JPH0375893B2 - - Google Patents
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- JPH0375893B2 JPH0375893B2 JP56174627A JP17462781A JPH0375893B2 JP H0375893 B2 JPH0375893 B2 JP H0375893B2 JP 56174627 A JP56174627 A JP 56174627A JP 17462781 A JP17462781 A JP 17462781A JP H0375893 B2 JPH0375893 B2 JP H0375893B2
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
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- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、順変換あるいは逆変換が可能であ
り、交流電源から取り込む有効電力及び無効電力
をそれぞれ制御する電圧型電力変換器の制御装置
に関する。
り、交流電源から取り込む有効電力及び無効電力
をそれぞれ制御する電圧型電力変換器の制御装置
に関する。
電圧型パルス幅変調方式変換器は点弧制御（導
通制御）により交流側電圧の瞬時値を制御するこ
とができる。そして、交流電源電圧に対して交流
側電圧の大きさと位相を制御することにより、交
流電源から変換器が受け取る有効電力と無効電力
のそれぞれを制御できることはすでに知られてい
る。第１図は、そのことを説明するための簡略回
路図とベクトル図である。ｘは交流電源ACと変
換器INの間に接続されたリアクトルであり、ま
た、ベクトル図においてはそのリアクタンスを示
す。
通制御）により交流側電圧の瞬時値を制御するこ
とができる。そして、交流電源電圧に対して交流
側電圧の大きさと位相を制御することにより、交
流電源から変換器が受け取る有効電力と無効電力
のそれぞれを制御できることはすでに知られてい
る。第１図は、そのことを説明するための簡略回
路図とベクトル図である。ｘは交流電源ACと変
換器INの間に接続されたリアクトルであり、ま
た、ベクトル図においてはそのリアクタンスを示
す。
ベクトル図の関係を式にて示せば次のようであ
る。
る。
I〓＝E0−Ｖ／jx ……(1)
これをE〓0に対する有効分及び無効分に分解し
て示せば、 I〓＝IP＋jIQ＝−VQ／ｘ＋ｊVP−E0／ｘ ……(2) すなわち、 IP＝VQ／ｘ IQ＝VP−E0／ｘ ……(3) ここに、 E〓0：交流電源電圧ベクトル V〓：変換器交流側電圧ベクトル（基本波分） VP：V〓のE〓0に同相の成分 VQ：V〓のE〓0に対しπ／２位相差成分 IP：I〓のE〓0に同相の成分（有効分） IQ：I〓のE〓0に対しπ／２位相差成分（無効分） (3)式が示すように、電源電流のI〓の有効分IP及
び無効分IQは、変換器交流側電圧V〓の各成分VQ及
びVPを調節することにより独立して制御可能で
ある。
て示せば、 I〓＝IP＋jIQ＝−VQ／ｘ＋ｊVP−E0／ｘ ……(2) すなわち、 IP＝VQ／ｘ IQ＝VP−E0／ｘ ……(3) ここに、 E〓0：交流電源電圧ベクトル V〓：変換器交流側電圧ベクトル（基本波分） VP：V〓のE〓0に同相の成分 VQ：V〓のE〓0に対しπ／２位相差成分 IP：I〓のE〓0に同相の成分（有効分） IQ：I〓のE〓0に対しπ／２位相差成分（無効分） (3)式が示すように、電源電流のI〓の有効分IP及
び無効分IQは、変換器交流側電圧V〓の各成分VQ及
びVPを調節することにより独立して制御可能で
ある。
この考えに従い構成された、従来の変換装置の
回路構成図を第２図に示す。１はGTOサイリス
タを用いた電圧型PWM制御変換器、２は交流電
源と変換器１の間に接続されたリアクトル、３は
平滑用コンデンサ、４は電力変換器１の直流側電
圧の指令信号を出力する電圧指令回路、５はその
直流側電圧を検出するための電圧検出器、６は電
圧指令信号と電圧検出信号を突合せ増幅する電圧
偏差増幅器で、その出力は有効電力指令信号とな
る。７は交流電源ACの電圧を検出するための変
圧器で、各相電圧に同位相の信号及び90度位相差
の信号を出力する。８は電力変換器１の交流側電
流を検出するための電流検出器、９は変圧器７及
び電流検出器８の出力信号を掛算し、交流電源
ACの有効電力を検出する有効電力検出器、１０
は変圧器７及び電流検出器８の出力信号を掛算
し、交流電源ACの無効電力を検出する無効電力
検出器、１１は増幅器６と検出器９の出力信号の
偏差を増幅する有効電力偏差増幅器、１２は交流
電源電圧に対して90度の位相差を有する信号と増
幅器１１の出力信号を掛算する掛算器、１３は交
流電源の無効電力の指令値を出力する無効電力指
令回路、１４は指令回路１３と検出器１０の出力
信号の偏差を増幅する無効電力偏差増幅器、１５
は交流電源電圧に同位相な信号と増幅器１４の出
力信号を掛算する掛算器、１６は掛算器１２及び
１５の出力信号を加算する加算器、１７は三角波
の搬送波信号を発生する発振器、１８は加算器１
６と発振器１７の出力信号を比較しパルス幅変調
信号を出力する比較器、１９は前記パルス幅変調
信号に基づいて電力変換器１のGTOサイリスタ
をオン、オフ制御するためのゲート信号を出力す
るゲート出力回路である。なお、１２，１５〜１
９の回路は電力変換器１のＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応
して三組設けられるが、ここでは一相分（Ｕ相）
のみを示してある。
回路構成図を第２図に示す。１はGTOサイリス
タを用いた電圧型PWM制御変換器、２は交流電
源と変換器１の間に接続されたリアクトル、３は
平滑用コンデンサ、４は電力変換器１の直流側電
圧の指令信号を出力する電圧指令回路、５はその
直流側電圧を検出するための電圧検出器、６は電
圧指令信号と電圧検出信号を突合せ増幅する電圧
偏差増幅器で、その出力は有効電力指令信号とな
る。７は交流電源ACの電圧を検出するための変
圧器で、各相電圧に同位相の信号及び90度位相差
の信号を出力する。８は電力変換器１の交流側電
流を検出するための電流検出器、９は変圧器７及
び電流検出器８の出力信号を掛算し、交流電源
ACの有効電力を検出する有効電力検出器、１０
は変圧器７及び電流検出器８の出力信号を掛算
し、交流電源ACの無効電力を検出する無効電力
検出器、１１は増幅器６と検出器９の出力信号の
偏差を増幅する有効電力偏差増幅器、１２は交流
電源電圧に対して90度の位相差を有する信号と増
幅器１１の出力信号を掛算する掛算器、１３は交
流電源の無効電力の指令値を出力する無効電力指
令回路、１４は指令回路１３と検出器１０の出力
信号の偏差を増幅する無効電力偏差増幅器、１５
は交流電源電圧に同位相な信号と増幅器１４の出
力信号を掛算する掛算器、１６は掛算器１２及び
１５の出力信号を加算する加算器、１７は三角波
の搬送波信号を発生する発振器、１８は加算器１
６と発振器１７の出力信号を比較しパルス幅変調
信号を出力する比較器、１９は前記パルス幅変調
信号に基づいて電力変換器１のGTOサイリスタ
をオン、オフ制御するためのゲート信号を出力す
るゲート出力回路である。なお、１２，１５〜１
９の回路は電力変換器１のＵ，Ｖ，Ｗ各相に対応
して三組設けられるが、ここでは一相分（Ｕ相）
のみを示してある。
次にその動作を説明するに、各相とも同一であ
るので以下の説明においてはこの一相分について
のみ述べる。
るので以下の説明においてはこの一相分について
のみ述べる。
加算器１６の出力信号（正弦波信号）は変換器
１の出力電圧（相電圧）を指令する変調波信号で
あつて、この変調波信号と発信器１７からの搬送
波信号を比較し、その大小関係に応じてGTOサ
イリスタをオン、オフ制御することにより、変換
器１の交流側電圧を電圧指令信号に比例するよう
に制御できることは周知である。
１の出力電圧（相電圧）を指令する変調波信号で
あつて、この変調波信号と発信器１７からの搬送
波信号を比較し、その大小関係に応じてGTOサ
イリスタをオン、オフ制御することにより、変換
器１の交流側電圧を電圧指令信号に比例するよう
に制御できることは周知である。
ところで、交流電源ACが出す有効電力及び無
効電力は変換器１の交流側電圧の各成分を調節す
ることにより制御可能である。
効電力は変換器１の交流側電圧の各成分を調節す
ることにより制御可能である。
従来においては、増幅器１４からの無効電力偏
差に応じて振幅が変調された、電源電圧（相電
圧）に同位相な正弦波信号を掛算器１５より取り
出し、一方、増幅器１１からの有効電力偏差に応
じて振幅が変調された、電源電圧に対して90度の
位相差を有する正弦波信号を掛算器１２により取
り出し、それら両信号の加算から電圧指令信号を
演算するようにしている。すなわち、無効電力偏
差に応じて電圧指令信号の電源電圧に同位相な成
分を調節し、また有効電力偏差に応じて電圧指令
信号の電源電圧に対して90度位相差の成分を調節
して、前述した有効、無効電力の制御を行うよう
にしている。
差に応じて振幅が変調された、電源電圧（相電
圧）に同位相な正弦波信号を掛算器１５より取り
出し、一方、増幅器１１からの有効電力偏差に応
じて振幅が変調された、電源電圧に対して90度の
位相差を有する正弦波信号を掛算器１２により取
り出し、それら両信号の加算から電圧指令信号を
演算するようにしている。すなわち、無効電力偏
差に応じて電圧指令信号の電源電圧に同位相な成
分を調節し、また有効電力偏差に応じて電圧指令
信号の電源電圧に対して90度位相差の成分を調節
して、前述した有効、無効電力の制御を行うよう
にしている。
しかしこのものにおいては、後述するような理
由から、制御応答性能が低く制限されるために、
負荷変動時においては有効電力制御の遅れにより
変換器１の直流側電圧が変動し易く、そのため直
流回路に接続された負荷に悪影響を及ぼすこと、
また同様に無効電力調節が急速に行えないことか
ら、交流電源系統の電圧変動を補償すべく速い無
効電力制御が要求される場合などに対して応じる
ことができないという不具合があつた。
由から、制御応答性能が低く制限されるために、
負荷変動時においては有効電力制御の遅れにより
変換器１の直流側電圧が変動し易く、そのため直
流回路に接続された負荷に悪影響を及ぼすこと、
また同様に無効電力調節が急速に行えないことか
ら、交流電源系統の電圧変動を補償すべく速い無
効電力制御が要求される場合などに対して応じる
ことができないという不具合があつた。
本発明ほ目的は、前述した不具合を解決するこ
とにあり、応答の速い有効、無効電力制御が可能
な電圧型電力変換器の制御装置を提供することに
ある。
とにあり、応答の速い有効、無効電力制御が可能
な電圧型電力変換器の制御装置を提供することに
ある。
本発明の特徴とするところは、有効電力偏差に
応じて電圧指令信号の電源電圧に対して同位相の
成分の大きさを調節し、また、無効電力偏差に応
じて電圧指令信号の電源電圧に対して直交する成
分の大きさを調節して、有効、無効電力の制御を
行うようにしたことにある。
応じて電圧指令信号の電源電圧に対して同位相の
成分の大きさを調節し、また、無効電力偏差に応
じて電圧指令信号の電源電圧に対して直交する成
分の大きさを調節して、有効、無効電力の制御を
行うようにしたことにある。
次に、本発明の一実施例について説明する。回
路構成は、第２図における掛算器１２及び１５の
部分が異なるのみで、他は同一でであるので図示
は省略する。従来と異なる点は、掛算器１２にお
いて交流電源電圧と同位相の信号と増幅器１１の
出力信号を掛算し、また、掛算器１５において交
流電源電圧に対して90度位相差の信号と増幅器１
４の出力信号を掛算するようにしたところであ
る。
路構成は、第２図における掛算器１２及び１５の
部分が異なるのみで、他は同一でであるので図示
は省略する。従来と異なる点は、掛算器１２にお
いて交流電源電圧と同位相の信号と増幅器１１の
出力信号を掛算し、また、掛算器１５において交
流電源電圧に対して90度位相差の信号と増幅器１
４の出力信号を掛算するようにしたところであ
る。
従来との動作の違いについて以下に説明する。
前述したように、有効電力と比例する有効電流及
び無効電力と比例する無効電流の定常値IP，IQは
(3)式で示される。
前述したように、有効電力と比例する有効電流及
び無効電力と比例する無効電流の定常値IP，IQは
(3)式で示される。
ところで、IP，IQの瞬時値iP，iQとVP，VQの瞬
時値vP，vQの関係は、以下に示す(4)、(5)式ように
表せる。
時値vP，vQの関係は、以下に示す(4)、(5)式ように
表せる。
図１の電力変換器の入力側電気回路の電圧方程
式は、固定子座標上において、 E〓0＝V〓＋Ｌｄ／dtI〓 と表わされ、また、回転座標上では E〓0＝V〓＋jωLI〓＋LPI〓 と表わされる。
式は、固定子座標上において、 E〓0＝V〓＋Ｌｄ／dtI〓 と表わされ、また、回転座標上では E〓0＝V〓＋jωLI〓＋LPI〓 と表わされる。
ここに、
Ｌ：リアクトルｘのインダクタンス
ω：交流電源角周波数
ｄ／dt：固定子座標上での微分係数
Ｐ：ωの回転座標上での微分係数
である。
これを回転子座標上の直交２軸のｐ，Ｑ成分に
変換すると、 e0 ０＝vP vQ＋０−１ １ ０ ωLiP ωLiQ＋LPiP LPiQ＝vP−ωLiQ＋LPiP vQ＋ωLiP＋LPiQ となり、これより、iP，iQとvP，vQの関係は次式
で示される。
変換すると、 e0 ０＝vP vQ＋０−１ １ ０ ωLiP ωLiQ＋LPiP LPiQ＝vP−ωLiQ＋LPiP vQ＋ωLiP＋LPiQ となり、これより、iP，iQとvP，vQの関係は次式
で示される。
LPiP＝e0−vP＋ωLiQ ……(4)
LPiQ＝−vQ＋ωLiP ……(5)
従つて、定常状態ではPiP＝０、PiQ＝０より(3)
式のようにIP，IQが流れるが、過渡状態では(4)、
(5)式の右辺第１項の定常値からの変化に従いiP，
iQの微分値が定まる。すなわち、vP，vQの変化に
より直接的にiP，iQが変化する。
式のようにIP，IQが流れるが、過渡状態では(4)、
(5)式の右辺第１項の定常値からの変化に従いiP，
iQの微分値が定まる。すなわち、vP，vQの変化に
より直接的にiP，iQが変化する。
従来においては、増幅器１１からの信号（有効
電力偏差に応じた信号）に応じてvQを制御するた
め、本来制御すべき有効電力（iPに比例）を直接
的に制御できず、その高速応答制御が行えない問
題があつた。理由は、vQの制御により(5)式に従
い、先ずiQが変化し、次に(4)式に従いiPが変化す
るために制御遅れが大きくなることによる。ま
た、増幅器１４からの信号（無効電力偏差に応じ
た信号）に応じてvPを制御するため、本来制御す
べき無効電力（iQに比例）を直接的に制御でき
ず、有効電力制御の場合と同様にその高速応答制
御が行えない問題があつた。
電力偏差に応じた信号）に応じてvQを制御するた
め、本来制御すべき有効電力（iPに比例）を直接
的に制御できず、その高速応答制御が行えない問
題があつた。理由は、vQの制御により(5)式に従
い、先ずiQが変化し、次に(4)式に従いiPが変化す
るために制御遅れが大きくなることによる。ま
た、増幅器１４からの信号（無効電力偏差に応じ
た信号）に応じてvPを制御するため、本来制御す
べき無効電力（iQに比例）を直接的に制御でき
ず、有効電力制御の場合と同様にその高速応答制
御が行えない問題があつた。
一方、本発明のものにおいては、増幅器１１か
らの信号に応じてvPが制御されるため、有効電力
の過不足に応じて有効電力（iP）が直接的に制御
されることとなり、制御すべき有効電力を高速応
答に制御できる。また、増幅器１４からの信号に
応じてvQが制御されるため、無効電力の過不足応
じて無効電力（iQ）が直接的に制御されることと
なり、有効電力制御の場合と同様に無効電力を高
速応答に制御できる。なお、定常時においては、
iP，iQを流すのに必要な電圧vP，vQは、それぞれ
増幅器１４及び増幅器１１の信号により制御され
ることが実験により確認されている。すなわち、
有効電力の過渡的変化は、増幅器１１の出力信号
によりvPが変化した結果として生じるが、その後
無効電力が所定値に保持されるよう増幅器１４の
出力電圧が変化することから、定常時においては
増幅器１４の出力信号に比例してVQ及びIPが制御
されるようになる。また、無効電力の過渡的変化
は、増幅器１４の出力信号によりvQが変化した結
果として生じるが、その後有効電力が所定値に保
持されるよう増幅器１１の出力電圧が変化し、定
常時においては増幅器１１の出力信号に比例して
VP及びIQが制御されるようになる。
らの信号に応じてvPが制御されるため、有効電力
の過不足に応じて有効電力（iP）が直接的に制御
されることとなり、制御すべき有効電力を高速応
答に制御できる。また、増幅器１４からの信号に
応じてvQが制御されるため、無効電力の過不足応
じて無効電力（iQ）が直接的に制御されることと
なり、有効電力制御の場合と同様に無効電力を高
速応答に制御できる。なお、定常時においては、
iP，iQを流すのに必要な電圧vP，vQは、それぞれ
増幅器１４及び増幅器１１の信号により制御され
ることが実験により確認されている。すなわち、
有効電力の過渡的変化は、増幅器１１の出力信号
によりvPが変化した結果として生じるが、その後
無効電力が所定値に保持されるよう増幅器１４の
出力電圧が変化することから、定常時においては
増幅器１４の出力信号に比例してVQ及びIPが制御
されるようになる。また、無効電力の過渡的変化
は、増幅器１４の出力信号によりvQが変化した結
果として生じるが、その後有効電力が所定値に保
持されるよう増幅器１１の出力電圧が変化し、定
常時においては増幅器１１の出力信号に比例して
VP及びIQが制御されるようになる。
以上のように本発明によれば、応答の速い有効
電力及び無効電力制御が可能となる。
電力及び無効電力制御が可能となる。
なお、前記実施例においては、増幅器１１及び
掛算器１２においてvPの指令信号vP＊及びその交
流変換信号が出力され、また増幅器１４及び掛算
器１５においてvQの指令信号vQ＊及びその交流変
換信号が出力される。さらに両交流変換信号を加
算して得た電圧指令信号に従つて変換器１の交流
側電圧を制御している。この電圧指令信号は極座
標形式では次式で表すことができる。
掛算器１２においてvPの指令信号vP＊及びその交
流変換信号が出力され、また増幅器１４及び掛算
器１５においてvQの指令信号vQ＊及びその交流変
換信号が出力される。さらに両交流変換信号を加
算して得た電圧指令信号に従つて変換器１の交流
側電圧を制御している。この電圧指令信号は極座
標形式では次式で表すことができる。
電圧指令の大きさ＝√（P＊2＋Q＊2） ……(6)
電圧指令の位相（e0に対する位相角）
＝tan-1VQ＊／VP＊ ……(7)
したがつて、増幅器１１及び１４の出力信号vP
＊，vQ＊に基づいて(6)(7)式の演算を行い、その演
算結果に比例して変換器１の交流電圧の大きさ及
びe0に対する位相を制御するようにしても前記実
施例と同様の制御を行わせることができる。これ
を実施するための構成は、第２図における１２，
１５，１６の要素の代わりに、(6)(7)式の演算を行
う手段と、e0（電源電圧検出信号）を基準として、
これに対して(7)式の角度だけ移相された信号を取
り出す手段と、該信号の振幅を(6)式の値に比例し
て変化させる手段からなり、その最終信号を第２
図における比較器１８に加えるようにして実施で
きる。
＊，vQ＊に基づいて(6)(7)式の演算を行い、その演
算結果に比例して変換器１の交流電圧の大きさ及
びe0に対する位相を制御するようにしても前記実
施例と同様の制御を行わせることができる。これ
を実施するための構成は、第２図における１２，
１５，１６の要素の代わりに、(6)(7)式の演算を行
う手段と、e0（電源電圧検出信号）を基準として、
これに対して(7)式の角度だけ移相された信号を取
り出す手段と、該信号の振幅を(6)式の値に比例し
て変化させる手段からなり、その最終信号を第２
図における比較器１８に加えるようにして実施で
きる。
また、前記実施例における有効電力検出器９、
無効電力検出器１０及び掛算器１２，１５に入力
する交流電源電圧の検出信号は交流電源電圧に同
期した信号であればよく、例えば交流電源電圧の
検出信号を入力し交流電源電圧に同期した正弦波
信号を出力する信号発生器の出力信号を用いるこ
とができる。
無効電力検出器１０及び掛算器１２，１５に入力
する交流電源電圧の検出信号は交流電源電圧に同
期した信号であればよく、例えば交流電源電圧の
検出信号を入力し交流電源電圧に同期した正弦波
信号を出力する信号発生器の出力信号を用いるこ
とができる。
また、前記実施例におけるリアクトル２は必ず
しも設ける必要はなく、変圧器あるいは線路のリ
アクタンス等他のリアクタンス要素であつてもよ
い。
しも設ける必要はなく、変圧器あるいは線路のリ
アクタンス等他のリアクタンス要素であつてもよ
い。
また、前記実施例においては、変換器を構成す
るスイツチング素子にGTOサイリスタを用いた
場合について説明したが、トランジスタあるいは
普通のサイリスタ（強制転流回路が付加されてい
る）等他の素子を用いたものに適用して同様の効
果があることは明らかである。また、デイジタル
演算制御を行うものにも適用して同一の効果が得
られることはもちろんである。
るスイツチング素子にGTOサイリスタを用いた
場合について説明したが、トランジスタあるいは
普通のサイリスタ（強制転流回路が付加されてい
る）等他の素子を用いたものに適用して同様の効
果があることは明らかである。また、デイジタル
演算制御を行うものにも適用して同一の効果が得
られることはもちろんである。
第１図は本発明の適用対象である変換器の動作
を説明するためのベクトル図、第２図は従来例及
び本発明の一実施例を共通に示す変換器の回路構
成図である。 １……PWM制御変換器、２……リアクトル、
３……平滑用コンデンサ、４……電圧指令回路、
５……電圧検出器、６……電圧偏差増幅器、７…
…変圧器、８……電流検出器、９……有効電力検
出器、１０……無効電力検出器、１１……有効電
力偏差増幅器、１２……掛算器、１３……無効電
力指令回路、１４……無効電力偏差増幅器、１５
……掛算器、１６……加算器、１７……発振器、
１８……比較器、１９……ゲート出力回路。
を説明するためのベクトル図、第２図は従来例及
び本発明の一実施例を共通に示す変換器の回路構
成図である。 １……PWM制御変換器、２……リアクトル、
３……平滑用コンデンサ、４……電圧指令回路、
５……電圧検出器、６……電圧偏差増幅器、７…
…変圧器、８……電流検出器、９……有効電力検
出器、１０……無効電力検出器、１１……有効電
力偏差増幅器、１２……掛算器、１３……無効電
力指令回路、１４……無効電力偏差増幅器、１５
……掛算器、１６……加算器、１７……発振器、
１８……比較器、１９……ゲート出力回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源に接続され、交流側電圧の大きさと
位相を制御して前記交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する電圧型電力変換器と、該変換器の交
流側電圧を交流電圧指令値に応じて制御する
PWM制御手段と、前記変換器の直流電圧を検出
する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段
による直流電圧検出値と直流電圧の指令値との偏
差に応じた信号を出力する直流電圧制御手段と、
前記交流電源の電圧位相を検出する電源電圧位相
検出手段と、前記交流電源の有効電力に比例した
値を検出する有効電力検出手段と、前記直流電圧
制御手段の出力信号と前記有効電力検出手段によ
る検出値との偏差に応じた信号を出力する有効電
力制御手段と、前記交流電源の無効電力に比例し
た値を検出する無効電力検出手段と、前記無効電
力の大きさに比例した指令値を出力する無効電力
指令手段と、前記無効電力指令手段からの指令値
と前記無効電力検出手段による検出値との偏差に
応じた信号を出力する無効電力制御手段と、前記
有効電力制御手段と無効電力制御手段の各出力信
号及び前記電源電圧位相検出手段による位相検出
信号に基づいて前記PWM制御手段における交流
電圧指令値を求める電圧指令演算手段を具備し、
該電圧指令演算手段は、前記有効電力制御手段の
出力信号に応じて前記交流電圧指令値における前
記交流電源の電圧と同位相の成分を調節するよう
に、また前記無効電力制御手段の出力信号に応じ
て前記交流電圧指令値における前記交流電源の電
圧と90度位相差の成分を調節するようにしたこと
を特徴とする電圧型電力変換器の制御装置。 ２ 交流電源に接続され、交流側電圧の大きさと
位相を制御して前記交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する電圧型電力変換器と、該変換器の交
流側電圧を交流電圧指令値に応じて制御する
PWM制御手段と、前記変換器の直流電圧を検出
する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段
による直流電圧検出値と直流電圧の指令値との偏
差に応じた信号を出力する直流電圧制御手段と、
前記交流電源の電圧位相を検出する電源電圧位相
検出手段と、前記交流電源の有効電力に比例した
値を検出する有効電力検出手段と、前記直流電圧
制御手段の出力信号と前記有効電力検出手段によ
る検出値との偏差に応じた信号を出力する有効電
力制御手段と、前記有効電力制御手段による出力
信号と前記電源電圧位相検出手段による電圧位相
検出信号に基づいて前記PWM制御手段における
前記交流電圧指令値を求める電圧指令演算手段を
備えたことを特徴とする電圧型電力変換器の制御
装置。 ３ 交流電源に接続され、交流側電圧の大きさと
位相を制御して前記交流電源の交流電圧を直流電
圧に変換する電圧型電力変換器と、該変換器の交
流側電圧を交流電圧指令値に応じて制御する
PWM制御手段と、前記交流電源の電圧位相を検
出する電源電圧位相検出手段と、前記交流電源の
無効電力に比例した値を検出する無効電力検出手
段と、前記無効電力の大きさに比例した指令値を
出力する無効電力指令手段と、前記無効電力指令
手段からの指令値と前記無効電力検出手段による
検出値との偏差に応じた信号を出力する無効電力
制御手段と、前記無効電力制御手段の出力信号と
前記電源電圧位相検出手段による電圧位相検出信
号に対して90度位相差を有する信号に基づいて前
記PWM制御手段における交流電圧指令値を求め
る電圧指令演算手段を備えたことを特徴とする電
圧型電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174627A JPS5879478A (ja) | 1981-11-02 | 1981-11-02 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174627A JPS5879478A (ja) | 1981-11-02 | 1981-11-02 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5879478A JPS5879478A (ja) | 1983-05-13 |
| JPH0375893B2 true JPH0375893B2 (ja) | 1991-12-03 |
Family
ID=15981894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56174627A Granted JPS5879478A (ja) | 1981-11-02 | 1981-11-02 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5879478A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6295972A (ja) * | 1985-10-21 | 1987-05-02 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2607471B2 (ja) * | 1986-03-17 | 1997-05-07 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
| EP0316804B1 (en) * | 1987-11-12 | 1993-01-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Reactive power controller |
| JP2624793B2 (ja) * | 1988-08-12 | 1997-06-25 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 |
| JP2781602B2 (ja) * | 1989-06-12 | 1998-07-30 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器の制御装置及びそのシステム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
-
1981
- 1981-11-02 JP JP56174627A patent/JPS5879478A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5879478A (ja) | 1983-05-13 |
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