷＭ回
路１０のキャリア周波数を、図７のようにランダム信号
発生器１７からのランダム信号で変調を行うことによ
り、ノイズや騒音のスペクトルを、単一周波数から分数
スペクトルに変換できる。そうすると、図８に示すよう
にＰＷＭキャリアの周期が毎回変化するためランダムな
電磁音となる。
【０００６】このようなＰＷＭパターンを発生するイン
バータに関して、そのＰＷＭパターンの演算や電流制御
の演算方式には様々なものがあるが、上記従来のものは
図８に示すように、ＰＷＭ半周期を最小単位とし、その
整数倍の周期毎に電流をサンプルして電流制御を実施す
る場合を対象としている。
バータに関して、そのＰＷＭパターンの演算や電流制御
の演算方式には様々なものがあるが、上記従来のものは
図８に示すように、ＰＷＭ半周期を最小単位とし、その
整数倍の周期毎に電流をサンプルして電流制御を実施す
る場合を対象としている。
【０００７】ランダム変調を適用すると、これらの演算
周期が毎回変化するため、電流制御の積分時定数や、周
波数指令を回転位相角に変換する積分演算部もこの周期
の変化に対応しなくてはならない。
周期が毎回変化するため、電流制御の積分時定数や、周
波数指令を回転位相角に変換する積分演算部もこの周期
の変化に対応しなくてはならない。
【０００８】そこで、図９に示すように、ＰＷＭキャリ
ア発生器１０ａに入力されるランダム信号発生器１７か
らのランダム信号を、電流制御部３の積分時定数や、周
波数指令を回転座標４．６の位相に変換する積分演算部
５にも伝達し、補正を加えている。補正内容としては図
１０に示すように電流制御部３の積分演算部分３ｂに乗
算器３ｂ２を設けてランダム信号によって変化する周期
を係数ｋTCとして与えて、積分演算部分３ｂに補正を加
えている。
ア発生器１０ａに入力されるランダム信号発生器１７か
らのランダム信号を、電流制御部３の積分時定数や、周
波数指令を回転座標４．６の位相に変換する積分演算部
５にも伝達し、補正を加えている。補正内容としては図
１０に示すように電流制御部３の積分演算部分３ｂに乗
算器３ｂ２を設けてランダム信号によって変化する周期
を係数ｋTCとして与えて、積分演算部分３ｂに補正を加
えている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のＰＷＭキャ
リア周波数ランダム変調方式のインバータは、ランダム
変調によって音質的な対策を打つことにより、ＰＷＭキ
ャリア周波数が低いときの聴感的な問題についてはある
程度解決されるが、しかし、制御応答性についてはまだ
解決されていない。
リア周波数ランダム変調方式のインバータは、ランダム
変調によって音質的な対策を打つことにより、ＰＷＭキ
ャリア周波数が低いときの聴感的な問題についてはある
程度解決されるが、しかし、制御応答性についてはまだ
解決されていない。
【００１０】応答に関してはＰＷＭ周期に同期して電流
サンプルや電流演算を行う場合には、ＰＷＭ周期が一種
のむだ時間に相当することになる。そのため、キャリア
周波数を低下すると電流制御演算の周期が長くなり、制
御ゲインも高く設定できなくなる。
サンプルや電流演算を行う場合には、ＰＷＭ周期が一種
のむだ時間に相当することになる。そのため、キャリア
周波数を低下すると電流制御演算の周期が長くなり、制
御ゲインも高く設定できなくなる。
【００１１】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、ノイズを減少させ
るためにＰＷＭキャリア周波数を低下させても応答性能
を維持できるインバータ装置を提供することにある。
のであり、その目的とするところは、ノイズを減少させ
るためにＰＷＭキャリア周波数を低下させても応答性能
を維持できるインバータ装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は、ＰＷＭキャ
リア周波数またはＰＷＭキャリア周期に応じて３相のＰ
ＷＭパターンを出力し、かつ、電流制御も実施するイン
バータ装置において、前記ＰＷＭキャリア周波数または
ＰＷＭキャリア周期を変調係数により変化させる手段
と、前記ＰＷＭキャリア周期の変化に応じて電流制御の
積分項と回転座標の位相積分演算を補正する手段と、前
記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の変
調係数を電流指令と電流検出との偏差の大きさに応じて
可変にする手段とを有することを特徴とする。
リア周波数またはＰＷＭキャリア周期に応じて３相のＰ
ＷＭパターンを出力し、かつ、電流制御も実施するイン
バータ装置において、前記ＰＷＭキャリア周波数または
ＰＷＭキャリア周期を変調係数により変化させる手段
と、前記ＰＷＭキャリア周期の変化に応じて電流制御の
積分項と回転座標の位相積分演算を補正する手段と、前
記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の変
調係数を電流指令と電流検出との偏差の大きさに応じて
可変にする手段とを有することを特徴とする。
【００１３】または、前記ＰＷＭキャリア周波数または
ＰＷＭキャリア周期の変調係数を可変にする手段に代え
て、電流指令または電流指令の変化率の大きさと電流変
化率の大きさによって変化させる手段を設ける。
ＰＷＭキャリア周期の変調係数を可変にする手段に代え
て、電流指令または電流指令の変化率の大きさと電流変
化率の大きさによって変化させる手段を設ける。
【００１４】また、前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰ
ＷＭキャリア周期の変調係数を、周波数指令の大きさに
よっても変化させる。 また、前記変調係数にランダム
な変調成分を重畳する。 また、前記変調係数に応じて
電流制御の比例ゲインを変化させる。
ＷＭキャリア周期の変調係数を、周波数指令の大きさに
よっても変化させる。 また、前記変調係数にランダム
な変調成分を重畳する。 また、前記変調係数に応じて
電流制御の比例ゲインを変化させる。
【００１５】
【発明の実施の形態】実施例１（電流制御の偏差に応じ
てキャリアを変調する方法） 図１に実施例１にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。図中、１は電流指令発生器、２は電流指
令ｉ1＊と電流検出ｉ1との電流偏差を検出する電流偏差
検出器、３は電流偏差をＰＩ演算して電圧指令ｖ1＊を
出力する電流制御器で、比例演算部３ａと周期変調係数
ｋTCにより積分定数が変化される積分演算部３ｂとこれ
ら演算結果を加算し電圧指令ｖ1＊を出力する加算器３
ｃで構成されている。
てキャリアを変調する方法） 図１に実施例１にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。図中、１は電流指令発生器、２は電流指
令ｉ1＊と電流検出ｉ1との電流偏差を検出する電流偏差
検出器、３は電流偏差をＰＩ演算して電圧指令ｖ1＊を
出力する電流制御器で、比例演算部３ａと周期変調係数
ｋTCにより積分定数が変化される積分演算部３ｂとこれ
ら演算結果を加算し電圧指令ｖ1＊を出力する加算器３
ｃで構成されている。
【００１６】４は電流制御部３からのｄｑ軸の電圧指令
を３相に変換する２相−３相回転座標変換器、５は電流
指令発生器１からの周波数指令を回転座標４．６の位相
指令θ1に変える積分演算器、６は電流検出器ＣＴ１で
検出した３相出力電流をｄｑ軸電流に変換する３相−２
相逆回転座標変換器、９は座標変換器４から出力される
電圧指令に周期変調係数ｋTCを掛けて補正する乗算器、
１０はＰＷＭ回路で、周期変調係数ｋTCで変調されるＰ
ＷＭキャリア発生器１０ａと乗算器９からの電圧指令と
ＰＷＭキャリア周波数を比較しＰＷＭパターンを出力コ
ンパレータ１０ｂで構成され、ＰＷＭキャリア発生器１
０ａは変調を受けない場合低いＰＷＭキャリア周波数を
出力するように設定されている。
を３相に変換する２相−３相回転座標変換器、５は電流
指令発生器１からの周波数指令を回転座標４．６の位相
指令θ1に変える積分演算器、６は電流検出器ＣＴ１で
検出した３相出力電流をｄｑ軸電流に変換する３相−２
相逆回転座標変換器、９は座標変換器４から出力される
電圧指令に周期変調係数ｋTCを掛けて補正する乗算器、
１０はＰＷＭ回路で、周期変調係数ｋTCで変調されるＰ
ＷＭキャリア発生器１０ａと乗算器９からの電圧指令と
ＰＷＭキャリア周波数を比較しＰＷＭパターンを出力コ
ンパレータ１０ｂで構成され、ＰＷＭキャリア発生器１
０ａは変調を受けない場合低いＰＷＭキャリア周波数を
出力するように設定されている。
【００１７】１１は周期変調係数演算回路で、電流偏差
の絶対値をとる絶対値演算器１１ａとこの電流偏差絶対
値が増加すると、周期変調係数ｋTCを少なくする周期変
調係数用関数器１１ｂで構成されている。なお、図中、
Ｍ１はこのインバータ装置（インバータ主回路は図示省
略）により駆動される誘導モータ、ＣＴ１はインバータ
装置の出力電流を検出する電流検出器を示す。
の絶対値をとる絶対値演算器１１ａとこの電流偏差絶対
値が増加すると、周期変調係数ｋTCを少なくする周期変
調係数用関数器１１ｂで構成されている。なお、図中、
Ｍ１はこのインバータ装置（インバータ主回路は図示省
略）により駆動される誘導モータ、ＣＴ１はインバータ
装置の出力電流を検出する電流検出器を示す。
【００１８】次に実施例１の動作について説明する。電
流指令ｉ1＊と電流検出ｉ1との偏差が偏差検出器で検出
され、電流制御部３でＰＩ演算される。電流制御部３で
ＰＩ演算された電圧指令ｖ1＊は回転座標変換器４で３
相の電圧指令に変換され、乗算器９を介してコンパレー
タ１０ｂでＰＷＭキャリア発生器１０ａからのＰＷＭキ
ャリアにより変調され、図示省略のインバータをＰＷＭ
制御してインバータに接続されているモータＭ１を駆動
する。
流指令ｉ1＊と電流検出ｉ1との偏差が偏差検出器で検出
され、電流制御部３でＰＩ演算される。電流制御部３で
ＰＩ演算された電圧指令ｖ1＊は回転座標変換器４で３
相の電圧指令に変換され、乗算器９を介してコンパレー
タ１０ｂでＰＷＭキャリア発生器１０ａからのＰＷＭキ
ャリアにより変調され、図示省略のインバータをＰＷＭ
制御してインバータに接続されているモータＭ１を駆動
する。
【００１９】このインバータの出力電流は電流検出器Ｃ
Ｔ１で検出され、逆回転座標変換器６でｄｑ軸の電流検
出ｉ1に変換され電流偏差検出器２にフィードバックさ
れる。したがって、モータＭ１は電流指令ｉ1＊に応じ
た電流で駆動される。
Ｔ１で検出され、逆回転座標変換器６でｄｑ軸の電流検
出ｉ1に変換され電流偏差検出器２にフィードバックさ
れる。したがって、モータＭ１は電流指令ｉ1＊に応じ
た電流で駆動される。
【００２０】モータ速度が安定している定常安定時は、
偏差検出器２から出力される電流偏差は小さいので、周
期変調係数発生回路１１は周期変調係数ｋTC≒１を出力
する。このため、ＰＷＭキャリア発生器１０ａは周期変
調係数ｋTCによる変調を殆ど受けないので、設定された
低い周波数のＰＷＭキャリアを出力する。
偏差検出器２から出力される電流偏差は小さいので、周
期変調係数発生回路１１は周期変調係数ｋTC≒１を出力
する。このため、ＰＷＭキャリア発生器１０ａは周期変
調係数ｋTCによる変調を殆ど受けないので、設定された
低い周波数のＰＷＭキャリアを出力する。
【００２１】電流指令又はモータ負荷等の急変により電
流偏差が大きくなると周期変調係数発生回路１１から出
力される周期変調係数ｋTCは小さくなり、周期変調係数
ｋTCで変調されるＰＷＭキャリア発生器１０ａの出力す
るＰＷＭキャリア周波数は高くなる。即ち、電流偏差に
応じてＰＷＭキャリア周波数は高くなる。
流偏差が大きくなると周期変調係数発生回路１１から出
力される周期変調係数ｋTCは小さくなり、周期変調係数
ｋTCで変調されるＰＷＭキャリア発生器１０ａの出力す
るＰＷＭキャリア周波数は高くなる。即ち、電流偏差に
応じてＰＷＭキャリア周波数は高くなる。
【００２２】電流制御系の電流サンプルや電流制御演算
をＰＷＭ周期に同期して行っているので、周期変調係数
ｋTCによりＰＷＭキャリア周波数が変化すると、積分器
をディジタルの加算で演算している場合積分演算値に誤
差を生ずる。そのため、周期変調係数ｋTCを電流制御器
の積分演算部３ｂおよび積分演算器５に加えてそれぞれ
の積分定数を変化させて積分演算を補正する。また、乗
算器９に周期変調係数ｋTCを加えて座標変換器４から出
力される電圧指令のＰＷＭキャリア周波数の変動に基づ
く誤差を補正する。
をＰＷＭ周期に同期して行っているので、周期変調係数
ｋTCによりＰＷＭキャリア周波数が変化すると、積分器
をディジタルの加算で演算している場合積分演算値に誤
差を生ずる。そのため、周期変調係数ｋTCを電流制御器
の積分演算部３ｂおよび積分演算器５に加えてそれぞれ
の積分定数を変化させて積分演算を補正する。また、乗
算器９に周期変調係数ｋTCを加えて座標変換器４から出
力される電圧指令のＰＷＭキャリア周波数の変動に基づ
く誤差を補正する。
【００２３】実施例１によれば、低く設定されていたＰ
ＷＭキャリア周波数が電流偏差に応じて高くなるように
周期変調係数ｋTCで変調されるので、定常安定時の電流
偏差の小さい時は、ＰＷＭキャリア周波数が低く、ノイ
ズが発生しない。そして応答が必要な電流偏差が大きい
時のみＰＷＭキャリア周波数を高めることができる。さ
らに、電流の過渡変化量に応じてキャリア周波数を変化
させているので、必要最小限にＰＷＭスイッチング回数
を抑制することができる。また、ＰＷＭキャリア発生器
のＰＷＭキャリア周波数を周波数ではなくその逆数であ
る周期変調係数ｋTCで補正しているので、周波数を乗算
により補正できるので、演算が簡単にできる。
ＷＭキャリア周波数が電流偏差に応じて高くなるように
周期変調係数ｋTCで変調されるので、定常安定時の電流
偏差の小さい時は、ＰＷＭキャリア周波数が低く、ノイ
ズが発生しない。そして応答が必要な電流偏差が大きい
時のみＰＷＭキャリア周波数を高めることができる。さ
らに、電流の過渡変化量に応じてキャリア周波数を変化
させているので、必要最小限にＰＷＭスイッチング回数
を抑制することができる。また、ＰＷＭキャリア発生器
のＰＷＭキャリア周波数を周波数ではなくその逆数であ
る周期変調係数ｋTCで補正しているので、周波数を乗算
により補正できるので、演算が簡単にできる。
【００２４】実施例２（電流偏差の変化率に応じてキャ
リアを変調する方法） 図２に実施例２にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。なお、図１（実施例１）に示したものと
同一構成部分は、同一符号を付してその重複する説明を
省略する。
リアを変調する方法） 図２に実施例２にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。なお、図１（実施例１）に示したものと
同一構成部分は、同一符号を付してその重複する説明を
省略する。
【００２５】図２について、１２、１３は第１、第２の
キャリア周波数補正回路で、第１のキャリア周波数補正
回路１２は電流指令ｉ1＊の変化率を抽出する電流指令
変化率抽出器１２ａと、入力の増加に対して出力を減少
させる関数を有する第１の変調補正関数器１２ｂで構成
されている。また第２のキャリア周波数補正回路１３は
電流検出ｉの変化率を抽出する電流指令変化率抽出器１
３ａと、ほぼ反比例の関数を有する第２の変調補正関数
器１３ｂで構成されている。
キャリア周波数補正回路で、第１のキャリア周波数補正
回路１２は電流指令ｉ1＊の変化率を抽出する電流指令
変化率抽出器１２ａと、入力の増加に対して出力を減少
させる関数を有する第１の変調補正関数器１２ｂで構成
されている。また第２のキャリア周波数補正回路１３は
電流検出ｉの変化率を抽出する電流指令変化率抽出器１
３ａと、ほぼ反比例の関数を有する第２の変調補正関数
器１３ｂで構成されている。
【００２６】１４は第１、第２のキャリア周波数補正回
路１２，１３の出力を加算してＰＷＭキャリアを補正す
るための周期変調係数ｋTCを出力する加算器、１９は周
期変調係数ｋTCに制限を加えるリミッタである。リミッ
タ１９から出力される周期変調係数ｋTCはＰＷＭキャリ
ア発生器１０ａと電流制御部３の積分演算部３ｂと周波
数指令を積分する積分演算部５と回転座標変換器４から
出力される電圧指令を補正する乗算器９に出力される。
その他の点は上記実施例１（図１）と変わりがない。
路１２，１３の出力を加算してＰＷＭキャリアを補正す
るための周期変調係数ｋTCを出力する加算器、１９は周
期変調係数ｋTCに制限を加えるリミッタである。リミッ
タ１９から出力される周期変調係数ｋTCはＰＷＭキャリ
ア発生器１０ａと電流制御部３の積分演算部３ｂと周波
数指令を積分する積分演算部５と回転座標変換器４から
出力される電圧指令を補正する乗算器９に出力される。
その他の点は上記実施例１（図１）と変わりがない。
【００２７】次に実施例２の動作について説明する。変
化率抽出演算部１２ａ，１３ａでそれぞれ電流指令と電
流検出の変化率を検出し、それぞれの変化率を変調補正
関数器１２ｂ，１３ｂでそれぞれの変化率が大きくなる
に従って出力が減少するように補正し、この変調補正関
数器１２ｂ，１３ｂの出力を加算器１４で加算して周期
変調係数ｋTCを作成する。この周期変調係数ｋTCは保護
のため上下限リミッタ１９を通して出力される。
化率抽出演算部１２ａ，１３ａでそれぞれ電流指令と電
流検出の変化率を検出し、それぞれの変化率を変調補正
関数器１２ｂ，１３ｂでそれぞれの変化率が大きくなる
に従って出力が減少するように補正し、この変調補正関
数器１２ｂ，１３ｂの出力を加算器１４で加算して周期
変調係数ｋTCを作成する。この周期変調係数ｋTCは保護
のため上下限リミッタ１９を通して出力される。
【００２８】リミッタ１９から出力される周期変調係数
ｋTCは実施例１と同様にＰＷＭキャリア発生器１０ａに
入力してＰＷＭキャリアを変調すると共に、この周期変
調係数ｋTCを電流制御部３の積分演算部３ｂ、周波数指
令を積分する積分演算部５、電圧指令を補正を加える乗
算器１０ａに入力され、上記ＰＷＭキャリア変調により
サンプリング同期の変化起因する演算誤差を補正する。
ｋTCは実施例１と同様にＰＷＭキャリア発生器１０ａに
入力してＰＷＭキャリアを変調すると共に、この周期変
調係数ｋTCを電流制御部３の積分演算部３ｂ、周波数指
令を積分する積分演算部５、電圧指令を補正を加える乗
算器１０ａに入力され、上記ＰＷＭキャリア変調により
サンプリング同期の変化起因する演算誤差を補正する。
【００２９】実施例１（図１）の方式は周期変調係数ｋ
TCを作る回路が簡単であるが、電流指令は比較的ノイズ
が少ないのに対して電流検出はノイズが多いため、電流
偏差を利用するとどちらが変化しても同一のゲインで変
調を行うことになる。結果的には電流検出のノイズによ
って変調が応答することになってしまう。
TCを作る回路が簡単であるが、電流指令は比較的ノイズ
が少ないのに対して電流検出はノイズが多いため、電流
偏差を利用するとどちらが変化しても同一のゲインで変
調を行うことになる。結果的には電流検出のノイズによ
って変調が応答することになってしまう。
【００３０】実施例２は、電流指令と電流検出を別の構
成として分離し、各成分の変化率を抽出しその大きさに
応じてキャリアの変調補正関数を演算し、各変調補正関
数のゲインを個別に設定できる構成となっているので、
電流検出に混入するノイズによってキャリア変調が誤動
作する量を抑制することができる。
成として分離し、各成分の変化率を抽出しその大きさに
応じてキャリアの変調補正関数を演算し、各変調補正関
数のゲインを個別に設定できる構成となっているので、
電流検出に混入するノイズによってキャリア変調が誤動
作する量を抑制することができる。
【００３１】実施例３（運転周波数に応じてＰＷＭキャ
リアを変調する方法） 図３に実施例３にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。実施例３は、図２（実施例２）のインバ
ータ装置に出力周波数に応じてＰＷＭキャリア周波数を
高くするための第３のキャリア周波数補正回路１５を追
加したものである。
リアを変調する方法） 図３に実施例３にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。実施例３は、図２（実施例２）のインバ
ータ装置に出力周波数に応じてＰＷＭキャリア周波数を
高くするための第３のキャリア周波数補正回路１５を追
加したものである。
【００３２】図３について、第３のキャリア周波数補正
回路１５は電流指令発生器１から出力される周波数指令
ωの絶対値をとる絶対値演算器１５ａと、ほぼ反比例の
関数を有する第３の変調補正関数器１５ｂで構成されて
いる。
回路１５は電流指令発生器１から出力される周波数指令
ωの絶対値をとる絶対値演算器１５ａと、ほぼ反比例の
関数を有する第３の変調補正関数器１５ｂで構成されて
いる。
【００３３】第３のキャリア周波数補正回路１５は加算
器１４から出力される第１、第２の変調補正関数器１２
ｂ，１３ｂの加算した信号に加算器１６で加算される。
加算器１６から出力される信号は周期変調係数ｋTCとし
て図２の場合と同様にリミッタ１９を介してＰＷＭキャ
リア発生器１０ａ、電流制御部３の積分演算部３ｂ、周
波数指令を積分する積分演算部５および回転座標変換器
４から出力される電圧指令を補正する乗算器９に出力さ
れる。
器１４から出力される第１、第２の変調補正関数器１２
ｂ，１３ｂの加算した信号に加算器１６で加算される。
加算器１６から出力される信号は周期変調係数ｋTCとし
て図２の場合と同様にリミッタ１９を介してＰＷＭキャ
リア発生器１０ａ、電流制御部３の積分演算部３ｂ、周
波数指令を積分する積分演算部５および回転座標変換器
４から出力される電圧指令を補正する乗算器９に出力さ
れる。
【００３４】実施例３によれば、第３のキャリア周波数
補正回路１６が電流の周波数指令ω 1（出力周波数）に
応じてＰＷＭキャリア周波数を高くするように機能す
る。また周波数指令ω1が変らない場合は、周期変調係
数ｋTCは電流指令ないし電流検出の変化率に応じて変化
するので、インバータ装置は実施例２の場合と同様に動
作する。
補正回路１６が電流の周波数指令ω 1（出力周波数）に
応じてＰＷＭキャリア周波数を高くするように機能す
る。また周波数指令ω1が変らない場合は、周期変調係
数ｋTCは電流指令ないし電流検出の変化率に応じて変化
するので、インバータ装置は実施例２の場合と同様に動
作する。
【００３５】実施例１，２の場合、電流の周波数指令ω
1が高くなりＰＷＭキャリア周期と交流電流の基本波周
期とが近づくと、基本周波数内のパルス数が少なくなっ
て正確な電流制御ができなくなることがあるが、実施例
３によれば周波数指令ω1が高くなると第３のＰＷＭキ
ャリア周波数補正回路がＰＷＭキャリア周波数を高くす
るように機能するので、周波数指令ω1が高くなっても
電流制御ができる。このキャリア周波数補正回路１６は
実施例１のインバータ装置にも設けることができる。
1が高くなりＰＷＭキャリア周期と交流電流の基本波周
期とが近づくと、基本周波数内のパルス数が少なくなっ
て正確な電流制御ができなくなることがあるが、実施例
３によれば周波数指令ω1が高くなると第３のＰＷＭキ
ャリア周波数補正回路がＰＷＭキャリア周波数を高くす
るように機能するので、周波数指令ω1が高くなっても
電流制御ができる。このキャリア周波数補正回路１６は
実施例１のインバータ装置にも設けることができる。
【００３６】実施例４（ランダム信号を重畳する方法） 図４に実施例４にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。実施例４は、図３（実施例３）のインバ
ータ装置に電磁音をホワイトノイズ化するためのランダ
ム信号発生器１７を設けたものである。
ック図を示す。実施例４は、図３（実施例３）のインバ
ータ装置に電磁音をホワイトノイズ化するためのランダ
ム信号発生器１７を設けたものである。
【００３７】図４について、第１のキャリア周波数補正
回路１２は変調補正関数器１２ｂだけで構成され、ノイ
ズの少ない電流指令ｉ1＊を直接ある関数で変調補正信
号に変えている。したがって第１の変調補正信号は電流
指令の大きさの関数値となる。第２、第３のキャリア周
波数補正回路１３，１５は図３のものと同様に構成され
ている。第１〜第３のキャリア周波数補正回路１２，１
３，１５から出力される第１〜第３の変調補正信号を加
算器１４，１６で加算される。
回路１２は変調補正関数器１２ｂだけで構成され、ノイ
ズの少ない電流指令ｉ1＊を直接ある関数で変調補正信
号に変えている。したがって第１の変調補正信号は電流
指令の大きさの関数値となる。第２、第３のキャリア周
波数補正回路１３，１５は図３のものと同様に構成され
ている。第１〜第３のキャリア周波数補正回路１２，１
３，１５から出力される第１〜第３の変調補正信号を加
算器１４，１６で加算される。
【００３８】ランダム信号発生器１７のランダム信号
は、加算器１８で加算器１６から出力される変調補正信
号が加えられ周期変調係数ｋTCとなり、リミッタ１９を
介して、ＰＷＭキャリア発生器１０ａ、電流制御部３の
積分演算部３ｂと周波数指令を積分する積分演算部５お
よび回転座標変換器４から出力される電圧指令を補正す
る乗算器９に出力される。その他の構成は図１のものと
変りがない。
は、加算器１８で加算器１６から出力される変調補正信
号が加えられ周期変調係数ｋTCとなり、リミッタ１９を
介して、ＰＷＭキャリア発生器１０ａ、電流制御部３の
積分演算部３ｂと周波数指令を積分する積分演算部５お
よび回転座標変換器４から出力される電圧指令を補正す
る乗算器９に出力される。その他の構成は図１のものと
変りがない。
【００３９】実施例４によれば、低く設定されているＰ
ＷＭキャリア周波数は電流指令と、電流検出の変化率
と、周波数指令の絶対値に応じて高く変化すると共に、
電磁音をホワイトノイズ化するためのランダム信号によ
りランダムに変化する。
ＷＭキャリア周波数は電流指令と、電流検出の変化率
と、周波数指令の絶対値に応じて高く変化すると共に、
電磁音をホワイトノイズ化するためのランダム信号によ
りランダムに変化する。
【００４０】電磁音をホワイトノイズ化するためのラン
ダム信号は、図１〜図３のインバータ装置にも適用でき
る。
ダム信号は、図１〜図３のインバータ装置にも適用でき
る。
【００４１】実施例５（電流制御の比例ゲインも補正す
る方法） 図５に実施例５にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。実施例５は、図４（実施例４）における
電流制御器３の比例ゲイン３ａを周期変調係数ｋTCに応
じて変えるようにしたものである。
る方法） 図５に実施例５にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図を示す。実施例５は、図４（実施例４）における
電流制御器３の比例ゲイン３ａを周期変調係数ｋTCに応
じて変えるようにしたものである。
【００４２】図５について、周期変調係数ｋTCを制限す
るリミッタ１９と電流制御器３の比例演算部３ａとの間
に関数器２１を設け、周期変調係数ｋTCを関数器２１の
図示の特性で変えて比例演算部３ａの比例ゲインＫｐを
高く設定する。
るリミッタ１９と電流制御器３の比例演算部３ａとの間
に関数器２１を設け、周期変調係数ｋTCを関数器２１の
図示の特性で変えて比例演算部３ａの比例ゲインＫｐを
高く設定する。
【００４３】実施例５によれば、周期変調係数ｋTCによ
りＰＷＭキャリア発生器１０ａのキャリア周波数が高く
なり、キャリア周期が短くなり、電流制御のむだ時間が
短くなったとき、電流制御のゲインＫｐが高く設定され
る。このためキャリア周波数が高くなったときの電流制
御の応答特性が更に改善される。この電流制御の比例ゲ
インを可変にすることは図１〜図３のインバータ装置に
も適用できる。
りＰＷＭキャリア発生器１０ａのキャリア周波数が高く
なり、キャリア周期が短くなり、電流制御のむだ時間が
短くなったとき、電流制御のゲインＫｐが高く設定され
る。このためキャリア周波数が高くなったときの電流制
御の応答特性が更に改善される。この電流制御の比例ゲ
インを可変にすることは図１〜図３のインバータ装置に
も適用できる。
【００４４】
【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、次に記載する効果を奏する。 （１）ＰＷＭインバータを用いた電流制御系において、
電流の偏差や変化率に応じてＰＷＭキャリア周波数を変
化させて、定常時はキャリア周波数を下げて低ノイズ化
することができ、電流の変化が大きい場合には適切にキ
ャリア周波数を高めることにより電流応答特性を維持す
ることができ、全体的なスイッチング周波数を低減する
ことにより低ノイズ化が可能である。 （２）キャリア周波数またはキャリア周波数の変調係数
にランダムな変調成分を重畳した場合、電磁音を低減で
きる。 （３）キャリア周波数またはキャリア周波数の変調係数
に応じて電流制御のゲインを変化させた場合、応答性が
向上する。
るので、次に記載する効果を奏する。 （１）ＰＷＭインバータを用いた電流制御系において、
電流の偏差や変化率に応じてＰＷＭキャリア周波数を変
化させて、定常時はキャリア周波数を下げて低ノイズ化
することができ、電流の変化が大きい場合には適切にキ
ャリア周波数を高めることにより電流応答特性を維持す
ることができ、全体的なスイッチング周波数を低減する
ことにより低ノイズ化が可能である。 （２）キャリア周波数またはキャリア周波数の変調係数
にランダムな変調成分を重畳した場合、電磁音を低減で
きる。 （３）キャリア周波数またはキャリア周波数の変調係数
に応じて電流制御のゲインを変化させた場合、応答性が
向上する。
【図１】実施例１にかかるインバータ装置の電流制御ブ
ロック図。
ロック図。
【図２】実施例２にかかるインバータ装置の電流制御ブ
ロック図。
ロック図。
【図３】実施例３にかかるインバータ装置の電流制御ブ
ロック図。
ロック図。
【図４】実施例４にかかるインバータ装置の電流制御ブ
ロック図。
ロック図。
【図５】実施例５にかかるインバータ装置の電流制御ブ
ロック図。
ロック図。
【図６】従来例にかかるインバータ装置の電流制御ブロ
ック図。
ック図。
【図７】従来例にかかるＰＷＭ演算ブロック図。
【図８】ＰＷＭ発生器の動作説明図。
【図９】従来例にかかるランダム変調を適用した電流制
御ブロック図。
御ブロック図。
【図１０】ランダム変調を適用した電流制御の要部ブロ
ック図。
ック図。
１…電流指令発生部 ２…電流偏差検出器 ３…電流制御器 ４…２相−３相回転座標変換器 ６…３相−２相逆回転座標変換器 １０…ＰＷＭ回路 １０ａ…ＰＷＭキャリア発生器 １１…周波数変調係数演算回路 １２，１３，１５…第１、第２、第３のキャリア周波数
補正回路 １７…ランダム信号発生器
補正回路 １７…ランダム信号発生器
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャ
リア周期に応じて３相のＰＷＭパターンを出力し、か
つ、電流制御も実施するインバータ装置において、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期を
変調係数により変化させる手段と、 前記ＰＷＭキャリア周期の変化に応じて電流制御の積分
項と回転座標の位相積分演算を補正する手段と、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の
変調係数を電流指令と電流検出との偏差の大きさに応じ
て可変にする手段とを有することを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項２】 ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャ
リア周期に応じて３相のＰＷＭパターンを出力し、か
つ、電流制御も実施するインバータ装置において、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期を
変調係数により変化させる手段と、 前記ＰＷＭキャリア周期の変化に応じて電流制御の積分
項と回転座標の位相積分演算を補正する手段と、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の
変調係数を、電流指令または電流指令の変化率の大きさ
と電流検出の変化率の大きさによって変化させる手段と
を有することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 請求項１または２において、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の
変調係数を周波数指令の大きさによっても変化させるこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 請求項１または２または３において、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の
変調係数にランダムな変調成分を重畳したことを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれか１つにおい
て、 前記ＰＷＭキャリア周波数またはＰＷＭキャリア周期の
変調係数に応じて、電流制御の比例ゲインを変化させる
ことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11209007A JP2001037248A (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11209007A JP2001037248A (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001037248A true JP2001037248A (ja) | 2001-02-09 |
Family
ID=16565755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11209007A Pending JP2001037248A (ja) | 1999-07-23 | 1999-07-23 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001037248A (ja) |
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1999
- 1999-07-23 JP JP11209007A patent/JP2001037248A/ja active Pending
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