CN105978430A - 一种电机电阻自整定方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明具体涉及一种电机相电阻自整定方法，当电机启动时或低于预设速度运转时，运行以下步骤：通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q；计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；判断Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}；将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新硬件寄存器中的载波频率值；对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；计算电机相电阻R_s的阻值，以进行电机矢量控制。根据本发明的技术方案，能降低电机相电阻R_s阻值变化对电机性能的影响，保证电机启动时或低速带负载运行时也能稳定运转。

Description

一种电机电阻自整定方法及系统

技术领域

本发明涉及电机矢量控制技术领域，具体涉及一种电机电阻自整定方法及系统。

背景技术

电机带着大负载稳定启动，低速带动大负载稳定运行(在某些工况下电机的负载会超过电机额定转矩的2倍以上)，是电机矢量控制或其他控制如DTC控制的难点，也是衡量变频器性能的一个重要指标。

目前大多数变频控制器都不能够实现无传感器低速大负载工况下的稳定运行，为了解决这个问题，现有技术不得不从机械传动上做改进，例如在起重机和皮带运输机系统设计上做很多冗余设计，如将减速机的减速比增大来降低起重机起重时大负载启动的震动，提高电机的最低运行速度等。但这增加了机械系统的复杂度和设备的制造成本，而且电机带大负载启动造成的冲击会减少设备使用寿命，增加设备维护成本。

从矢量控制的角度来看，只要电机转子磁通矢量观测准确，那么无论高速低速，电机的输出转矩都能准确控制，电机也能跟随负载变化稳定运行，但是在矢量控制的实现上，由于电机参数的不准确度，变频控制器输出电压的不准确度，电机本身槽齿效应，变频器电流采样精度等各种因素，造成电机的磁通很难高精度计算出，尤其是在电机低速带动负载运行的情况下。

从电机的等效电路(参见附图2)和数学模型可以看出

——定子电压方程

——转子电压方程

其中，U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流，L_rσ为电机转子线圈的漏电感量，R_r为负载等效电阻。

电机低速带动负载运行时，影响电机输出电压的主要因素就是电机的相电阻R_s，而电机的相电阻R_s又会随着电机的使用环境、当前工况发生变化。如环境变化30℃，电机的相电阻阻值会变化10％左右，另外，电机的功率越大，电机的相电阻阻值越小，如一个300KW的电机，电机的相电阻的阻值范围为30～100mΩ，所以电机本身的相电阻阻值很难测得准确，而且在大电流运行时，由于铜损很高，电机绕组温度变化范围也很大，电阻阻值因此也变化较大，这就是电机低速带动负载运行不稳定的主要原因。

发明内容

有鉴于此，为了解决现有技术中电机相电阻阻值的变化对电机启动时或低速带负载运行时的影响，本发明提供一种电机相电阻自整定方法及系统。

为实现以上目的，本发明采用如下技术方案：

一种电机相电阻自整定方法，当电机启动时或低于预设速度运转时，运行以下步骤：

步骤S1、通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

步骤S2、对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

步骤S3、根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

步骤S4、判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

步骤S5、将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

步骤S6、对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

步骤S7、根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

步骤S8、将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

进一步地，步骤S7中的公式(1)由以下步骤推导得出：

步骤S71、根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)

可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

步骤S72、根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

步骤S73、将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1}(9)；

步骤S74、公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1}(10)

步骤S75、将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

进一步地，所述一阶滤波具体为根据公式u_{D_o_x}＝(1-a)*u_{o_x}+a*u_{o_xs}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_x}，其中，u_{o_xs}为u_{o_x}的采样值，x＝1或2，0≤a≤1。

优选地，a＝0.98。

优选地，所述一阶滤波的时间常数为100ms。

一种电机相电阻自整定系统，应用于电机启动时或低于预设速度运转时，包括：

读取单元，用于通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

坐标变换单元，用于对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

角度计算单元，用于根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

判断单元，用于判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

载波变换单元，用于将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

滤波单元，用于对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

阻值计算单元，用于根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

矢量控制单元，用于将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

优选地，所述阻值计算单元具体用于：

根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1}(9)；

根据公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1}(10)

将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

本发明采用以上技术方案，至少具备以下有益效果：

本发明提供的这种电机相电阻自整定方法及系统，通过在电机采样电流角度Ang∈(80°,110°)时，进行载波频率变换，以得到不同载波频率下的输出电压，并对不同频率下的输出电压进行滤波，根据滤波后的电压值进行相电阻R_s的阻值计算，并根据R_s的阻值对电机进行矢量控制，从而实现根据R_s的阻值变化自适应地对电机进行矢量控制，相比现有技术，能降低电机相电阻R_s阻值变化对电机性能的影响，保证电机启动时或低速带负载运行时也能稳定运转。

附图说明

图1为本发明背景技术提供的异步电机的T形等效电路的原理图；

图2为本发明一实施例提供的一种电机相电阻自整定方法的流程示意图。

图3为本发明另一实施例提供的一种电机相电阻自整定系统的示意框图。

具体实施方式

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

参见图2，本发明一实施例提供的一种电机相电阻自整定方法，当电机启动时或低于预设速度运转时，运行以下步骤：

步骤S1、通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

步骤S2、对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

步骤S3、根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

步骤S4、判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

步骤S5、将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

步骤S6、对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

步骤S7、根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

步骤S8、将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

需要说明的是，所述预设速度根据历史经验值进行设置。

由上述技术方案可知，本发明提供的这种电机相电阻自整定方法，通过在电机采样电流角度Ang∈(80°,110°)时，进行载波频率变换，以得到不同载波频率下的输出电压，并对不同频率下的输出电压进行滤波，根据滤波后的电压值进行相电阻R_s的阻值计算，并根据R_s的阻值对电机进行矢量控制，从而实现根据R_s的阻值变化自适应地对电机进行矢量控制，相比现有技术，能降低电机相电阻R_s阻值变化对电机性能的影响，保证电机启动时或低速带负载运行时也能稳定运转。

进一步地，步骤S7中的公式(1)由以下附图中未示出的步骤推导得出：

步骤S71、根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

步骤S72、根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

步骤S73、将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1}(9)；

步骤S74、公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1}(10)

步骤S75、将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

进一步地，所述一阶滤波具体为根据公式u_{D_o_x}＝(1-a)*u_{o_x}+a*u_{o_xs}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_x}，其中，u_{o_xs}为u_{o_x}的采样值，x＝1或2，0≤a≤1。

优选地，a＝0.98。a＝0.98为根据历史经验值进行设置，在该参数值下，一阶滤波效果最好。

优选地，所述一阶滤波的时间常数为100ms。

需要说明的是，上述步骤S72中的预设电流值和预设时间根据历史经验值进行设置。

上述步骤S72中电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，是根据如下的假设及验证过程推导出来的：

Δu_{D_1}和Δu_{D_2}是由于PWM死区、载波、电阻变化等因素造成的电压误差，从公式(4)可以看出，由于Δu_{D_1}和Δu_{D_2}的存在，相电阻R_s的阻值很难准确求出来，而且电机低速运行时Δu_{D_1}和Δu_{D_2}的值很高，比如在载波频率为2K时，PWM死区时间为6us时，PWM死区对电机输出电压的影响可以达到30V左右。

为了验证PWM死区、电阻变化因素造成的电压误差在变频器中的影响，进行如下假设1和假设2并提出解决方案：

假设1：电机采样电流I_D大于预设电流值时，PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比如2K载波下,例如：载波频率为2K时，Δu_{D_pwm1}＝30V；载波频率为4K时，Δu_{D_pwm2}＝60V。

假设2：在电流变化缓慢的情况下，影响电压变化的是温度造成的电阻阻值的漂移，相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数。

针对假设1和假设2，给出以下验证过程和解决方案：

1、因为电机运行在低速状态，所以可以对变频器的输出电压u_{o_1}和u_{o_2}进行滤波，将变频器的采样干扰和线路干扰消除；

2、由于I＝Asin(θ)，在电机电流I的角度时开始进行PWM变载波，变换后的载波频率f₁为当前载波频率f₀的1.5倍，因为这个时刻电流值大于预设电流值，上面的假设1的条件是成立的；故上述步骤S4中，将Ang的角度范围缩小在90度两侧Ang∈(80°,110°)进行判断。

3、因为电机是低速运行，所以变载波后进行一阶滤波的时间常数定在100ms，在这个时间常数下，因为电机是低速甚至是零速运行，而且电流选定的工作点是因此电流在预设时间内是基本不变的，上面的假设2的条件也是成立的。

参见图3，本发明还提出了一种电机相电阻自整定系统100，应用于电机启动时或低于预设速度运转时，包括：

读取单元101，用于通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

坐标变换单元102，用于对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

角度计算单元103，用于根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

判断单元104，用于判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

载波变换单元105，用于将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

滤波单元106，用于对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

阻值计算单元107，用于根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

矢量控制单元108，用于将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

优选地，所述阻值计算单元107具体用于：

根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1}(9)；

根据公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1}(10)

将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上作任何变化，凡是具有与本申请相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。术语“多个”指两个或两个以上，除非另有明确的限定。

Claims (10)

1.一种电机相电阻自整定方法，其特征在于，当电机启动时或低于预设速度运转时，运行以下步骤：

步骤S1、通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

步骤S2、对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

步骤S3、根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

步骤S4、判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

步骤S5、将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

步骤S6、对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

步骤S7、根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

步骤S8、将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

2.根据权利要求1所述的电机相电阻自整定方法，其特征在于，步骤S7中的公式(1)由以下步骤推导得出：

步骤S71、根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)

可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

步骤S72、根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

步骤S73、将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1} (9)；

步骤S74、公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1} (10)

步骤S75、将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

3.根据权利要求1所述的电机相电阻自整定方法，其特征在于，所述一阶滤波具体为根据公式u_{D_o_x}＝(1-a)*u_{o_x}+a*u_{o_xs}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_x}，其中，u_{o_xs}为u_{o_x}的采样值，x＝1或2，0≤a≤1。

4.根据权利要求3所述的电机相电阻自整定方法，其特征在于，a＝0.98。

5.根据权利要求3所述的电机相电阻自整定方法，其特征在于，所述一阶滤波的时间常数为100ms。

6.一种电机相电阻自整定系统，其特征在于，应用于电机启动时或低于预设速度运转时，包括：

读取单元，用于通过变频器控制电路分别从电机的U、V、W三相电中读取电机的采样电流I_u、I_v、I_w；

坐标变换单元，用于对采样电流I_u、I_v、I_w进行CLARK变换，得到静态两相DQ坐标下的采样电流I_D、I_Q，其中，I_D为D轴采样电流，I_Q为Q轴采样电流；

角度计算单元，用于根据公式Ang＝arctan(I_D,I_Q)，计算采样电流I_D和I_Q之间的角度Ang；

判断单元，用于判断所述角度Ang是否满足Ang∈(80°,110°)，若是，对当前载波频率f₀下变频器输出的电压u_{o_1}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_1}，否则，返回步骤S1；

载波变换单元，用于将当前载波频率f₀按预设幅度变化为载波频率f₁，并更新相应硬件寄存器中的载波频率值；

滤波单元，用于对载波频率f₁下变频器输出的电压u_{o_2}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_2}；

阻值计算单元，用于根据公式计算电机相电阻R_s的阻值；

矢量控制单元，用于将R_s代入电机数学模型，以进行电机矢量控制；其中，所述电机数学模型为：U_s为电机的输出电压，ω_s为电机定子的角速度，L_sσ为电机定子线圈的漏电感量，L_m为电机定子每相绕组对应主磁通的励磁电感量，为通过电机定子线圈的电流，为通过电机转子线圈的电流。

7.根据权利要求6所述的电机相电阻自整定系统，其特征在于，所述阻值计算单元具体用于：

根据公式u_{D_1}＝I_{D_1}R_s+Δu_{D_1}(2)和公式u_{D_2}＝I_{D_2}R_s+Δu_{D_2}(3)可以得到：

$R_s=\frac{(u_{D\_2}-u_{D\_1})-({\mathrm{\Δu}}_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}=\frac{(u_{D\_2}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_2})-(u_{D\_1}-{\mathrm{\Δu}}_{D\_1})}{I_{D\_2}-I_{D\_1}}---\left(4\right),$

其中，I_{D_1}为D轴采样电流I_D在正交轴上的垂直分量，I_{D_2}为D轴采样电流I_D在正交轴上的水平分量，I_{D_1}和I_{D_2}由电流霍尔传感器采样所得，为已知量；u_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直分量，u_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平分量；Δu_{D_1}为电机D轴电压在正交轴上的垂直误差，Δu_{D_2}为电机D轴电压在正交轴上的水平误差；u_{o_1}＝u_{D_1}-Δu_{D_1}，为载波频率f₀下变频器输出的电压；u_{o_2}＝u_{D_2}-Δu_{D_2}，为载波频率f₁下变频器输出的电压；

根据电机采样电流I_D大于预设电流值时PWM死区带来的电压误差与载波频率成正比，及相电阻R_s阻值漂移对电机输出电压的影响Δu_{D_Rs}在预设时间内是变化缓慢的量，可视为常数，可以得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(5)、u_{D_o_2}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm2}(6)和Δu_{D_pwm2}＝1.5×Δu_{D_pwm1}(7)，其中，I_D＝I_{D_2}-I_{D_1}，u_{D_o_1}＝u_{D_2}-u_{D_1}，Δu_{D_pwmx}＝Δu_{D_2}-Δu_{D_1},x＝1或2，当x＝1时，Δu_{D_pwm1}为载波频率f₀下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_1}为载波频率f₀下电机的输出电压；当x＝2时，Δu_{D_pwm2}为载波频率f₁下PWM死区带来的电压误差，u_{D_o_2}为载波频率f₁下电机的输出电压；

将公式(7)带入公式(5)和公式(6)两式得到：

u_{D_o_1}＝R_s×I_D+Δu_{D_pwm1}(8)和u_{D_o_2}＝R_s×I_D+1.5Δu_{D_pwm1}(9)；

根据公式(9)-公式(8)，得到：2(u_{D_o_2}-u_{D_o_1})＝Δu_{D_pwm1}(10)

将公式(10)代入公式(9)中，得到公式(1)。

8.根据权利要求6所述的电机相电阻自整定系统，其特征在于，所述一阶滤波具体为根据公式u_{D_o_x}＝(1-a)*u_{o_x}+a*u_{o_xs}进行一阶滤波，得到滤波电压u_{D_o_x}，其中，u_{o_xs}为u_{o_x}的采样值，x＝1或2，0≤a≤1。

9.根据权利要求8所述的电机相电阻自整定系统，其特征在于，a＝0.98。

10.根据权利要求8所述的电机相电阻自整定系统，其特征在于，所述一阶滤波的时间常数为100ms。