JPH031917B2 - - Google Patents

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JPH031917B2
JPH031917B2 JP58042349A JP4234983A JPH031917B2 JP H031917 B2 JPH031917 B2 JP H031917B2 JP 58042349 A JP58042349 A JP 58042349A JP 4234983 A JP4234983 A JP 4234983A JP H031917 B2 JPH031917 B2 JP H031917B2
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control
axis
voltage
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Ryoichi Kurosawa
Takeo Shimamura
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Toshiba Corp
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Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S388/00—Electricity: motor control systems
    • Y10S388/90—Specific system operational feature
    • Y10S388/906—Proportional-integral system

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、可変電圧、可変周波数電源としての
電力変換器によつて、交流電動機のような負荷に
流す交流電流を制御する交流電流制御装置に関す
る。
〔発明の技術的背景とその問題点〕
最近、交流電動機の電源として電力変換器を使
つて電圧、周波数を制御することにより回転速度
を制御する交流電動機の可変速制御が広く行なわ
れている。特に、交流電動機の応答を最適にする
電流基準値を電動機定数を用いて演算し、この電
流基準値にしたがつて電力変換器の出力電流すな
わち電動機の電流を制御するベクトル制御と呼ば
れる制御方法が実現され、交流電動機においても
直流電動機と同様な速い応答の制御が可能となつ
た。このようなベクトル制御を行なうためには演
算された電流基準値に対して忠実に交流電動機の
電流を制御することが重要なことになる。
大容量の電力変換器として、サイリスタを使用
したサイクロコンバータが用いられるが、サイク
ロコンバータでは入力の交流電源の位相に同期し
てサイリスタの点弧を行なわなければならず、ス
イツチング制御に遅れを生ずる。この遅れのた
め、交流電流制御を行なう場合、出力周波数が高
くなるとともに、電流基準値と実際の電流値の間
に位相の遅れと振幅の誤差を生ずることが一般に
知られている。容量の小さな電力変換器ではトラ
ンジスタを使用したインバータが用いられる。ト
ランジスタは速いスイツチング制御が行なえるの
で遅れが比較的少ないが、より高い出力周波数で
使用されるため同様に位相の遅れと振幅の誤差が
問題となる。
ベクトル制御においては、電流の基準値は回転
する座標上での２軸電流基準値id *、iq *として演
算され、電流制御装置に与えられる。これらの２
軸電流基準値id *、iqは、直流電動機の制御におけ
る励磁電流基準値と電機子基準値に相当する値
で、直流的な信号として与えられる。第１図に従
来の電流制御装置によつてこれらの２軸電流基準
値にしたがつて電流制御する場合の構成を示す。
２軸電流基準値id *、iq *は座標変換器１によつて、
所望する交流電流の角周波数ωの３相の正弦波信
号である３相電流基準値iu *、iv *、iw *に変換さ
れ、これをもとに各相の交流電流が制御されてい
た。Ｕ相電流基準iu *は(1)式で示され、他のiv *、
iw *はiu *を2π／３及び4π／３だけ位相を遅らせた
値となる。
iu *＝id *coswt＋iq *sinwt (1) ２，３，４は減算器、５，６，７は制御増幅
器、８は交流電源、９は電力変換器、１０，１
１，１２は電流検出器、１３は負荷としての交流
電動機である。３相電流基準値iu *、iv *、iw *はそ
れぞれ電流検出器１０，１１，１２により検出さ
れた負荷の電流値iu、iv、iwと減算器２，３，４
によつて比較された後、制御増幅器５，６，７に
より制御増幅され、その出力値eu *、ev *、ew *が
電圧基準値として電力変換器に入力される。電力
変換器９は電圧基準値にしたがつた電圧を出力
し、負荷電流が３相電流基準値に等しくなるよう
に制御される。一般に制御増幅器５，６，７には
比例要素とともに定常偏差をなくすための積分要
素を組合わせた比例積分制御増幅器が使用され
る。比例ゲインをKP、積分ゲインをKIとすれば
制御増幅器のゲイン周波数｜Ｇ（ω）｜は角周波数
ωに対して(2)式で示される。
角周波数ωが零、すなわち直流分に対してはゲ
インは無限大となり定常偏差を生じない。しかし
角周波数ωが大きくなるとともに有限のゲイン
KPに近づき、交流分に対しては定常偏差が位相
遅れと振幅誤差として現われてくる。それぞれの
ゲインKP、KIを大きくすれば、理論的には交流
分に対する定常偏差を小さくすることが可能であ
るが、実際には電力変換器のスイツチング制御に
は遅れがあるためむやみに大きなゲインにすると
制御が不安定になる。
このような位相遅れと振幅誤差を防ぐため第２
図に示すような電流制御装置が考えられていた。
第２図において、１４，１５は減算器、１６，１
７は制御増幅器、１８，１９は座標変換器であ
る。３相の電流値iu、iv、iwは座標変換器１９に
より静止する座標上から角周波ωで回転する座標
上での２軸の電流値id、iqに変換され、直流的な
信号となる。このid、iqが、同じく回転する座標
上での２軸電流基準値として与えられたid *、iq *
と減算器１４，１５により比較された後、制御増
幅器１６，１７によつて制御増幅され、その出力
ed *、eq *が座標変換器１８により静止する座標上
での３相電圧基準値eu *、ev *、ew *に変換され、
電力変換器９へ入力される。座標変換器１８は第
１図における座標変換器１と同じもので、入出力
の関係は(1)式と同様である。座標変換器１９の３
相電流値iu、iv、iwに対する出力id、iqの関係は(3)
(4)式で示される。
id＝iucoswt＋iv−iw／√３sinwt (3) iq＝iusinwt＋iv−iw／√３coswt (4) Ｕ相電流iuは振幅をΙ、位相をθとすれば(5)式
で表わせ、他のiv、iwはiuを2π／３、及び4π／３
だけ位相を遅らせた(6)、(7)式で表わすことができ
る。
iu＝Ιcos（wt＋θ） (5) iv＝Ιcos（wt＋θ−2π／３） (6) iw＝Ιcos（wt＋θ−4π／３） (7) これらのiu、iv、iwを(3)、(4)式に代入するとid、
iqは(8)、(9)式に示す角周波数ωに無関係な直流的
な信号となる。
id＝Ιcosθ (8) iq＝Ιsinθ (9) すなわち静止する座標上での値から回転する座
標上での値への座標変換器１９は交流信号を直流
的な信号に変換し、回転する座標上での値から静
止する座標上での値への座標変換器１８は直流的
な信号を交流信号に変換する機能を持つ。
回転する座標上へ変換された直流的な２軸流電
id、iqを同じく直流的な２軸電流基準値と比較制
御するため、角周波数ωに影響されることなく、
位相遅れや振幅誤差が生じた場合は直流分として
検出され、制御増幅器の積分要素による直流分制
御として交流電流の位相遅れ、振幅誤差をなくせ
ると考えられていた。しかしながら、単に座標交
換のみで交流信号を直流的な信号に変換しただけ
なので本質的に直流の制御とは異なり、実際に行
なうと安定な制御が難しい欠点があつた。
これを改善するものとして従来の各相電流制御
と、前に述べた座標変換による直流的な制御とを
組合わせた電流制御方式が特開昭57−52392に示
されている。このブロツク図を第３図に示す。第
３図において、１〜７までのブロツクは第１図と
同一、14〜19までのブロツクは第２図と同一で、
加算器２０，２１，２２が追加されている。従来
の各相電流制御を構成する部分の出力である制御
増幅器５，６，７の出力と、座標変換による直流
的な電流制御を構成する部分の出力である座標変
換器１８の出力とが加算器２０，２１，２２によ
り合成されている。交流的な制御と直流的な制御
の組合わせにより安定に位相遅れ、振幅誤差のな
い制御を行なえることが報告されている。（昭和
55年４月２日発行、電気学会全国大会講演論文
（504）しかし、容易にわかるように制御回路は複
雑になるとともに、各相電流制御としての交流制
御を行なわなければならないために、マイクロコ
ンピユータなどを用いてデジタル制御する場合、
交流電流の最高角周波数ωMに応じた速いサンプ
リング演算を必要とする。一般には交流電流の最
高周波数（ωM／2π）の10倍程度のサンプリング
周波数を必要とし、最高周波数を100Hzとすれば
1KHz程度のサンプリング周波数となり、マイク
ロコンピユータで制御を実現するのが困難であ
る。これに対して直流電流制御又は直流的な制御
においては直流電流値又は２軸の電流値id、iqの
変化の最大周波数成分の10倍程度のサンプリング
周波数で良い。一般に変化の最大周波数は10Hz程
度でサンプリング周波数としては100Hz程度で十
分であり、制御のマイクロコンピユータ化は容易
である。したがつてマイクロコンピユータ化して
も、各相電流制御の部分はアナログ制御を行なう
か、専用のデジタル回路を構成しなければならな
い。マイクロコンピユータ化によるハードウエア
の簡単化、制御の高信頼化、装置の低価格化など
の利点が半減する。
本発明は上記事情に鑑みなされ、簡単な構成
で、安定に、直流電流の制御と同様な遅いサンプ
リング制御が可能な、特にマイクロコンピユータ
制御に適した、交流電流の制御装置を得ることを
目的とする。
〔発明の概要〕
本発明は、２軸の電圧値の一方ed *は、少なく
とも電流基準値idと電流値idとの偏差Δidに比例し
た量と該偏差Δidの積値に比例した量と、電流基
準値iq *と電流値iqとの偏差Δiqに角周波数ωを乗
じた値の積分値に比例した量を含み、２軸電圧値
の他方eq *は、少なくとも前期偏差Δiqに比例した
量と、該偏差Δiqの積分値に比例した量と、前期
偏差Δidに角周波数ωを乗じた値の積分値に比例
した量を含むようにしたことを特徴とする 〔発明の実施例〕 第４図に本発明の実施例を示す、第２図と同一
のブロツクは同じ番号を付してあり、23〜28のブ
ロツクが本発明として新たに追加されたブロツク
である。１８，１９は座標変換器、１４，１５，
２７は減算器、２８は加算器、２３，２４は乗算
器、１６，１７，２５，２６は制御増幅器であ
る。電流検出器により検出された３相の電流値
iu、iv、iwは座標変換器１９により静止する座標
上から角周波数ωで回転する座標上での２軸の電
流値id、iqに変換される。このid、iqが同じく回転
する座標上での２軸電流基準値として与えられた
id *、iq *と減算器１４，１５により比較されて偏
差Δid、Δiqが求められる。これらの偏差Δid、Δiq
はそれぞれ制御増幅器１６，１７により制御増幅
されるとともに、乗算器２３，２４により角周波
数ωが乗算された後に制御増幅器２５，２６によ
り制御増幅される。制御増幅器１６の出力と制御
増幅器２６の出力が減算器２７により減算されて
ｄ軸の電圧値edが求められ、制御増幅器１７の出
力と制御増幅器２５の出力が加算器２８により加
算されてｑ軸の電圧値eq *が求められる。２軸の
電圧値ed *、eq *が座標変換器１８に入力され、角
周波数ωで回転する座標上から静止する座標上で
の３相電圧基準値eu *、ev *、ew *への変換演算が
なされる。３相電圧基準値は電力変換器に入力さ
れ、これらにしたがつて、電力変換器の出力電圧
が制御される。
第２図に示した従来例では、ｄ軸の電圧値ed *
はｄ軸の偏差Δidのみから制御増幅によつて求め
られ、ｑ軸の電圧値eq *はｑ軸の偏差Δiqのみから
制御増幅によつて求められ、それぞれの２軸の成
分が分離されて求められていた。通常の負荷は抵
抗とインダクタンスの直列回路と見なせ、このよ
うな負荷に流れる直流電流を制御する場合、一般
に制御増幅器としては偏差に比例した量と偏差の
積分値に比例した量との和を出力する比例積分形
制御増幅器が用いられる。電流を増加させるため
に電流基準値を増加させると、まず偏差が生じ、
制御増幅器の出力はこの偏差に比例して増加する
とともに、この偏差の積分値に応じて徐々に増加
する。制御増幅器の出力に応じて電力変換器の出
力電圧も増加し、負荷電流も増加を始める。偏差
が零になるまで制御増幅器の出力すなわち電力変
換器の出力電圧が増加して、電流基準値に電流値
が等しく制御される。制御が定常状態になつた後
には電流値は一定となるので負荷のインダクタン
ス分には電圧を発生せず、負荷の抵抗分に電流が
流れることによつて発生する電圧だけを電力変換
器の出力電圧が増加することになる。制御増幅器
の積分の作用は、定常時において負荷に目的とす
る電流を流すのに必要な電圧に応じた値を発生す
ることにある。
同じ抵抗とインダクタンスの直列負荷に対して
交流電流を制御する場合、定常状態において、抵
抗分により発生する電圧の他、インダクタンスに
は交流電流の周波数と大きさに比例して電流に対
して90°（π／２）だけ位相が進んだ電圧を発生する ことになる。座標変換によつて交流信号を見かけ
上直流的な信号に変換しても本質的には直流信号
とは異なり、交流制御の場合は定常時に電流に比
例した同相成分の電圧と、電流と周波数の積に比
例した90°位相を進めた成分の電圧を電力変換器
は出力しなければならない。ｄ軸の電圧値ed *を
ｄ軸の偏差Δidから、ｑ軸の電圧値eqをｑ軸の偏
差Δiqからのみ制御増幅器によつて求める場合、
電流と同相成分の電圧を発生することができる
が、90°位相を進めた成分を発生することができ
ない。またｄ軸電流成分idを増加させようとし
て、ｄ軸の電圧値ed *を増加させても、実際の電
流はed *に対して位相が遅れるためｑ軸電流成分
も変化し、ｄ軸とｑ軸が相互に関係し合つて安定
な制御ができない。
これに対して本発明は、ｄ軸の電圧値ed *には
ｄ軸の偏差Δidを制御増幅した成分の他にｑ軸の
偏差Δiqに角周波数ωを乗じた値を制御増幅した
成分が含まれ、ｑ軸の電圧値eq *にはｑ軸の偏差
Δiqを制御増幅した成分の他にｄ軸の偏差Δidに角
周波数ωを乗じた値を制御増幅した成分が含まれ
ている。たとえば、ｄ軸電流基準値id *を増加さ
せた場合、ｄ軸の電圧値ed *が増加するとともに、
ｑ軸の電圧値eq *も増加を始めることになる。ｄ
軸に対してｑ軸は90°位相が進んだ関係となつて
いるので、ｑ軸の電圧を増加することはｄ軸に対
して90°位相が進んだ負荷のインダクタンス分が
発生する電圧成分に対応した電圧が発生すること
になる。ｑ軸電流基準iq *を増加させた場合は、
ｑ軸の電圧値eq *が増加するとともに、ｄ軸の電
圧値ed *が減少を始める。交流信号においては減
少と増加は位相が180°異なることであり、ｑ軸に
対して90°位相が遅れたｄ軸成分が減少すること
はｑ軸成分に対して90°位相が進む−ｄ軸成分が
増加することとなり、同様に負荷のインダクタン
ス分が発生する電圧成分に対応した電圧が発生す
ることになる。90°位相が進んだ成分を発生する
ための制御増幅器２５，２６は定常状態における
負荷のインダクタンス分が発生する電圧成分を発
生すれば良いことから積分形制御増幅器を用い
る。
なお、本発明の実施例においては座標変換する
角周波数を交流電流の角周波数に等しいとして説
明を行なつたが、完全に交流電流の角周波数でな
くても良く、交流電流の角周波数に近ければ制御
が非常に直流に近い低周波数の制御となり、同様
な効果を得ることができる。
また、交流電動機を負荷とする場合は、抵抗分
とインダクタンス分による電圧の他に回転数に応
じた速度起電力を発生する。これを補償するた
め、第４図における加算器２７、減算器２８の後
で速度起電力に応じた電圧値を加算してより良い
制御を行なうこともできる。
〔発明の効果〕
以上述べたように本発明は負荷のインダクタン
ス分が発生する電圧成分を考慮して、ｄ軸偏差を
ｑ軸電圧に作用させ、ｑ軸偏差をｄ軸電圧に作用
させることによつて、座標変換によつて交流信号
に変換して行なう制御において、ｄ軸とｑ軸の間
の相互作用を発生することなく安定に制御するも
ので、本発明によれば交流電流の制御を簡単な構
成で直流電流制御と同様に安定に制御でき、速い
応答の制御を必要としないため制御装置をマイク
ロコンピユータで構成して遅いサンプリング制御
で実現することができ制御装置の低価格化、高信
頼化、小形化が行なえる。
【図面の簡単な説明】
第１図、第２図、第３図は従来の交流電流制御
装置の構成を示すブロツク図、第４図は本発明の
一実施例を示すブロツク図である。 １，１８，１９……座標変換器、２，３，４，
１４，１５，２０，２１，２２，２７，２８……
加減算器、５，６，７，１６，１７，２５，２６
……制御増幅器、８……交流電流、９……電力変
換器、１０，１１，１２……電流検出器、１３…
…負荷（交流電動機）、２３，２４……乗算器。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 電力変換器によつて付勢される多相負荷に流
    れる交流電流を検出する電流検出器と、前記電流
    検出器の出力の多相電流検出値を各周波数ωで回
    転する座標上での２軸電流値id及びiqに変換する
    回転座標変換器と、変換された２軸の電流値id及
    びiqに対する２軸の電流基準値id*及びiq*を発生
    する基準発生器と、前記２軸の電流値id及びiqと
    前記２軸の電流基準値id*及びiqとを入力して２
    軸の電圧値ed*及びeq*を出力する制御増幅器と、
    前記２軸電圧値ed*、eq*及び前記角周波数ωに
    もとづき前記電力変換器の発生する電圧の基準値
    を演算する座標変換器を具備した交流電流制御装
    置において、前記制御増幅器出力の電圧値ed*
    が、少なくとも、電流基準値id*と電流値idとの
    偏差Δidに比例した量と、前記偏差Δidの積分値
    に比例した量と、電流基準値iq*と電流値iqとの
    偏差Δiqに前記角周波数ωを乗じた値の積分値に
    比例した量を含み、前記制御増幅器出力の電圧値
    eq*が、少くとも、前記偏差Δiqに比例した量と、
    前記偏差Δiqの積分値に比例した量と、前記偏差
    Δidに前記角周波数ωを乗じた値の積分値に比例
    した量を含むことを特徴とする電力変換器の交流
    電流制御装置。
JP58042349A 1983-03-16 1983-03-16 交流電流制御装置 Granted JPS59169369A (ja)

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