JPH09285199A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 速度検出器を使用せずに任意にかつ、高精度
に誘導電動機の速度制御を行なう速度センサレスベクト
ル制御を、マイクロプロセッサ等を用いたシステムに好
適なアルゴリズムによって実現し、安価で信頼性の高い
誘導電動機の制御装置を提供する。 【解決手段】 ３相２相変換手段１６によってモータ電
流の瞬時値からモータ内部トルク電流ｉ1qを直流量とし
て検出し、このｉ1qからすべり周波数を推定し、このす
べり周波数推定値からモータ２８の回転速度の推定値を
得る。このようにして得られた回転速度の推定値の誤差
を励磁電流同相電圧指令を増幅して得た速度推定値の補
償値により補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動
などに利用され、誘導電動機の回転速度を制御する誘導
電動機の制御装置に関し、特に速度検出器を必要とせず
に速度制御を行なう誘導電動機の制御装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】近年、工作機械の主軸駆動などの用途に
おいて直流電動機に代わって構造が簡単かつ堅牢でブラ
シ交換の不要な誘導電動機が多く用いられており、誘導
電動機に取付けられた速度検出器を用いてすべり周波数
型ベクトル制御と呼ばれる制御方式によって速度制御を
行なう制御装置が多く用いられる傾向にある。しかしな
がら、この方式においては速度検出器が必要であるため
システム全体の価格が高く、また速度検出器の信頼性の
点で課題を有している。一方、誘導電動機の制御方式と
して近年、速度検出器を使用せずに任意にかつ、高精度
に誘導電動機の速度制御を行なう速度センサレスベクト
ル制御なる制御方式が考案され、実用化されている。こ
のような速度センサレスベクトル制御方式の従来技術に
よる制御装置のブロック図の一例を図５に示す。

【０００３】この従来の速度センサレスベクトル制御に
よる誘導電動機の制御装置の動作を以下に簡単に説明す
る。この制御装置に対する外部からの指令は速度指令ω
m*、磁束密度指令φ* が与えられている。この速度指令
ωm*は誤差増幅器２５の出力した速度推定値ωm ＾を第
２の減算器１で減算して、さらに第２の誤差増幅器であ
る速度誤差アンプ２で増幅してトルク電流指令ｉq*とな
る。また磁束密度指令φ* は磁束−ｉq 演算器２９の出
力した磁束検出値φd と減算器３０によって減算され、
さらに誤差増幅器３１によって励磁電流指令ｉd*として
出力されている。トルク電流指令ｉq*と励磁電流指令ｉ
d*はそれぞれ直流量であるが２相３相変換器３によって
周波数ωの交流に変換およびベクトル合成され、モータ
電流指令ｉu*、ｉv*、ｉw*となる。前記周波数ωはモー
タ電流の角周波数であり、除算器１７および変換器１８
の出力したすべり周波数指令値を加算器２１で前記の速
度推定値ωm ＾に対して加算したものである。ここで速
度推定値ωm ＾は、トルク電流指令ｉq*と磁束−ｉq 演
算器２９によって出力されたトルク電流検出値ｉqとの
誤差を減算器１３にて減算したものを誤差増幅器２５で
増幅したものであり、速度推定値ωm ＾を介して実際の
モータ内部のトルク電流が正しく流れるようにモータ電
流の角周波数ωを操作することによって結果的にモータ
の回転速度が推定できるというものである。電流制御器
３２は電流検出器４ａ、４ｂ、４ｃの検出したモータ電
流ｉu 、ｉv 、ｉw が上述したモータ電流指令ｉu*、ｉ
v*、ｉw*に等しくなるようフィードバック制御をおこな
っている。前記電流制御器３２はインバータ２６をベク
トル制御し、直流電源２７の直流電力を交流に変換しな
がら誘導電動機２８を駆動している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来の速度センサレス
ベクトル制御による誘導電動機の制御装置においては、
以下に示すような課題を有している。その第１は電流制
御器３２においてモータ電流瞬時値のフィードバック制
御をおこなっていることであり、モータ電流が比較的高
い周波数である場合にはこのフィードバック制御は高い
応答性を要求されるため、マイクロプロセッサ等を用い
て構成されるシステムにおいては、このフィードバック
制御に係わる処理負担が大きくなりシステム全体の機能
を阻害してしまう。また、このフィードバック制御部分
をアナログ回路によって構成する場合は制御装置の回路
が複雑となり、部品点数が多くなるため制御装置の価
格、信頼性の点で課題が生じる。また第２の課題は磁束
−ｉq 演算器２９における演算において、モータ端子電
圧の検出値が必要であることであり、また、その演算が
非常に複雑であることも課題と考えられる。本発明は上
記課題を解決するためになされたものであり、本発明は
マイクロプロセッサ等によって構成される制御装置に適
した簡単な演算処理によって速度センサレスベクトル制
御を実現し、安価で信頼性の高い誘導電動機の制御装置
の提供を目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、速度指
令ωm*と磁束密度指令φ* 入力とし、モータ電流角周波
数ωを入力としてsin ωｔ信号およびcos ωｔ信号を出
力する２相正弦波発生手段（２２）と、前記sin ωｔ信
号とcos ωｔ信号およびモータ電流の瞬時値ｉu 、ｉv
、ｉwを入力として励磁電流検出値idおよびトルク電流
検出値iqを出力する３相２相変換手段（１６）と、励磁
電流同相電圧指令ed* とトルク電流同相電圧指令eq* お
よび前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信号を入力としてモー
タに印加する各相電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*を出力する
２相３相変換手段（３）と、前記磁束密度指令φ* をも
とにして得た励磁電流指令id* と前記励磁電流検出値id
を減算して励磁電流誤差を出力する第１の減算器（８）
と、前記励磁電流誤差を入力としてモータに印加する前
記励磁電流同相電圧指令ed* を出力する第１の誤差増幅
手段（９）と、前記速度指令ωm*と速度推定値ωm ＾と
を減算して速度誤差を出力する第２の減算器（１）と、
前記速度誤差を入力としてトルク電流指令iq* を出力す
る第２の誤差増幅手段（２）と、前記トルク電流指令iq
* と前記トルク電流検出値iqを減算してトルク電流誤差
を出力する第３の減算器（５）と、前記トルク電流誤差
を入力としてモータに印加する前記トルク電流同相電圧
指令eq* を出力する第３の誤差増幅手段（１２）と、前
記励磁電流同相電圧指令ed* を入力として速度推定補償
値を出力する第４の誤差増幅手段（２３）と、前記トル
ク電流検出値iqを前記磁束密度指令φ* で除算し、さら
にモータ２次抵抗r2に相当する係数を乗じることによっ
てすべり周波数推定値ωs ＾を出力するすべり周波数推
定手段（６、７）と、前記モータ電流角周波数ωから前
記速度推定補償値を減算し、さらに前記すべり周波数推
定値ωs ＾を減算することによって前記速度推定値ωm
＾を出力する速度推定手段（１９、２０）とを備える。
さらに、速度推定補償値を出力する第４の誤差増幅手段
（２３）は前記励磁電流同相電圧指令を増幅して得た比
例成分と前記励磁電流同相電圧指令の微分値を増幅して
得た微分成分とを加算することによって前記速度推定補
償値を出力することもできる。

【０００６】本発明による誘導電動機の制御装置におい
ては、３相２相変換手段によってモータ電流の瞬時値ｉ
u 、ｉv 、ｉw からモータ内部の励磁電流ｉd およびト
ルク電流ｉ1qを直流量として検出している。トルク電流
ｉ1qはモータ電流角周波数ωとモータの回転速度との
差、すなわちすべり周波数に比例しているので、このｉ
1qからすべり周波数を推定することができ、このすべり
周波数推定値をモータ電流角周波数ωから減算すること
によってモータの回転速度の推定値を得ることができ
る。また、このようにして得られた回転速度の推定値に
誤差がある場合にはモータ内部の実際の励磁電流に誤差
を生じるため、結果として励磁電流誤差を増幅した励磁
電流同相電圧指令に変化が発生する。そこで、この励磁
電流同相電圧指令を増幅して速度推定値の補償値を得る
ことができる。この速度推定補償値とすべり周波数推定
値を用いる結果、モータの回転速度の推定値を精度よく
得ることができる。

【０００７】

【実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の制御装
置の実施形態のブロック図である。図５に示す従来の誘
導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示して
あり、その説明は重複するので省略する。図中の３相２
相変換器１６はモータ電流の瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉw と
２相正弦波発生器２２の出力したsin ωｔ信号およびco
s ωｔ信号とから以下の演算によって励磁電流検出値ｉ
1dおよびトルク電流検出値ｉ1qを演算している。なお、
実際の制御装置においてモータの２次側の電圧、電流は
操作量として存在することはありえないことから、すべ
ての操作量は１次側の電圧、電流であり、図中ではｉ1d
をｉd 、ｉ1qをｉq と略記している。

【数１】 ｉ1d＝ｉu ・ sinωｔ＋ｉv ・ sin( ωｔ−120 °) ＋ｉw ・ sin( ωｔ＋12 0 °) ・・・（１）

【数２】 ｉ1q＝ｉu ・ cosωｔ＋ｉv ・ cos( ωｔ−120 °) ＋ｉw ・ cos( ωｔ＋12 0 °) ・・・（２） これら（１）、（２）式の意味について説明する。sin
ωｔ信号およびcos ωｔ信号は後述する２相３相変換器
３がモータ端子電圧指令の演算に使用するものと同じで
あって、sin ωｔ信号の位相を位相基準信号として３相
のモータ電流を直交する２軸座標に投影するものであ
る。このようにして得られたｉ1d、ｉ1qを用いて誘導電
動機の電圧、電流の関係を以下に説明する。誘導電動機
の等価回路を図２に示す。図中のＥ1 、Ｉ1 、Ｉ2 はそ
れぞれ、１次端子電圧、１次巻線電流、２次巻線電流を
表したものであり、交流量である。これらの各電流、電
圧は（１）、（２）式によって得られたｉ1d、ｉ1qを用
いて以下のように表記できる。

【数３】 Ｉ1 ＝ｉ1d・ sinωｔ＋ｉ1q・ cosωｔ ・・・（３）

【数４】 Ｉ2 ＝ｉ2d・ sinωｔ＋ｉ2q・ cosωｔ ・・・（４）

【数５】 Ｅ1 ＝ｅ1d・ sinωｔ＋ｅ1q・ cosωｔ ・・・（５）

【０００８】ここでωはモータ電流の角周波数であるか
ら、ｉ1d、ｉ1q、ｉ2d、ｉ2q、ｅ1d、ｅ1qの各値は直流
量すなわちスカラ量である。なお、この直交する座標軸
をそれぞれｄ軸、ｑ軸と称する。上記ｉ1d〜ｅ1qを用い
て図２の等価回路の電圧、電流を表すと次式を得る。た
だしｐは微分演算子(d/dt)である。

【数６】 ｅ1d＝ｒ1 ・ｉ1d＋ｐ(Lσ＋Ｍ) ｉ1d−ω(Lσ＋Ｍ) ｉ1q −ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ω・Ｍ・ｉ2q ・・・（６）

【数７】 ｅ1q＝ω(Lσ＋Ｍ) ｉ1d＋ｒ1 ・ｉ1q＋ｐ(Lσ＋Ｍ) ｉ1q −ω・Ｍ・ｉ2d−ｐ・Ｍ・ｉ2q ・・・（７）

【０００９】次に２次回路について考える。図２の等価
回路は２次回路の電圧、電流を考えるにあたって不適当
であり、代わりに図３のような等価回路を考える。この
図から、誘導電動機はロ−タが１次電圧の角周波数ωに
対してωs ＝ｓ・ ωというすべり周波数を持って回転す
ることによって速度起電力のみ１：ｓの比率で伝達する
変圧器として考えることができる。このように考えて２
次回路の電圧方程式は次のように表すことができる。

【数８】 ｒ2 ・ｉ2d＋ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ｓ・ω・Ｍ( ｉ1q−ｉ2q) −ｐ・Ｍ・ｉ1d＝０ ・・・（８）

【数９】 ｒ2 ・ｉ2q＋ｐ・Ｍ・ｉ2q−ｓ・ω・Ｍ( ｉ1d−ｉ2d) −ｐ・Ｍ・ｉ1q＝０ ・・・（９） ここで、この座標軸の回転位置について誘導電動機内部
の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると
仮定すると磁束ベクトルΦは次のように表される。

【数１０】 Φ＝φ・ sinωｔ ( ただしφはスカラ量) ・・・（１０）

【数１１】 φ＝Ｍ・ｉ1d−Ｍ・ｉ2d ・・・（１１） すなわち図２の等価回路において励磁インダクタンスＭ
に流れる励磁電流ｉm は（１２）式のように表され、ま
た、ｑ軸成分の電流が励磁電流ｉm には関与しないこと
から、ｑ軸成分について（１３）式を得る。

【数１２】ｉm ＝ｉ1d−ｉ2d ・・・（１２）

【数１３】ｉ1q＝ｉ2q ・・・（１３） これら（１２）、（１３）式を（９）式に代入すること
によって（１４）式を得られ、さらにこれを変形して
（１５）式を得る。

【数１４】 ｒ2 ・ｉ1q＝ｓ・ω・Ｍ・ｉm ・・・（１４）

【数１５】 ωs ＝ｒ2 ・ｉ1q／( Ｍ・ｉm) ・・・（１５） 上記のように誘導電動機内部の磁束ベクトルΦの位置と
ｄ軸の位置が一致していると仮定すると、（１５）式か
らすべり周波数ωs はｉ1qに比例していることがわか
り、ｉ1qを検出することによってすべり周波数ωs を検
出できることがわかる。ここで（１５）式の分母つまり
Ｍ・ｉm はモータの磁束密度である。そこで図１の本発
明の実施形態においては３相２相変換器１６の出力した
ｉ1qを除算器６で磁束密度指令φ* で除算したのち変換
器７で２次抵抗r2を乗じてすべり周波数の推定値ωs ＾
を得ている。

【００１０】次に（６）、（７）式に基づいてモータの
１次電流ｉ1d、ｉ1qを制御する制御系を考える。まず、
（６）式に（１２）、（１３）式を代入すると（１６）
式を得る。

【数１６】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐ・Ｌσ) ｉ1d−ω・Ｌσ・ｉ1q＋ｐ・Ｍ・ｉm ・・・（１６） この式のうち第３項はｉm の変化が十分に緩やかである
ことから無視できる。よって次の（１７）式を得る。

【数１７】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐ・Ｌσ) ｉ1d−ω・Ｌσｉ1q ・・・（１７） 今、ｉ1dを所望の指令値ｉ1d* に等しくするという制御
系を考えたとき、ｉ1d* とｉ1dとの誤差Δｉ1d( ＝ｉ1d
* −ｉ1d) をもとに次の（１８）式のようにｄ軸電圧指
令ｅ1d* を出力する制御系を考えることができる。

【数１８】 ｅ1d* ＝Ｇd ・Δｉ1d−ω・Ｌσ・ｉ1q* ・・・（１８） なお、Ｇd は比例積分アンプなどを用いた増幅率であり
十分に大きな値である。また第２項は後述するようにｉ
1qをｉ1dとは独立して制御することから、ｑ軸からの干
渉項としてフィ−ドフォワ−ド的に加算される。図１の
本発明の実施形態においてはこの（１８）式に基づいて
第１の減算器８にてΔｉ1d( ＝ｉ1d* −ｉ1d) を求め、
第１の誤差増幅手段であるｄ軸電流誤差アンプ９によっ
て第１項を得ている。また変換器１０によってｉ1q* に
L σを乗算し、さらに乗算器１１によってωを乗算する
ことによって第２項を得ている。

【００１１】同様に（７）式に（１２）、（１３）式を
代入すると（１９）式を得る。

【数１９】 ｅ1q＝ω・Ｌσ・ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐ・Ｌσ) ｉ1q＋ω・Ｍ・ｉm ・・・（１９） 上記と同様にｉ1qを指令値ｉ1q* に等しく制御するとい
う系を考えるとき、（１９）式より次の（２０）式のよ
うな制御系を考えることができる。なおＧq はＧd と同
様に十分に大きな値であり、またｉ1d＝一定という仮定
のもとではｉm はｉ1dに等しいのでｉm をｉ1d* に置き
換えている。

【数２０】 ｅ1q* ＝Ｇq ・Δｉ1q＋ω(Lσ＋Ｍ) ｉ1d* ・・・（２０） 図１の本発明の実施形態においては第３の減算器５にて
Δｉ1q( ＝ｉ1q* −ｉ1q) を求め、ｑ軸電流誤差アンプ
１２によって増幅率Ｇq の増幅を行い、（２０）式の第
１項を得ている。また変換器１４と乗算器１５によって
第２項を得ている。

【００１２】上述した（１８）、（２０）式に従って誘
導電動機の１次巻線に印加されるｄ軸電圧すなわち励磁
電流同相電圧の指令値、およびｑ軸電圧すなわちトルク
電流同相電圧の指令値が決定される。これら指令値は２
相３相変換器３によって以下の変換が行なわれ、誘導電
動機の１次巻線に印加される３相交流電圧の指令値ｅu
*、ｅv*、ｅw*となる。

【数２１】 ｅu*＝ｅ1d* ・ sinωｔ＋ｅ1q* ・ cosωｔ ・・・（２１）

【数２２】 ｅv*＝ｅ1d* ・ sin( ωｔ−120 °) ＋ｅ1q* ・ cos( ωｔ−120 °) ＝( −ｅ1d* ／２＋√３／２・ｅ1q*)sin ωｔ ＋( −√３／２・ｅ1d* −ｅ1q* ／２)cosωｔ ・・・（２２）

【数２３】 ｅw*＝ｅ1d* ・ sin( ωｔ＋120 °) ＋ｅ1q* ・ cos( ωｔ＋120 °) ＝( −ｅ1d* ／２−√３／２・ｅ1q*)sin ωｔ ＋( √３／２・ｅ1d* −ｅ1q* ／２)cosωｔ ・・・（２３） インバータ２６はこれらの指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*に相
当する電圧を誘導電動機２８に印加することによって１
次電流ｉ1d、ｉ1qはそれぞれ所望の値に制御することが
可能となる。

【００１３】上記（１８）、（２０）式は１次電流ｉ1
d、ｉ1qを１次電圧を操作することによって任意に制御
できることを示すものであるが、前提条件として（１
２）、（１３）式が成り立つ必要があり、そのためには
誘導電動機内部の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が
一致している必要がある。また、もし一致していなけれ
ば（１５）式によってすべり周波数の推定を行なうこと
も不可能であり、その結果、目的とするモータ速度推定
ができず、速度制御を実現することができない。そこで
誘導電動機内部の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置と
が、誤差を生じた場合にｄ軸電流誤差アンプ９の出力に
どのような影響があるかを考える。まず、図４（ａ）は
磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置とが一致している場
合の誘導電動機の電流、電圧を表すベクトル図であり、
図４（ｂ）はΦの位置とｄ軸の位置とがθだけずれてい
る場合のベクトル図である。このときθが十分に小さい
と仮定すると、内部磁束はすべてｉ1dによって発生して
いると考えることができ、この磁束によって発生する速
度誘起電圧ベクトルＥm は次のように表すことができ
る。

【数２４】 Ｅm ＝ｅmd＋ｊ・ｅmq ＝ω・Ｍ・ｉ1d（sin θ＋ｊ・ cosθ） ・・・・（２４） θは十分に小さいと仮定しているので（２４）式中のco
s θはほぼ１に等しく、またsin θはほぼθに等しいと
近似することができ、ｄ軸成分、ｑ軸成分はそれぞれ次
式のように表される。

【数２５】ｅmq＝ω・Ｍ・ｉ1d ・・・・（２５）

【数２６】ｅmd＝ω・Ｍ・ｉ1d・θ ・・・・（２６） この（２５）式に表される電圧は予め想定された速度誘
起電圧そのものであり、よって速度誘起電圧のｑ軸成分
ｅmqには磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置とのずれθ
は大きな影響を与えないことがわかる。しかし一方、
（２６）式に表されるｄ軸成分ｅmdはΦの位置とｄ軸の
位置とのずれがない場合は発生しないものであるが、ず
れによってθに比例した電圧が発生することがわかる。

【００１４】（２６）式に表されるｄ軸成分ｅmdは図１
の制御装置においてはｄ軸電流誤差アンプ９の出力に発
生する。したがって本発明においてはｄ軸電流誤差アン
プ９の出力を誤差アンプ２３によって増幅し、速度推定
補償値を得ている。この速度推定補償値は減算器２０に
よって補償され、常にｄ軸電流誤差アンプ９の出力が０
になるよう速度推定値ωm ＾が保たれることによって前
記の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置とのずれを修正
するよう動作する。ただしｄ軸電流誤差アンプ９の出力
には通常、インバータ２６のデッドタイムに起因する直
流電圧成分が発生しており、誤差アンプ２３においては
増幅率を十分に大きくすることは困難が伴う。そこで本
発明の実施形態において、誤差アンプ２３の内部構成は
入力をそのまま増幅するいわゆるＰアンプと、入力の微
分量を増幅するいわゆるＤアンプを組み合わせて使用し
ている。なお、速度推定値ωm ＾は減算器１９によって
モータの電流角周波数ωから上述したすべり周波数の推
定値ωs ＾を減算して得ている。またモータの電流角周
波数ωは減算器２０によって補償された速度推定値ωm
＾に対して、加算器２１ですべり周波数の指令値ωs*を
加算し得ている。このすべり周波数の指令値ωs*はトル
ク電流指令値ｉq*を除算器１７にて磁束密度指令φ* で
除算し、変換器１８にてモータの２次抵抗ｒ2 を乗算し
て算出したものである。

【００１５】

【発明の効果】以上の本発明によれば、速度検出器を使
用せずに任意にかつ、高精度に誘導電動機の速度制御を
行なう速度センサレスベクトル制御を、モータ電流の制
御を含めてマイクロプロセッサ等を用いたシステムに好
適なアルゴリズムによって実現することができ、安価で
信頼性の高い誘導電動機の制御装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による誘導電動機の制御装置の一実施
例のブロック図である。

【図２】 誘導電動機の等価回路図である。

【図３】 誘導電動機の等価回路図である。

【図４】 誘導電動機の電流、電圧を表すベクトル図で
ある。

【図５】 従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の
一例である。

【符号の説明】

１ 第２の減算器、２ 第２の誤差増幅器、３ ２相３
相変換器、４ 電流検出器、５ 第３の減算器、６ 除
算器、７ 変換器、８ 第１の減算器、９ 第１の誤差
増幅器、１０ 変換器、１１ 乗算器、１２ 第３の誤
差増幅器、１３減算器、１４ 変換器、１５ 乗算器、
１６ ３相２相変換器、１７ 除算器、１８ 変換器、
１９ 減算器、２０ 減算器、２１ 加算器、２２ ２
相正弦波発生器、２３ 第４の誤差増幅器、２４ 変換
器、２５ 誤差増幅器、２６インバータ、２７ 直流電
源、２８ モータ、２９ 磁束−ｉq 演算器、３０減算
器、３１ 誤差増幅器、３２ 電流制御器。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 速度指令ωm*と磁束密度指令φ* を入力
   とする誘導電動機の制御装置において、 モータ電流角周波数ωを入力としてsin ωｔ信号および
   cos ωｔ信号を出力する２相正弦波発生手段（２２）
   と、 前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信号およびモータ電流の瞬
   時値ｉu 、ｉv 、ｉwを入力として励磁電流検出値idお
   よびトルク電流検出値iqを出力する３相２相変換手段
   （１６）と、 励磁電流同相電圧指令ed* とトルク電流同相電圧指令eq
   * および前記sin ωｔ信号とcos ωｔ信号を入力として
   モータに印加する各相電圧指令ｅu*、ｅv*、ｅw*を出力
   する２相３相変換手段（３）と、 前記磁束密度指令φ* をもとにして得た励磁電流指令id
   * と前記励磁電流検出値idを減算して励磁電流誤差を出
   力する第１の減算器（８）と、 前記励磁電流誤差を入力としてモータに印加する前記励
   磁電流同相電圧指令ed* を出力する第１の誤差増幅手段
   （９）と、 前記速度指令ωm*と速度推定値ωm ＾とを減算して速度
   誤差を出力する第２の減算器（１）と、 前記速度誤差を入力としてトルク電流指令iq* を出力す
   る第２の誤差増幅手段（２）と、 前記トルク電流指令iq* と前記トルク電流検出値iqを減
   算してトルク電流誤差を出力する第３の減算器（５）
   と、 前記トルク電流誤差を入力としてモータに印加する前記
   トルク電流同相電圧指令eq* を出力する第３の誤差増幅
   手段（１２）と、 前記励磁電流同相電圧指令ed* を入力として速度推定補
   償値を出力する第４の誤差増幅手段（２３）と、 前記トルク電流検出値iqを前記磁束密度指令φ* で除算
   し、さらにモータ２次抵抗r2に相当する係数を乗じるこ
   とによってすべり周波数推定値ωs ＾を出力するすべり
   周波数推定手段（６、７）と、 前記モータ電流角周波数ωから前記速度推定補償値を減
   算し、さらに前記すべり周波数推定値ωs ＾を減算する
   ことによって前記速度推定値ωm ＾を出力する速度推定
   手段（１９、２０）とを備えることを特徴とする誘導電
   動機の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
   において、 速度推定補償値を出力する第４の誤差増幅手段（２３）
   は前記励磁電流同相電圧指令を増幅して得た比例成分と
   前記励磁電流同相電圧指令の微分値を増幅して得た微分
   成分とを加算することによって前記速度推定補償値を出
   力することを特徴とする誘導電動機の制御装置。