JP3488320B2 - インバータの同期切り換え回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、インバータと他の交
流電源との同期切り換え回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２５は例えば、特公平７ー４０５２号
公報に示された従来のインバータと商用電源との切換回
路を、本発明と同様の形式に書き改めたブロック接続図
であり、１はインバータ主回路、２、３は交流フィルタ
を構成するリアクトルおよびコンデンサ、４ａは直流電
源、４ｂは商用電源、５は負荷、６ａはしゃ断器よりな
るインバータの給電用開閉器である。

【０００３】６ｂはしゃ断器よりなる商用電源の給電用
開閉器、７０１はインバータ出力電圧ＶC を検出する電
圧検出器、７０２は商用電圧ＶS を検出する電圧検出
器、７１２は商用電流ＩS を検出する電流検出器、２２
２は電圧検出器７０１より検出されるインバータ出力電
圧ＶC と電圧検出器７０２より検出される商用電圧ＶS
との位相差を求め、その位相差に対応する偏差信号を出
力する位相比較部、２９３は電圧検出器７０２より検出
される商用電圧ＶS と電流検出器７１２より検出される
商用電流ＩS より商用電源４ｂの有効電力Ｐと無効電力
Ｑとを求める電力演算器である。

【０００４】２９１は有効電力制御増幅器、２９２は無
効電力制御増幅器、２２１は出力周波数設定器、２２３
は入力される電圧に対応する周波数のパルスを出力する
電圧制御発振器、２９６は出力電圧設定器、２３２は電
圧制御増幅器、２００は電圧制御発振器２２３と電圧制
御増幅器２３２との出力信号に基づいて、インバータ周
波数及びインバータ出力電圧を制御するインバータ制御
部、８２１、８９１、８３２、８９２、８９３、８９４
は加減算器である。

【０００５】３２１は同期制御モード時にオンするスイ
ッチ、３９１、３９２は並列制御モード時にオンするス
イッチ、２９４は電流検出器７１２により検出される商
用電流ＩS が設定値以下になったとき信号を出力するコ
ンパレータ、２９５は給電用開閉器６ａ、６ｂの開閉と
同期及び並列制御モード時にオンするスイッチ３２１、
３９１、３９２の制御を行う切り換え制御部である。

【０００６】次に動作について説明する。今、切り換え
制御部２９５に商用電源の給電指令が入力されていると
すると、商用電源の給電用開閉器６ｂがオン、インバー
タの給電用開閉器６ａがオフされていて、負荷５に商用
電源４ｂから電力が供給されている。このときスイッチ
３２１はオン、スイッチ３９１、３９２はオフされてお
り、インバータ１は同期制御モードとされている。ここ
で、位相比較部２２２、加減算器８２１、電圧制御発振
器２２３のループがフェーズロックドループ（ＰＬＬ）
回路の機能を有しているため、このＰＬＬ回路は、入力
に対して出力の周波数と位相を一致させるように動作す
る。

【０００７】このため、同期制御モードにおいて、電圧
検出器７０１、７０２より検出されるインバータ出力電
圧ＶC と商用電圧ＶS の位相差が位相比較部２２２で求
められ、その位相差信号と出力周波数設定器２２１から
の周波数設定信号との偏差を加減算器８２１で求めら
れ、加減算器８２１の出力信号に対応した周波数のパル
スが電圧制御発振器２２３から出力される。そのため
に、電圧制御発振器２２３は、位相比較部２２２の出力
が０Ｖのときの周波数が、入力の周波数と一致するよう
前もって出力周波数設定器２２１によって制御特性が最
良となるよう調整されている。

【０００８】従って、電圧制御発振器２２３から周波数
−位相を自動的に追従する信号がインバータ制御部２０
０に出力され、インバータ１の出力周波数は商用電源４
ｂの周波数−位相と一致されるように制御される。ま
た、電圧検出器７０１で検出されたインバータ出力電圧
Ｖc と出力電圧設定器２９６との偏差を加減算器８３２
で求め、その偏差信号に対応した電圧信号が電圧制御増
幅器２３２から出力され、電圧制御発振器２２３及び電
圧制御増幅器２３２に基づいてインバータ制御部２００
にてインバータ１の周波数及び出力電圧が制御され、こ
れによりインバータ１は、商用電源４ｂに同期して定格
電圧を出力している。

【０００９】次に、インバータ給電指令が切り換え制御
部２９５に入力されると、商用電源の給電用開閉器６ｂ
はオンしたままでインバータの給電用開閉器６ａをオン
し、商用電源４ｂとインバータ１とが並列運転される。
同時に切り換え制御部２９５の作用によりスイッチ３２
１はオフし、スイッチ３９１、３９２はオンされ、これ
により位相比較部２２２よりの出力が無視され、同期制
御モードから並列制御モードに切り換えられる。

【００１０】この並列制御モードにおいては、電力演算
器２９３で求められた商用電源４ｂの有効電力Ｐと、無
効電力Ｑが出力され、この有効電力Ｐ、無効電力Ｑはそ
れぞれ加減算器８９３、８９４で０Ｖとの偏差を求め、
それぞれの偏差を有効電力制御増幅器２９１と無効電力
制御増幅器２９２で増幅され出力される。有効電力制御
増幅器２９１の出力は加減算器８９１にて出力周波数設
定器２２１の出力信号に加算され、この加減算器８９１
の出力に基づいて、商用電源４ｂ側で負担していた有効
電力が零となるようにインバータ１の周波数が制御され
る。

【００１１】また、無効電力制御増幅器２９２の出力
は、加減算器８９２にて出力電圧設定器２９６の出力信
号と加算され、この加減算器８９２の出力に基づいて、
商用電源４ｂ側で負担していた無効電力が零となるよう
にインバータ１の出力電圧が制御される。この結果、イ
ンバータ１の周波数及び出力電圧が徐々に上昇していき
負荷の有効電力と無効電力をインバータへ移行し、これ
に対応して商用電源４ｂ側で負担していた有効電力、無
効電力が徐々に小さくなり、ついには零になる。

【００１２】このように商用電源４ｂの負荷分担が小さ
くなって、電流検出器７１２より検出された商用電流Ｉ
S が設定値以下になると、コンパレータ２９４から所定
の信号が出力され、これにより商用電源の給電用開閉器
６ｂをオフすると共に、スイッチ３２１をオンし、スイ
ッチ３９１、３９２をオフして、並列制御モードからも
との同期制御モードに切り換わり、インバータ１は同期
制御モードの通常運転を行う。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】従来のインバータと商
用電源の切り換え回路は以上のように構成されているの
で、インバータの内部発生電圧の位相及び電圧の平均値
を制御することによってインバータと商用電源との横流
を制御するため、制御の応答速度を向上することが難し
く、特に瞬時の横流は制御できないことである。

【００１４】この発明は上記にような問題点を解消する
ためになされたもので、横流を抑制しながら同期切り換
えを行うインバータの同期切り換え回路を提供すること
を目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】（１）この発明は瞬時電
圧制御形インバータと他の交流電源との間で負荷の切り
換えを同期して行うに係るインバータの同期切り換え回
路に関し、上記インバータおよび他の交流電源のいずれ
か一方の電源から負荷電流を供給している状態から並列
運転状態にして他方の電源へ負荷を移行する場合、上記
インバータと上記他の交流電源相互間に流れる横流分を
検出して、この横流分により仮想インピーダンスＺを介
して上記インバータの電圧指令値を制御するようにした
ものにおいて、上記並列運転状態になったときの負荷電
流ＩＬを可変係数器により変化させたインバータの分担
電流指令ＩＴ＊と、上記インバータの出力電流ＩＴとの
差を上記横流分として検出すると共に、上記可変係数器
の係数Ｎを０〜１に、または、１〜０に時間に対し徐々
に変化させるようにしたものである。

【００１６】（２）上記（１）において、上記インバー
タの出力側に交流フイルタが挿入されており、上記イン
バータの出力電流ＩＴを、上記交流フイルタ通過前のイ
ンバータ出力電流と、上記交流フイルタのコンデンサに
流れる電流との差から求めるようにしたものである。

【００１７】（３）上記（２）において、上記交流フイ
ルタのコンデンサに流れる電流を、電圧制御発振器から
導出された上記コンデンサ電流と同相の信号と、出力電
圧振幅指令発生器から導出された上記コンデンサの容量
に応じた信号とから求めるようにしたものである。

【００１８】（４）上記（２）において、上記交流フイ
ルタのコンデンサに流れる電流を、上記交流フイルタ通
過後の上記インバータの出力電圧の微分値から求めるよ
うにしたものである。

【００１９】（５）瞬時電圧制御形インバータと他の交
流電源との間で負荷の切り換えを同期して行うインバー
タの同期切り換え回路に関し、上記インバータおよび他
の交流電源のいずれか一方の電源から負荷電流を供給し
ている状態から並列運転状態にして他方の電源へ負荷を
移行する場合、上記インバータと上記他の交流電源相互
間に流れる横流分を検出して、この横流分により仮想イ
ンピーダンスＺを介して上記インバータの電圧指令値を
制御するようにしたものにおいて、上記並列運転状態に
なったときの上記インバータ出力電流ＩＴを横流分とす
ると共に、上記仮想インピーダンスＺを時間に対し徐々
に変化させるようにしたものである。

【００２０】（６）上記（５）において、上記仮想イン
ピーダンスＺの出力側に上記仮想インピーダンスＺによ
る横流絞込みを制限するリミッタを設けたものである。

【００２１】（７）上記（６）において、仮想インピー
ダンスＺの出力が上記リミッタのリミッタ値を超えると
警報信号を送出する警報手段を設けたものである。

【００２２】

【００２３】

【００２４】

【００２５】

【００２６】

【００２７】

【００２８】

【００２９】

【００３０】

【００３１】

【実施例】実施例１． 図１にこの発明の実施例を示す。図において、前述の図
２５と対応する機能については同一符号を付し、その詳
細説明は省略する。図において、１はインバータの主回
路であり、例えば図２（ａ）及び（ｂ）に示すような単
相及び三相のフルブリッジ・インバータを数ＫＨｚ程度
以上の三角波キャリアでＰＷＭ変調するものなどがその
例である。

【００３２】２１１はＰＬＬの出力である電圧制御発振
器２２３の出力より位相φを出力するカウンタ、２１２
はカウンタ２１１の出力である位相φより正弦波ｓｉｎ
φを出力する関数発生器、２３１は出力電圧振幅指令発
生器、２０１は瞬時電圧制御増幅器、２０２はＰＷＭ変
調回路、２４１は伝達関数Ｚを有する横流制限用仮想イ
ンピーダンス回路、４２１は並列制御モード時に入力信
号をトラックモードからホールドモードに切り換えるト
ラック／ホールド回路で、トラックモードは入力信号に
追従するモードであり、ホールドモードはホールドモー
ドに切り換える直前の入力信号をホールドするモードで
ある。３４１は並列制御モード時にオンするスイッチ、
７１１はインバータ出力電流ＩT を検出する電流検出
器、８０１、８４１、８５１は加減算器、９１１は乗算
器である。

【００３３】次に、上記実施例の動作を図１を参照しな
がら説明する。今、切り換え制御部２９５にインバータ
給電指令が入力されているとすると、商用電源の給電用
開閉器６ｂがオフ、インバータの給電用開閉器６ａがオ
ンされていて負荷５にインバータ１から電力が供給され
ている。このときトラック／ホールド回路４２１はトラ
ックモードにあり入力信号をそのまま出力し、スイッチ
３４１はオフされており、インバータ１は同期制御モー
ドで動作している。

【００３４】このとき出力電圧振幅指令発生器２３１の
出力と、正弦波ｓｉｎφを出力する関数発生器２１２の
出力とを乗算器９１１で乗算し、正弦波電圧指令ＶC *
を得る。インバータ出力電圧ＶC の電圧指令であるイン
バータ出力電圧指令ＶC1* は加減算器８４１の出力から
得られることは後述する。このインバータ出力電圧指令
ＶC1* と電圧検出器７０１で検出したインバータ出力電
圧ＶC が一致するように、瞬時電圧制御増幅器２０１と
ＰＷＭ変調回路２０２とがインバータ１のスイッチング
を制御し、電圧制御ループを構成することにより出力電
圧を瞬時に制御する。

【００３５】この制御手段の特徴は、このような制御が
インバータの高周波のスイッチングのたびに行われるた
め、応答が非常に速いことである。例えば、１０kHz の
スイッチング周波数を用いると１００μsec 毎に制御が
行われるので、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象
は、およそ１００μsec の数倍程度で完了し、優れた制
御性能を得ることができる。

【００３６】次に、切り換え制御部２９５に商用給電指
令が入力されると、インバータの給電用開閉器６ａをオ
ンしたまま商用電源の給電用開閉器６ｂはオンし、商用
電源４ｂとインバータ１とが並列運転される。もしこの
場合、インバータ１と商用電源４ｂの電圧差が１％あ
り、仮にインバータ１と商用電源４ｂの間の配線インピ
ーダンスが１％以下だとすると、インバータ１は瞬時電
圧制御により出力電圧を制御しているため、１００％以
上の横流が瞬時に流れることになる。

【００３７】本発明は、次のようにして、商用電源とイ
ンバータ間に流れる横流に対してのみインピーダンスが
あたかも存在するように制御回路を構成することによ
り、横流を抑制する。

【００３８】商用給電指令により、給電用開閉器６ａ、
６ｂの操作と同時に切り換え制御部２９５の作用によ
り、スイッチ３４１はオンし、また、位相比較部２２２
の出力であるインバータ１を商用電源４ｂに同期させる
ための補正量を、商用給電指令と同時に保持させること
によりすぐに同期がはずれないよう、トラック／ホール
ド回路４２１はトラックモードからホールドモードに切
り換わり、同期制御モードから並列制御モードに切り換
えられる。

【００３９】この並列制御モードおいては、商用電源４
ｂとインバータ１との間の横流ｄＩは、電流検出器７１
１で検出されるインバータ出力電流ＩT と、電流検出器
７１２で検出される商用電流ＩS を加減算器８５１で減
算することにより求められる。

【００４０】横流制限用仮想インピーダンス回路２４１
は、 ｄＩ×Ｚ （ｄＩは横流：ＩT −ＩS 、Ｚは仮想的なインピーダン
スの伝達関数） を演算し、この信号を加減算器８４１により乗算器９１
１の出力である正弦波電圧指令ＶC*から減じ、これをイ
ンバータ出力電圧指令ＶC1* とする。インバータ出力電
圧ＶC は前述の電圧制御系により、インバータ出力電圧
指令ＶC1* に瞬時に追従する。

【００４１】図３は図１を簡略化したブロック図であ
り、この図を用いて、横流制限用仮想インピーダンス回
路２４１により、インバータが横流に関してのみＺの出
力インピーダンスを持ち、横流以外の電流成分には低イ
ンピーダンスの電圧源として動作することを説明する。

【００４２】図において、２００ａはインバータ１のイ
ンバータ出力電圧指令ＶC1* から出力電圧までの伝達関
数を示し、その他の番号は前述の図１で既に説明済みで
あり、同一機能については同一番号をつけている。既に
使用している記号もあるが、次の記号を改めて定義す
る。

【００４３】 ＶS ：商用電圧 ＶC* ：正弦波電圧指令 ＶC1* ：インバータ出力電圧指令 ＩL ：負荷電流 ＩT ：インバータ出力電流 ＩS ：商用電流 ｄＩ ：インバータ横流 （＝ＩT −ＩS ） Ｇ ：インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて、次に、横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く。

【００４４】キルヒホッフの法則より、次式が成立す
る。 ＩL ＝ＩT ＋ＩS （１） また、ｄＩは次式となる。 ｄＩ＝ＩT −ＩS （２） 図３より、ＶC1* は次式となる。 ＶC1* ＝ＶC*−Ｚ×ｄＩ （３）

【００４５】Ｇの定義より、次式が成立する。 ＶS ＝ＶC1* ×Ｇ （４） （３）、（４）式より、次式が成立する。 ＶS ＝ＶC*×Ｇ−Ｚ×ｄＩ×Ｇ （５） （５）式より、ｄＩを求めると次式となる。 ｄＩ＝（１／Ｚ）×［（ＶS −Ｇ×ＶC*）／Ｇ］ （６）

【００４６】（６）式より、横流は仮想インピーダンス
値Ｚにより抑制できる。Ｇは、電圧制御系を前述のよう
な瞬時電圧制御形などで構成することにより、出力周波
数においてゲインをほぼ１とすることができるので、
（６）式は次式となる。 ｄＩ≒（ＶS −ＶC* ）／Ｚ （７）

【００４７】単独運転の場合のインバータ出力電圧と商
用電源との電圧差をｄＶとすると、（７）式は次式とな
る。 ｄＩ≒ｄＶ／Ｚ （８） 例えば、ｄＶが１％の場合は、Ｚ＝５０％に選ぶと、横
流はｄＶ／Ｚ＝１％／５０％＝２％となる。

【００４８】また、ｄＩ＝２％と非常に小さいので、ｄ
Ｉ≒０とおくと（１）、（２）は、 ＩT ＝ＩS ＝ＩL ／２ （９） となり、並列運転時の負荷分担は１／２ずつとなる。

【００４９】次に（５）式において、右辺第２項に
（８）式を代入すると次式となる。 ＶS ≒（ＶC*−ｄＶ）×Ｇ （１０） ｄＶは１％程度と小さいので、ｄＶ≒０ と考えること
ができる。従って、（１０）式は次式となる。 ＶS ≒ＶC*×Ｇ （１１） （１１）式より、並列運転時の商用電圧ＶS は、単独運
転時のインバータ出力電圧平均値になり、仮想インピー
ダンス値Ｚの影響はない。

【００５０】Ｚは出力周波数において横流を制限する為
の適当なインピーダンス値を持っていれば、どのような
伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として、微分回路であればＺはリアクトルと
して、積分回路であればＺはコンデンサとして、比例、
積分、微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗、コンデ
ンサ、リアクトルの組み合わせた回路として動作する。

【００５１】また、Ｚは正負非対象のリミッタなどの非
線形要素を含む回路でも、出力周波数において横流を制
限する為の適当なインピーダンス値さえ持っていれば、
安定に横流を制限することができる。

【００５２】このように商用電源４ｂとインバータ１が
負荷を半分ずつ分担しながら安定に並列運転を行うこと
を確認した後、インバータの給電用開閉器６ａをオフす
ると共に、切り換え制御部２９５の動作によりスイッチ
３４１をオフして、トラック／ホールド回路４２１をホ
ールドモードからトラックモードに切り換えることによ
り、並列制御モードからもとの同期制御モードに切り換
わり、負荷を商用側へすべて移行し、インバータ１は同
期制御モードの通常運転にもどる。

【００５３】実施例２． 図４にこの発明の実施例を示す。図において、図１と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。上記実施例１と異なるのは、商用給電指令が入力さ
れたときに、インバータ出力電圧ＶC が商用電圧ＶS に
一致するよう制御させるためにスイッチ３３２、平均振
幅値検出器２３５を追加した点であり、その他は実施例
１と同様である。

【００５４】図４において、インバータ給電中に、切り
換え制御部２９５に商用給電指令が入力されると、スイ
ッチ３３２が商用電圧ＶS の平均化された振幅電圧を検
出する平均振幅値検出器２３５側にオンすることによ
り、出力電圧振幅指令から商用電圧振幅電圧に切り換え
て、インバータ出力電圧を商用電圧と一致するように制
御する。ここでインバータ出力電圧ＶC と商用電圧ＶS
が一致したことを確認した後に、インバータの給電用開
閉器６ａをオンしたまま、商用電源の給電用開閉器６ｂ
をオンし、商用電源４ｂとインバータ１とが並列運転さ
れ、並列制御モードにはいる。

【００５５】このような構成にすることにより、例えば
商用電源４ｂのインピーダンスが高い場合など、負荷に
電力を供給するとき電圧が数％ドロップしてしまうの
で、無負荷時に商用電圧を最初から数％高めに設定して
いる場合がある。このような商用電源に対しても、イン
バータから商用電源に切り換える場合インバータの出力
電圧を商用電圧に合わせることにより、横流を抑制し、
安定に切り換え動作を行うことができる。

【００５６】なお、商用電源からインバータに切り換え
る場合もインバータの電圧を商用電源に合わせて切り換
える。

【００５７】実施例３ 図５にこの発明の実施例を示す。図において、図４と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。上記実施例２と異なるのは、商用給電指令が入力さ
れたときに、インバータ出力電圧ＶC を商用電圧ＶS に
緩やかに一致させるために、平均振幅値検出器２３４と
可変係数器２３３と加減算器８３１、８３３を追加した
点であり、その他は実施例２と同様である。

【００５８】図５において、インバータ給電中に、切り
換え制御部２９５に商用給電指令が入力されると、電圧
検出器７０１で検出されたインバータ出力電圧ＶC と、
電圧検出器７０２で検出された商用電圧ＶS との平均化
された振幅電圧を、平均振幅値検出器２３４と２３５で
それぞれ求め、商用電圧ＶS とインバータ出力電圧ＶC
との振幅電圧の偏差ｄＶ１を加減算器２３３で求め、可
変係数器２３３を介して加減算器８３１により出力電圧
振幅指令に加算する。

【００５９】ここで可変係数器２３３は、インバータ給
電中はＬ＝０であるが商用給電指令が入力されると可変
係数器２３３はＬ＝０からＬ＝１まで緩やかに変化する
ことにより、インバータ出力電圧ＶC を商用電圧ＶS に
緩やかに一致させるように制御する。ここでインバータ
出力電圧ＶC と商用電圧ＶS が一致したことを確認した
後に、インバータの給電用開閉器６ａをオンしたまま商
用電源の給電用開閉器６ｂはオンし、商用電源４ｂとイ
ンバータ１とが並列運転され、並列制御モードにはいれ
ばよい。

【００６０】このような構成にすることにより、インバ
ータ出力電圧を商用電圧に緩やかに合わすことができる
ため負荷に急激な電圧変動を与えないようにできる。

【００６１】実施例４ 図６にこの発明の実施例を示す。図６において、図５と
対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略
する。上記実施例３と異なるのは、商用電源４ｂとイン
バータ１間の負荷移行を緩やかに行うため可変係数器２
５１と加減算器８５２を追加した点であり、その他は実
施例３と同様である。

【００６２】図６において、負荷電流ＩL は、電流検出
器７１１で検出されるインバータ出力電流ＩT と、電流
検出器７１２で検出される商用電流ＩS を加減算器８５
２で加算することにより求められ、この加減算器８５２
の出力である負荷電流ＩL が可変係数Ｎ（Ｎ＝０〜１）
を有する可変係数器２５１を介してＩL ×Ｎされ、イン
バータ１が分担する電流指令ＩT*を求める。この可変係
数器２５１の出力であるインバータ分担電流指令ＩT*
と、電流検出器７１１で検出されるインバータ出力電流
ＩT との差、即ち、横流ｄＩを加減算器８５１で求め
る。

【００６３】インバータ１から商用電源４ｂへ負荷移行
する場合、並列制御モードに入ると同時に可変係数器２
５１の係数Ｎを１から０へ徐々に変えたやることによ
り、インバータ１の分担電流指令ＩT*はＩL （＝ＩS ＋
ＩT ）から徐々に０へと変わる。このためインバータ１
は瞬時に横流ｄＩを制御しながら商用電源４ｂへ緩やか
に負荷移行していく。また商用電源４ｂからインバータ
１へ負荷移行する場合、可変係数器２５１の係数Ｎを０
から１へ徐々に変えてやればよい。

【００６４】実施例５ 図７にこの発明の実施例を示す。図７において、図６と
対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略
する。上記実施例４と異なるのは、負荷電流を検出する
電流検出器７１３を追加し、商用電流ＩS を検出する電
流検出器、加減算器を削除した点であり、その他は実施
例４と同様である。

【００６５】図７において、電流検出器７１３により負
荷電流ＩL を検出し、可変係数器２５１を介して分担電
流指令ＩT*を求めるため回路が簡単になる。

【００６６】実施例６ 図８にこの発明の実施例を示す。、図８において、図７
と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省
略する。上記実施例５と異なるのは、並列運転時にイン
バータ出力電流ＩT により正弦波電圧指令ＶC*変化さ
せ、仮想出力インピーダンスを構成している点であり、
その他は実施例５と同様である。

【００６７】図８において、並列運転時にインバータ出
力電流ＩT をすべて横流とみなし、インバータ出力電流
ＩT ＝０Ａ、商用電流ＩS ＝ＩL となるようにインバー
タ出力電流ＩT を仮想インピーダンスＺを介して正弦波
電圧指令ＶC*から加減算器８４１で減算される。

【００６８】本実施例の構成では、負荷電流ＩL 及び商
用電流ＩS を検出する検出器または演算回路無しに並列
運転できるため回路を簡単にすることができる。

【００６９】なお、商用電源からインバータに切り換え
る場合は、インバータと商用電源がラップした時、イン
バータに流れこんでくる電流を横流として電流検出器７
１１で検出し制御する。

【００７０】実施例７ 図９にこの発明の実施例を示す。図９において、図８と
対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略
する。上記実施例６と異なるのは、並列運転時にインバ
ータ出力電流ＩT により正弦波電圧指令ＶC*変化させる
仮想出力インピーダンスＺを並列制御モードと同時に可
変させるように構成し、スイッチ３４１を削除した点で
あり、その他は実施例６と同様である。

【００７１】図９において、インバータ給電時は、可変
仮想出力インピーダンス２４２は、Ｚ＝０であり、イン
バータ出力電流ＩT により正弦波電圧指令ＶC*は変化さ
れない。ここで並列制御モードにはいると同時に、可変
仮想出力インピーダンスＺを徐々に増していき、インバ
ータ出力電流ＩT を徐々に減らしていく。これによりイ
ンバータ１から商用電源４ｂへの負荷移行を緩やかに行
うことができる。

【００７２】本実施例の構成では、負荷電流ＩL による
並列制御においても負荷移行を緩やかに行うことができ
る。

【００７３】実施例８ 図１０にこの発明の実施例を示す。図１０において、図
９と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例７と異なるのは、仮想インピーダ
ンスＺの出力にリミッタ２４３を追加した点であり、そ
の他は実施例７と同様である。

【００７４】図１０において、商用給電指令が入力され
たとき、商用電源の給電用開閉器６ｂの異常で給電用開
閉器６ｂがオンしなかった場合、この給電用開閉器６ｂ
の異常を検出する前に並列制御モードに入ってしまう。
並列制御モードに入ると、インバータはインバータ出力
電流ＩT を０Ａに制御し商用電源から負荷に電力を供給
しようとする。しかし商用電源の給電用開閉器６ｂはオ
ンしていないので、インバータ１から電力を供給する。

【００７５】そこでインバータは仮想インピーダンスの
作用で、インバータ出力電圧ＶC を絞りにいく。そうす
ると負荷に安定した電力を供給できなくなるので、そこ
で仮想出力インピーダンス２４２の作用で、インバータ
出力電圧をある値以上絞り込まない用にリミッタ２４３
を設けることによって、給電用開閉器６ｂの異常を検出
するまで、インバータから負荷へ安定した電力を供給す
る。

【００７６】本実施例の構成では、給電用開閉器が異常
な場合でも負荷に安定した電力を供給することができ
る。

【００７７】実施例９ 図１１にこの発明の実施例を示す。図１１において、図
１０と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。上記実施例８と異なるのは、仮想インピー
ダンスＺの出力がリミッタ２４４のリミッタ値を超える
と信号を出力し、警報器２４５が警報するする点であ
り、その他は実施例８と同様である。

【００７８】図１１において、商用給電指令が入力され
たとき、商用電源の給電用開閉器６ｂの異常で給電用開
閉器６ｂがオンしなかった場合、仮想インピーダンス２
４２の出力は、リミッタ２４４に設定してあるリミット
値より大きな信号を出力する。従って、この出力はリミ
ッタ２４４で制限されたリミット値を出力すると共に、
リミット値を超えたことを知らせる信号を出力し、警報
器２４５で警報することにより、給電用開閉器６ｂが異
常のため、給電用開閉器６ｂがオンしなかったことを検
出し、所定の保護動作を行うことができる。

【００７９】本実施例の構成では、給電用開閉器の異常
を簡単にかつ高速に検出することができる。

【００８０】実施例１０ 図１２にこの発明の実施例を示す。図１２において、図
６と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例４と異なるのは、瞬時にインバー
タ電流ＩA を制御する瞬時電流制御を電流マイナールー
プとして追加した点と、コンデンサの電流基準を生成す
る回路とを追加した点であり、その他は実施例４と同様
である。

【００８１】図１２において、瞬時電流制御増幅器２０
３は、電流検出器７１４によりフィードバックされたイ
ンバータ電流ＩA が、リミッタ回路２０４からの電流指
令ＩA*と一致するように、瞬時電流制御増幅器２０３の
出力がＰＷＭ変調回路２０２に与えられている。

【００８２】次に、インバータ電流指令ＩA*の求め方に
ついて説明する。インバータ１が流すべき電流は、コン
デンサ３に流れる電流ＩC とインバータ出力電流ＩT で
ある。従って、インバータ電流指令ＩA*は、コンデンサ
電流指令ＩC*とインバータ電流指令ＩT*に、電圧偏差を
最小にするための補正分を出力する瞬時電圧制御増幅器
２０１の出力を加減算器８０２で加えたものに、リミッ
タ２０４を介して素子の許容電流以下に制限した信号
を、電流マイナーループの基準として与える。

【００８３】次にコンデンサ電流基準ＩC*の求め方につ
いて説明する。コンデンサ電流基準指令ＩC*は、コンデ
ンサに流れるべき電流として、コンデンサ３の電圧指令
である正弦波電圧指令ＶC*より９０度進んだ正弦波電流
基準を、コンデンサ３の容量に応じて発生するよう、カ
ウンタ２１１の出力である位相φよりｃｏｓφを出力す
る関数発生器２１３と、出力電圧振幅指令を出力する加
減算器８３１の出力に、コンデンサ３の容量に応じた値
ｗＣを、係数器２１４で乗じて求めたものを乗算器９１
２で乗算することにより求められる。

【００８４】インバータ出力電流指令ＩT*は、次のよう
にして求められている。 ＩT*＝（ＩT ＋ＩS ）×Ｎ＝ＩL ×Ｎ （１２） インバータ給電中は、可変係数器２５１はＮ＝１で、Ｉ
L ＝ＩT のためＩT* =ＩT となる。即ち、インバータが
負荷に供給する電流が、インバータの電流指令ＩA*に加
えられる。

【００８５】次に、並列制御モードでは、可変係数器２
５１の値がＮ＝１からＮ＝０へと徐々に変化して行くの
で、インバータ出力電流指令ＩT*は徐々に減っていく。
即ち、インバータ１が分担すべき電流が、そのままイン
バータ電流指令ＩA*に加えられるため、分担電流を高速
に制御することができる。つまり横流ｄＩを高速に制御
できることになる。

【００８６】本実施例の構成では、インバータの分担電
流を高速に制御することにより横流を高速に制御するこ
とができる。

【００８７】実施例１１ 図１３にこの発明の実施例を示す。図１３において、図
７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例５と異なるのは、瞬時にインバー
タ電流ＩA を制御する瞬時電流制御を電流マイナールー
プとして追加した点と、コンデンサの電流基準を生成す
る回路とを追加した点であり、その他は実施例５と同様
である。

【００８８】図１３において、電流マイナーループの説
明は実施例１０について説明しているので省略する。イ
ンバータ出力電流指令ＩT*は、次のようにして求められ
ている。 ＩT*＝ＩL ×Ｎ （１３） インバータ給電中は、可変係数器２５１はＮ＝１で、Ｉ
L ＝ＩT のためＩT* =ＩT となる。即ち、インバータが
負荷に供給する電流がインバータの電流指令ＩA*に加え
られる。

【００８９】次に、並列制御モードでは、可変係数器２
５１の値がＮ＝１からＮ＝０へと徐々に変化してくの
で、インバータ出力電流指令ＩT*は徐々に減っていく。
即ち、インバータ１が分担すべき電流がそのままインバ
ータ電流指令ＩA*に加えられるため、分担電流を高速に
制御することができる。つまり横流ｄＩを高速に制御で
きることとなる。

【００９０】本実施例の構成では、 インバータの分担
電流を高速に制御することにより横流を高速に制御する
ことができる。

【００９１】実施例１２ 図１４にこの発明の実施例を示す。図１４において、図
６と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例４と異なるのは、並列運転時間が
長い場合でも安定して並列運転ができるように、横流ｄ
Ｉの有効電力ｄＩＰと、無効電力ｄＩＱを検出する電力
演算器２６１と、有効電力制御増幅器器２６３と、無効
電力制御増幅器２６２と、スイッチ３６１、３６２を追
加した点であり、その他は実施例４と同様である。

【００９２】図１４において、例えば商用電源の給電用
開閉器６ｂとインバータの給電用開閉器６ａの動作時間
が遅い場合などインバータ給電から商用給電へ切り換わ
るとき並列運転時間が長くなる。この場合、仮想インピ
ーダンスＺだけにたよって並列運転しているとすると、
商用電源４ｂとインバータ１間には、電位差ｄＶに対
し、ｄＩ＝ｄＶ／Ｚの横流が流れる。この横流の有効電
力成分は、インバータ１により可逆変換されるため、例
えば無負荷で並列運転している場合には、商用電源４ｂ
からインバータ１の直流電源４ａに対し有効電力が流れ
ることになる。この有効電力横流分がインバータ１の損
失よりも大きくなり、かつ直流電源４ａがサイリスタ整
流器のように電力回生できないものである場合、この有
効電力の流入により直流電圧が上昇ししまい過電圧にな
る恐れがある。

【００９３】次に、このような有効電力の流入を抑制し
て直流過電圧にならないで安定に並列運転するためのｄ
ＩＰ、ｄＩＱによる制御について説明する。

【００９４】（８）式より横流ｄＩは ｄＩ≒ｄＶ／Ｚ である。

【００９５】図１５はＶC*およびＶS の絶対値が一致し
ていて、ＶS がＶC*よりも位相角θだけ遅れている場合
についてのベクトル図を示す。ここで、仮想インピーダ
ンスＺの抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸとすると、Ｚ
＝Ｒ＋ｊＸと表すことができ、そのインピーダンス角α
を α＝ａｒｇＺ＝ｔａｎー1（Ｘ／Ｒ） （１４） とする。

【００９６】このベクトル図より横流ベクトルｄＩは、
中間電圧ベクトルＶB よりもαだけ遅れた仮想電圧ベク
トルＥｒに平行な成分を持たず、この仮想電圧ベクトル
よりも９０゜進んだ別の仮想電圧ベクトルＥｘに平行な
成分だけしか持っていない。

【００９７】図１６はＶC*およびＶS との位相差がな
く、ＶS の絶対値がＶC*の絶対値よりも小さい場合につ
いてのベクトル図を示す。このベクトル図より横流ベク
トルｄＩは、中間電圧ベクトルＶB よりもαだけ遅れた
仮想電圧ベクトルＥｒに平行な成分だけを持ち、Ｅｘに
平行な成分を持っていない。

【００９８】図１５および図１６から、各横流成分ｄＩ
はＶC*及びＶS 間の位相差に起因する成分は、これらの
横流ベクトルの、仮想電圧ベクトルＥｒに垂直な成分
（仮想電圧ベクトルＥｘに平行な成分）であることが分
かる。つまり、各横流成分ｄＩは両電圧ＶC*およびＶS
間の位相差に起因する成分は、中間電圧ベクトルＶB を
９０°−αだけ位相を進めて得た電圧Ｅｘを基準とした
各横流成分ｄＩの無効分に等しい。

【００９９】また同様に、横流成分ｄＩは両電圧ＶC*お
よびＶS 間の電圧絶対値差に起因する成分は、これらの
横流ベクトルの、仮想電圧ベクトルＥｒを基準とした各
横流成分ｄＩの有効分に等しいことが分かる。

【０１００】図１４に戻って説明を続ける。電力演算器
２６１は、加減算器８５１の出力である横流ｄＩを、二
つの直交成分ｄＩＰ、ｄＩＱ（直流信号）に変換する変
換器であり、これらの変換器は、図示しないが、同期整
流回路または掛算器と平滑フィルタにより構成される。
成分ｄＩＰは電流ｄＩの電圧Ｅｒを基準とした有効分で
あり、ｄＩＱは電流ｄＩの電圧Ｅｒを基準とした無効分
である。

【０１０１】ｄＩＰはｄＩＰを０に制御するための有効
電力制御増幅器２６３を介し、加減算器８６２により、
出力電圧振幅指令発生器２３１からの電圧振幅指令値か
ら減算される。

【０１０２】ｄＩＱはｄＩＱを０に制御するための無効
電力制御増幅器２６２を介し、加減算器８６１により、
出力周波数設定器２２１からの周波数指令値から減算さ
れ、電圧制御発振器の入力として与えられ、インバータ
の出力周波数を制御する。

【０１０３】以上のように、横流ｄＩのインバータと商
用電圧間の位相差に起因する成分ｄＩＱにより出力電圧
−位相を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ｄＩＰに
より電圧を制御することにより、横流が少なくなるよう
に制御する。なお、この制御は、横流分が有害にならな
い範囲で比較的ゆっくりと制御すればよい。

【０１０４】実施例１３ 図１７にこの発明の実施例を示す。図１７において、図
７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例５と異なるのは、並列運転時間が
長い場合でも、安定して並列運転ができるように、横流
ｄＩの有効電力ｄＩＰと無効電力ｄＩＱを検出する電力
演算器２６１と、有効電力制御器２６３と、無効電力制
御器２６２と、スイッチ３６１、３６２を追加した点で
あり、その他は実施例５と同様である。

【０１０５】図１７において、電力演算器２６１は加減
算器８５１の出力である横流ｄＩを二つの直交成分ｄＩ
Ｐ、ｄＩＱ（直流信号）に変換する変換器であり、これ
らの変換器は、図示しないが、同期整流回路または掛算
器と平滑フィルタにより構成される。成分ｄＩＰは電流
ｄＩの電圧Ｅｒを基準とした有効分であり、ｄＩＱは電
流ｄＩの電圧Ｅｒを基準とした無効分である。

【０１０６】ｄＩＰはｄＩＰを０に制御するための有効
電力制御増幅器２６３を介し、加減算器８６２により、
出力電圧振幅指令発生器２３１からの電圧振幅指令値か
ら減算される。

【０１０７】ｄＩＱはｄＩＱを０に制御するための無効
電力制御増幅器２６２を介し、加減算器８６１により、
出力周波数設定器２２１からの周波数指令値から減算さ
れ、電圧制御発振器の入力として与えられ、インバータ
の出力周波数を制御する。

【０１０８】以上のように、横流ｄＩのインバータと商
用電圧間の位相差に起因する成分ｄＩＱにより出力電圧
−位相を制御し、電圧絶対値差に起因する成分ｄＩＰに
より電圧を制御することにより、横流が少なくなるよう
に制御する。なお、この制御は、横流分が有害にならな
い範囲で比較的ゆっくりと制御すればよい。

【０１０９】実施例１４ 図１８にこの発明の実施例を示す。図１８において、図
１４と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。

【０１１０】上記実施例１２と異なるのは、インバータ
が負荷に電力を供給するとき、インバータの損失により
インバータ装置の温度が上昇し、その温度上昇値が許容
値以内どうかを試験する温度上昇試験を行う場合、負荷
が消費する電力を商用電源側へ回生することにより、商
用電源から消費させる電力をインバータの損失のみに押
さえることができるように、係数器２５２と、切り換え
スイッチ３５１を追加した点であり、その他は実施例１
２と同様である。

【０１１１】図１８において、４１ａは交流入力電圧を
直流電圧に変換する直流電源で、例えばサイリスタ整流
器などが一般的である。この直流電源４１ａの入力と商
用電源４ｂとを接続し、インバータの出力側には負荷を
接続しない。

【０１１２】この状態で、商用電源の給電用開閉器６ｂ
がオンし、インバータを起動した後、インバータの給電
用開閉器６ａがオンし、試験運転モードにはいると、ス
イッチ３５１を可変係数器２５２側にオンし、力率１の
インバータ出力電流ＩT を商用電源４ｂ側に回生するた
め、商用電圧ＶS の電圧を係数器２５２を介して消費さ
せたい電流に応じた値Ｋを可変させ、これをインバータ
出力電流指令ＩT*とすることにより電力を商用電源側へ
回生することができる。

【０１１３】このような構成にすることにより、温度上
昇試験等で負荷に消費させる電力を電源側に回生するこ
とができるため、試験等で消費させる電力を低減させる
ことができる。

【０１１４】実施例１５ 図１９にこの発明の実施例を示す。図１９において、図
１７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。

【０１１５】上記実施例１３と異なるのは、インバータ
が負荷に電力を供給するとき、インバータの損失により
インバータ装置の温度が上昇し、その温度上昇値が許容
値以内どうかを試験する温度上昇試験を行う場合、負荷
が消費する電力を商用電源側へ回生することにより商用
電源からの消費させる電力をインバータの損失のみに押
さえることができるように、係数器２５２と、切り換え
スイッチ３５２を追加した点であり、その他は実施例１
３と同様である。

【０１１６】図１９において、４１ａは交流入力電圧を
直流電圧に変換する直流電源で、例えば、サイリスタ整
流器などが一般的である。この直流電源４１ａの入力と
商用電源４ｂとを接続し、インバータの出力側には負荷
を接続しない。

【０１１７】この状態で、商用電源の給電用開閉器６ｂ
がオンし、インバータを起動した後、インバータの給電
用開閉器６ａがオンし、試験運転モードにはいると、ス
イッチ３５２をオンし、力率１のインバータ出力電流を
商用電源側に回生するため、商用電圧ＶS の電圧を、係
数器２５２を介して消費させたい電力に応じた電流値に
し、これをインバータ出力電流指令ＩT*とすることによ
り、電力を商用電源側へ回生することができる。

【０１１８】このような構成にすることにより、温度上
昇試験等で負荷に消費させる電力を電源側に回生するこ
とができるため、試験等で消費させる電力を低減させる
ことができる。

【０１１９】実施例１６ 図２０にこの発明の実施例を示す。図２０において、図
１８と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。上記実施例１４と異なるのは、温度上昇試
験のほかに、遅れ及び進み負荷や、また、非線形負荷等
に電力を供給するための特性試験で、負荷が消費する電
力を商用電源側へ回生することにより、商用電源から消
費される電力をインバータの損失のみに押さえることが
できるように、関数発生器２１３と乗算器９１３と電流
振幅指令発生する電流振幅指令発生器２１５と切り換え
スイッチ３５１を追加した点であり、その他は実施例１
４と同様である。

【０１２０】図２０において、インバータを起動し、試
験モードにはいるとスイッチ３５１を乗算器９１３の出
力側へオンし、位相指令φを出力するカウンタ２１１の
出力を正弦波電圧指令ＶC*に対して、任意の位相の正弦
波関数また非線形関数を出力することのできる関数発生
器２１３の出力と、出力電流の振幅指令値を出力する電
流振幅指令発生器２１５との出力を、乗算器９１３で乗
算することによりインバータ出力電流指令値ＩT*を求め
る。このインバータ出力電流指令ＩT*を、商用電源と並
列運転しつつ商用電源側に流すことにより、電力を商用
電源に回生することができる。

【０１２１】このような構成にすることにより、どのよ
うな負荷でも模擬することができ、その電力を商用電源
側に回生することができるため、試験等で消費させる電
力を低減させることができる。

【０１２２】実施例１７ 図２１にこの発明の実施例を示す。図２１において、図
１９と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。上記実施例１５と異なるのは、温度上昇試
験のほかに、遅れ及び進み負荷や、また、非線形負荷等
に電力を供給するための特性試験で、負荷が消費する電
力を商用電源側へ回生することにより、商用電源から消
費される電力をインバータの損失のみに押さえることが
できるように、関数発生器２１３と乗算器９１３と電流
振幅指令発生器２１５と切り換えスイッチ３５２を追加
した点であり、その他は実施例１５と同様である。

【０１２３】図２１において、インバータを起動し試験
モードにはいると、スイッチ３５２をオンし、位相指令
φを出力するカウンタ２１１の出力を正弦波電圧指令Ｖ
C*に対して、任意の位相の正弦波関数また非線形関数を
出力することのできる関数発生器２１３の出力と、出力
電流の振幅指令値を出力する電流振幅指令発生器２１５
との出力を、乗算器９１３で乗算することにより、イン
バータ出力電流指令値ＩT*を求める。このインバータ出
力電流指令ＩT*を、インバータは商用電源と並列運転し
つつ商用電源側に流すことにより、電力を商用電源に回
生する。

【０１２４】このような構成にすることにより、どのよ
うな負荷でも模擬することができ、その電力を商用電源
側に回生することができるため、試験等で消費させる電
力を低減させることができる。

【０１２５】実施例１８ 図２２にこの発明の実施例を示す。図２２において、図
６と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。上記実施例４と異なるのは、インバータ出力
電流を模擬するため、コンデンサ電流ＩC を検出する電
流検出器７１５と加減算器８８１を追加し、インバータ
出力電流ＩT を検出する電流検出器を削減した点であ
り、その他は実施例４と同様である。

【０１２６】図２２において、インバータ１はインバー
タ素子の過電流で素子が破壊されるのを防止するため、
インバータ電流ＩA を監視し素子が許容できる電流以上
流れようとしたときに、インバータのゲートを遮断させ
るような保護回路２８１を設けているのが一般的であ
り、そのためインバータ電流ＩA を検出する電流検出器
７１４がついている場合が多い。

【０１２７】このようにインバータ電流ＩA を検出する
電流検出器７１４がある場合、インバータ出力電流ＩT
を次のように模擬できる。インバータ出力電流ＩT は、 ＩT ＝ＩA −ＩC （１５） である。

【０１２８】そこで電流検出器７１４で検出されたイン
バータ電流ＩA から、電流検出器７１５で検出されたコ
ンデンサ電流ＩC を、加減算器８８１で減算することに
より、インバータ出力電流ＩT を模擬することがでる。
この模擬したインバータ出力電流ＩT を用いて、インバ
ータ１と商用電源４ｂとの並列運転時の横流制御に用い
ればよい。

【０１２９】このような構成にすることにより、コンデ
ンサに流れる電流はインバータ出力電流よりかなり少な
いため、電流検出器の定格を下げることができる。この
ためインバータ出力電流の検出回路を、安価に構成する
ことができる。

【０１３０】実施例１９ 図２３にこの発明の実施例を示す。図２３において、図
２２と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。上記実施例１８と異なるのは、インバータ
出力電流を模擬するため、コンデンサ電流ＩC を模擬す
る回路を追加し、コンデンサ電流ＩC を検出する電流検
出器を削減した点であり、その他は実施例１８と同様で
ある。

【０１３１】図２３において、コンデンサ３に流れるコ
ンデンサ電流ＩC は、コンデンサに流れるべき電流とし
て、正弦波電圧指令ＶC*より９０度進んだ正弦波電流基
準をコンデンサ３の容量に応じて発生するよう、カウン
タ２１１の出力である位相φよりｃｏｓφを出力する関
数発生器２１３と、出力電圧振幅指令を出力する加減算
器８３１の出力にコンデンサ３の容量に応じた値ｗＣと
を、係数器２１４で乗じて求めたものを、乗算器９１２
で乗算することにより求めらる。

【０１３２】そこで電流検出器７１４で検出されたイン
バータ電流ＩA から、乗算器９１２の出力であるコンデ
ンサ模擬電流ＩC*を、加減算器８８１で減算することに
より、インバータ出力電流ＩT を模擬することがでる。
この模擬したインバータ出力電流を用いて、インバータ
１と商用電源４ｂとの並列運転時の横流制御に用いれば
よい。

【０１３３】このような構成にすることにより、コンデ
ンサに流れる電流を模擬することによりコンデンサ電流
検出器を削減することができる。

【０１３４】実施例２０ 図２４にこの発明の実施例を示す。図２４において、図
２３と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。上記実施例１９と異なるのは、コンデンサ
電流ＩC を模擬する手段をインバータ出力電圧ＶC より
行うようにした点であり、その他は実施例１９と同様で
ある。

【０１３５】図２４において、コンデンサ３に流れるコ
ンデンサ電流ＩC と、インバータ出力電圧ＶC との関係
は次式となる。 ＩC = Ｓ×Ｃ×ＶC （１６） （Ｓ＝ｄ／ｄｔ 微分演算子、Ｃ＝コンデンサ容量）

【０１３６】上式より、電圧検出器７０１で検出された
インバータ出力電圧ＶC を、微分器２８２を介して求め
られるコンデンサ模擬電流ＩC*を、加減算器８８１で減
算することにより、インバータ出力電流ＩT を模擬する
ことがでる。この模擬したインバータ出力電流を用い
て、インバータ１と商用電源４ｂとの並列運転時の横流
制御に用いればよい。

【０１３７】このような構成にすることにより、コンデ
ンサに流れる電流を模擬する回路構成を簡単にすること
ができる。

【０１３８】実施例２１． 実施例１〜実施例１３は、インバータ１から商用電源４
ｂへの切り換えについて説明したが、逆方向の切り換
え、即ち商用電源４ｂからインバータ１への切り換えを
行う場合には、上記動作を逆に行うことにより安定に行
うことができる。

【０１３９】実施例２２． 実施例２または実施例３（インバータ電圧と商用電源側
電圧の合致）に用いた技術は、実施例４〜６（緩やかな
負荷移行等）、実施例７〜９（仮想インピーダンスの可
変、リミッタ付加、リミッタによる警報）、実施例１
０，１１（マイナーループで電流制御）、実施例１２，
１３（横流分の有効分、無効分による制御）、実施例１
４〜１７（インバータ出力電流の回生）に適用すること
ができる。

【０１４０】また、実施例４〜６（緩やかな負荷移行
等）に用いた技術は、実施例７〜９（仮想インピーダン
スの可変、リミッタ付加、リミッタによる警報）、実施
例１０，１１（マイナーループで電流制御）、実施例１
２，１３（横流分の有効分、無効分による制御）、実施
例１４〜１７（インバータ出力電流の回生）に適用する
ことができる。

【０１４１】また、実施例７〜９（仮想インピーダンス
の可変、リミッタ付加、リミッタによる警報）に用いた
技術は、実施例１０，１１（マイナーループで電流制
御）、実施例１２，１３（横流分の有効分、無効分によ
る制御）、実施例１４〜１７（インバータ出力電流の回
生）に適用することができる。

【０１４２】また、実施例１０，１１（マイナーループ
で電流制御）に用いた技術は、実施例１２，１３（横流
分の有効分、無効分による制御）、実施例１４〜１７
（インバータ出力電流の回生）に適用することができ
る。

【０１４３】また、実施例１２，１３（横流分の有効
分、無効分による制御）に用いた技術は、実施例１４〜
１７（インバータ出力電流の回生）に適用することがで
きる。

【０１４４】また、実施例１８〜実施例２０（ＩT 検出
をコンデンサ電流で模擬）に用いた技術は、実施例１〜
実施例１７に適用することができる。

【０１４５】実施例２３． 実施例１〜実施例２０に示した原理を実現するには、ア
ナログ演算増巾器等を用いたディスクリート回路でもよ
いし、マイクロプロセッサやディジタルシグナルプロセ
ッサによるディジタル制御でソフトウェア処理により実
現することもできる。

【０１４６】実施例１〜実施例２０に示した商用電源
は、例えばインバータや発電機等の他の交流電源でも勿
論よい。

【０１４７】（１）以上のようにこの発明によれば、制
御の応答速度を向上させると共に、簡単、安価な構成で
並列運転状態においてインバータ出力電圧と他の交流電
源の出力電圧とを徐々に合わせるようにしたので、負荷
に急激な電圧変動を与えないようにすることができる。

【０１４８】

【０１４９】

【０１５０】

【０１５１】

【０１５２】

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図２】 この発明に用いるインバータの主回路の一例
を示す回路図である。

【図３】 図１の動作を説明する機能ブロック図であ
る。

【図４】 この発明の実施例２によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図５】 この発明の実施例３によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図６】 この発明の実施例４によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図７】 この発明の実施例５によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図８】 この発明の実施例６によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図９】 この発明の実施例７によるインバータの同期
切り換え回路を示す回路図である。

【図１０】 この発明の実施例８によるインバータの同
期切り換え回路を示す回路図である。

【図１１】 この発明の実施例９によるインバータの同
期切り換え回路を示す回路図である。

【図１２】 この発明の実施例１０によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図１３】 この発明の実施例１１によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図１４】 この発明の実施例１２によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図１５】 この発明の実施例１２を説明するベクトル
図である。

【図１６】 この発明の実施例１２を説明するベクトル
図である。

【図１７】 この発明の実施例１３によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図１８】 この発明の実施例１４によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図１９】 この発明の実施例１５によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２０】 この発明の実施例１６によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２１】 この発明の実施例１７によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２２】 この発明の実施例１８によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２３】 この発明の実施例１９によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２４】 この発明の実施例２０によるインバータの
同期切り換え回路を示す回路図である。

【図２５】 従来のインバータの同期切り換え回路を示
す回路図である。

【符号の説明】

１ インバータ主回路、２ リアクトル、３ コンデン
サ、４ａ 直流電源、４ｂ 商用電源、５ 負荷、６
ａ，６ｂ 給電用開閉器、４１ａ 直流電源、２０１
瞬時電圧制御増幅器、２０２ ＰＷＭ変調回路、２０３
瞬時電流制御増幅器、２０４ リミッタ回路、２１１
カウンタ、２１２，２１３ 関数発生器、２１４ 係
数器、２１５ 電流振幅指令発生器、２２１ 出力周波
数設定器、２２２ 位相比較部、２２３ 電圧制御発振
器、２３１ 出力電圧振幅指令発生器、可変係数器２３
３、２３４ 平均振幅値検出器、２３５ 平均振幅値検
出器、２４１ 横流制限用仮想インピーダンス回路、２
４２ 可変仮想出力インピーダンス、２４３，２４４
リミッタ、２４５ 警報器、２５１ 可変係数器、２５
２ 係数器、２６１ 電力演算器、２６２ 無効電力制
御増幅器、２６３ 有効電力制御増幅器、２８１ 保護
回路、２８２ 微分器、２９５ 切り換え制御部、３３
２，３４１ スイッチ、３５１，３５２ 切り換えスイ
ッチ、３６１，３６２ スイッチ、４２１ トラック／
ホールド回路、７０１、７０２ 電圧検出器、７１１，
７１２，７１３，７１４ 電流検出器、８０１，８０
２，８３１，８３２，８３３，８４１，８５１，加減算
器、８５２，８６２，８８１ 加減算器、９１１，９１
２，９１３ 乗算器、

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−328638（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−217822（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−148675（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−260665（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00 H02M 7/48

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 瞬時電圧制御形インバータと他の交流電
   源との間で負荷の切り換えを同期して行うインバータの
   同期切り換え回路であって、上記インバータおよび他の
   交流電源のいずれか一方の電源から負荷電流を供給して
   いる状態から並列運転状態にして他方の電源へ負荷を移
   行する場合、上記インバータと上記他の交流電源相互間
   に流れる横流分を検出して、この横流分により仮想イン
   ピーダンスＺを介して上記インバータの電圧指令値を制
   御するようにしたものにおいて、上記並列運転状態にな
   ったときの負荷電流ＩＬを可変係数器により変化させた
   インバータの分担電流指令ＩＴ＊と、上記インバータの
   出力電流ＩＴとの差を上記横流分として検出すると共
   に、上記可変係数器の係数Ｎを０〜１に、または、１〜
   ０に時間に対し徐々に変化させたことを特徴とするイン
   バータの同期切り換え回路。
2. 【請求項２】 請求項１において、上記インバータの出
   力側に交流フイルタが挿入されており、上記インバータ
   の出力電流ＩＴを、上記交流フイルタ通過前のインバー
   タ出力電流と、上記交流フイルタのコンデンサに流れる
   電流との差から求めたことを特徴とするインバータの同
   期切り換え回路。
3. 【請求項３】請求項２において、上記交流フイルタのコ
   ンデンサに流れる電流を、前記瞬時電圧制御形インバー
   タの出力周波数を制御する電圧制御発振器から導出され
   た上記コンデンサ電流と同相の信号と、上記インバータ
   の出力電圧振幅指令発生器から導出された上記コンデン
   サの容量に応じた信号とから求めることを特徴とするイ
   ンバータの同期切り換え回路。
4. 【請求項４】 請求項２において、上記交流フイルタの
   コンデンサに流れる電流を、上記交流フイルタ通過後の
   上記インバータの出力電圧の微分値から求めたことを特
   徴とするインバータの同期切り換え回路。
5. 【請求項５】 瞬時電圧制御形インバータと他の交流電
   源との間で負荷の切り換えを同期して行うインバータの
   同期切り換え回路であって、上記インバータおよび他の
   交流電源のいずれか一方の電源から負荷電流を供給して
   いる状態から並列運転状態にして他方の電源へ負荷を移
   行する場合、上記インバータと上記他の交流電源相互間
   に流れる横流分を検出して、この横流分により仮想イン
   ピーダンスＺを介して上記インバータの電圧指令値を制
   御するようにしたものにおいて、上記並列運転状態にな
   ったときの上記インバータ出力電流ＩＴを横流分とする
   と共に、上記仮想インピーダンスＺを時間に対し徐々に
   変化させたことを特徴とするインバータの同期切り換え
   回路。
6. 【請求項６】 請求項５において、上記仮想インピーダ
   ンスＺの出力側に上記仮想インピーダンスＺによる横流
   絞込みを制限するリミッタを設けたことを特徴とするイ
   ンバータの同期切り換え回路。
7. 【請求項７】 請求項６において、仮想インピーダンス
   Ｚの出力が上記リミッタのリミッタ値を超えると警報信
   号を送出する警報手段を設けたことを特徴とするインバ
   ータの同期切り換え回路。