JP3629103B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は工作機械の主軸駆動などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御する誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
工作機械の主軸駆動などの用途には、すべり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル制御において、出力トルクを任意に制御するためには、モータの二次抵抗ｒ２ 、励磁インダクタンスＭおよびトルク電流ｉ１ｑに応じて正確なすべり周波数をモータに与える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ２ は、モータの温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。また、励磁インダクタンスＭは、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度によって大きく変動する。しかしながら制御装置内においては、これら二次抵抗ｒ２ 、励磁インダクタンスＭの値は変動を考慮されていない。その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正確となり、出力トルクを正確に制御することができない。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダクタンスＭおよび二次抵抗ｒ２ の値が正確に把握できない場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提案している。
【０００３】
図３に特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令Ｔ＊ および磁束密度指令φ＊ が入力される。変換器１は、磁束密度指令φ＊ に応じて必要な励磁電流指令値ｉ１ｄ＊ を発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭを意味している。この変換器１では、Ｍの逆数を乗算することによって励磁電流指令値ｉ１ｄ＊ が出力される。なお、図中においてｉ１ｄ＊ はｉｄ＊と略記されている。除算器２は、入力されたトルク指令Ｔ＊ を入力された磁束密度指令φ＊ で除算するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することから、除算器２の出力がトルク電流指令値ｉ１ｑ＊ として出力される。なお、図中においてｉ１ｑ＊ はｉｑ＊と略記されている。
【０００４】
この特願平７−９２１６５号による誘導電動機の制御装置の動作を図４の誘導電動機の等価回路をもとに説明する。モータの一次電流Ｉ１，励磁電流Ｉｏ，一次電圧Ｅ１ は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄｑ軸座標上の電流ｉ１ｄ， ｉ１ｑ， ｉｏｄ， ｉｏｑ、電圧ｅ１ｄ， ｅ１ｑを用いて次のように表される。
【０００５】
【数１】
Ｉ１ ＝ｉ１ｄ・ｓｉｎωｔ＋ｉ１ｑ・ｃｏｓωｔ … （１）
【数２】
Ｉｏ ＝ｉｏｄ・ｓｉｎωｔ＋ｉｏｑ・ｃｏｓωｔ … （２）
【数３】
Ｅ１ ＝ｅ１ｄ・ｓｉｎωｔ＋ｅ１ｑ・ｃｏｓωｔ … （３）
このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次のように表される。
【０００６】
【数４】
ｅ１ｄ＝（ ｒ１ ＋ｐＬσ） ｉ１ｄ−ωＬσ・ ｉ１ｑ＋ｐＭ・ ｉｏｄ−ωＭ・ ｉｏｑ … （４）
【数５】
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＋（ ｒ１ ＋ｐＬσ） ｉ１ｑ＋ωＭ・ ｉｏｄ＋ｐＭ・ ｉｏｑ … （５）
ここでｐは微分演算子ｄ ／ｄｔ、ｒ１ は一次巻線抵抗、Ｌσは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスである。
【０００７】
次に二次回路についても同様に電圧方程式は次のように表される。
【０００８】
【数６】
−ｒ２ ・ ｉ１ｄ＋（ ｒ２ ＋ｐＭ） ｉｏｄ−ωｓ ・ Ｍ・ ｉｏｑ＝０ … （６）
【数７】
−ｒ２ ・ ｉ１ｑ＋ωｓ ・ Ｍ・ ｉｏｄ＋（ ｒ２ ＋ｐＭ） ｉｏｑ＝０ … （７）
ここでｒ２ は二次巻線抵抗、ωｓ はすべり周波数である。このωｓ はモータの回転角周波数ωｍ を用いて次のように表される。
【０００９】
【数８】
ωｓ ＝ω−ωｍ … （８）
磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内部の励磁電流ｉｏ は次のように表される。
【００１０】
【数９】
ｉｏ ＝φ／Ｍ＝ｉｏｄ，ｉｏｑ＝０ … （９）
（９）式と（６）式よりｉｏ とｉ１ｄとの関係を求めると次式を得る。
【００１１】
【数１０】
ｉｏ ／ｉ１ｄ＝１／（ １＋ｐＭ／ｒ２ ） … （１０）
すなわち、励磁電流ｉｏ はｉ１ｄに対して一次遅れで応答し、その時定数はＭ／ｒ２ である。この時定数は一般的な誘導電動機において数１００ｍｓ であり、ｉｏ の変化は十分に緩慢であると近似できる。
【００１２】
一方、（９）式と（７）式より、次式を得る。
【００１３】
【数１１】
ωｓ ＝ｒ２ ・ ｉ１ｑ／（Ｍ・ ｉｏ ） … （１１）
これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、この式を満たすωｓ をモータに与えるとき、磁束方向がｄ軸に一致する。このときｉ１ｑが磁束に直交することからモータの発生トルクＴは、以下のようになる。
【００１４】
【数１２】
Ｔ＝φ・ ｉ１ｑ＝Ｍ・ ｉｏ ・ ｉ１ｑ … （１２）
従って、ｉ１ｑを制御することによって任意にトルクを制御することができる。
前記のようにｉｏ の変化は十分に緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のように書き直すことができる。
【００１５】
【数１３】
ｅ１ｄ＝（ ｒ１ ＋ｐＬσ） ｉ１ｄ−ωＬσ・ ｉ１ｑ … （１３）
【数１４】
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＋（ ｒ１ ＋ｐＬσ） ｉ１ｑ＋ωＭ・ ｉｏ … （１４）
これらの式より、ｉ１ｄ， ｉ１ｑを任意に制御しようとするとき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよい。
【００１６】
【数１５】
ｅ１ｄ＊ ＝Ｇｄ ・ Δｉ１ｄ−ωＬσ・ ｉ１ｑ＊ … （１５）
【数１６】
ｅ１ｑ＊ ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＊ ＋Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＋ωＭｃ ・ ｉｏ＊ … （１６）
ここで添え字＊ は指令値であることを意味しており、またΔｉ１ｄ， Δｉ１ｑは次式で表される電流誤差である。
【００１７】
【数１７】
Δｉ１ｄ＝ｉ１ｄ＊ −ｉ１ｄ，Δｉ１ｑ＝ｉ１ｑ＊ −ｉ１ｑ … （１７）
Ｍｃ はコントローラ内で想定した励磁インダクタンスであり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものである。また、Ｇｄ，Ｇｑ は十分に大きなゲインであり、ｐｉ演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１６）式は図３のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されており、その内部ブロック図は図２に表される。また、（１１）式を満たすように除算器７、乗算器８によってωｓ が出力される。
【００１８】
（１２）式で表される出力トルクＴを正確に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭがコントローラ内のＭｃ と等しいこと、および（１１）式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致していることが必要である。しかしながら先に述べたように、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵抗ｒ２ を正確に把握することは困難であり、その結果、出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６５号においては、まず励磁インダクタンスについて次式に基づいて同定を行なっている。
【００１９】
【数１８】
Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＝ω（ Ｍ−Ｍｃ）ｉｏ ＝ ω・ ΔＭ・ ｉｏ … （１８）
ここでΔＭはコントロ−ラ側で想定した励磁インダクタンスＭｃ と実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間の設定誤差である。なお、（１８）式は次のように導出されている。モ−タが無負荷でｉ１ｑ＝ｉ１ｑ＊ ＝０であるとすると、（１４），（１６）式は次のように変形できる。
【００２０】
【数１９】
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＋ωＭ・ ｉｏ … （１９）
【数２０】
ｅ１ｑ＊ ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＊ ＋Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＋ωＭｃ ・ ｉｏ＊ … （２０）
電流制御系の働きにより、ｉ１ｄ＊ ＝ｉ１ｄ，ｉｏ＊＝ｉｏ ，ｅ１ｑ＝ｅ１ｑ＊ として（１９），（２０）式の差より、（１８）式が導出される。上記のように、ｉ１ｑ＝ｉ１ｑ＊ ＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこなわれる。すなわち、ｉ１ｑ＝ｉ１ｑ＊ ＝０の状態のとき図３のコンパレータ２２によってトルク指令Ｔ＊ が小さいことが検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉となり増幅器２１によってＧｑ ・ Δｉ１ｑが増幅されて同定が行なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指令φ＊ の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁インダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０でない場合においても、磁束密度指令φ＊ に応じて保持されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数１／Ｍを補償しているので、常に励磁インダクタンスＭの真値を用いて制御すること可能である。
【００２１】
次に二次抵抗ｒ２ については次式に基づいて同定が行なわれる。
【００２２】
【数２１】
Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＝Δｒ２（ω／ωｓ）ｉ１ｑ … （２１）
ここでΔｒ２ はコントロ−ラ側で想定した値ｒ２ｃと実際の値ｒ２ との間の設定誤差である。この（２１）式は以下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２２）式を得る。
【００２３】
【数２２】
ωＭ・ ｉｏ ＝（ ω／ωｓ）ｒ２ ・ ｉ１ｑ … （２２）
この（２２）式を（１４）式に代入することによって、実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すことができる。
【００２４】
【数２３】
ｅ１ｑ＝ωＬσ・ ｉ１ｄ＋（ ｒ１ ＋ｐＬσ） ｉ１ｑ＋（ ω／ωｓ）ｒ２ ・ ｉ１ｑ… （２３）
一方、コントローラの出力する電圧ｅ１ｑ＊ は、（２２），（１６）式から次のように表すことができる。
【００２５】
【数２４】
ｅ１ｑ＊ ＝Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＋ωＬσ・ ｉ１ｄ＊ ＋ｒ１ ・ ｉ１ｑ＊ ＋（ ω／ωｓ）ｒ２ｃ・ ｉ１ｑ＊ … （２４）
電流制御系の働きにより、ｉ１ｄ＊ ＝ｉ１ｄ，ｉ１ｑ＊ ＝ｉ１ｑ，ｅ１ｑ＝ｅ１ｑ＊ として（２３），（２４）式の差を求めると、次式を得る。
【００２６】
【数２５】
ｅ１ｑ−ｅ１ｑ＊ ＝ｐＬσ・ ｉ１ｑ−Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ＋（ ω／ωｓ）・（ｒ２ −ｒ２ｃ） ・ ｉ１ｑ＝０ … （２５）
第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると（２１）式が、導き出される。
【００２７】
すなわち（２１）式よりＧｑ ・ Δｉ１ｑは二次抵抗ｒ２ の設定誤差Δｒ２ を表しており、この誤差はＧｑ ・ Δｉ１ｑを用いて補正することが可能である。そこで、図３において、増幅器２５の出力すなわちＧｑ ・ Δｉ１ｑに同定ゲインＧｒ を乗算し、その出力に応じて変換器８の係数ｒ２ を補償している。
【００２８】
以上のように、特願平７−９２１６５号の発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ２ について、実際のモータにおける真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従させているので、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ２ の変動の影響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることができる。
【００２９】
特願平７−９２１６５号の発明における他の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なっており、その内部構成を図２に示す。図中の減算器１１が励磁電流指令値ｉ１ｄ＊ から励磁電流検出値ｉ１ｄを減算して励磁電流誤差Δｉ１ｄが出力され、増幅器１２はΔｉ１ｄを増幅してＧｄ ・ Δｉ１ｄが出力される。変換器１３、乗算器１４ではトルク電流指令値ｉ１ｑ＊ と回転周波数ω、漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出され、これがＧｄ ・ Δｉ１ｄと加算されて、ｄ軸電圧指令ｅ１ｄ＊ が出力される。同様に減算器１５はトルク電流指令値ｉ１ｑ＊ からトルク電流検出値ｉ１ｑを減算して、トルク電流誤差Δｉ１ｑが求められ、これが増幅器１６で増幅されて（１６）式の第２項Ｇｑ ・ Δｉ１ｑが得られている。変換器１８は励磁電流指令ｉ１ｄ＊ に漏れインダクタンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・ ｉ１ｄ＊ が得られている。（１６）式の第３項ωＭｃ ・ ｉｏ＊は、図２の図中においてはｅｍ＊＝Ｍｃ ・ ｉｏ＊と置き換えて乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、第２項と加算されて、ｑ軸電圧指令ｅ１ｑ＊ が出力される。なお、ｅｍ＊は図３の変換器１７によって磁束密度指令φ＊ に誘起電圧係数Ｋｅｍを掛けることによって求められている。ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力したｅ１ｄ＊ ，ｅ１ｑ＊ は、図３の２相３相変換器３によって３相の交流電圧指令ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に変換され、インバータ２６に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネルギー源として、この３相の交流電圧指令ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ＊に応じた電圧をモータ２８に印加することによって３相交流電流ｉｕ ，ｉｖ ，ｉｗ が流れる。この３相交流電流ｉｕ ，ｉｖ ，ｉｗ は電流検出器６ａ ，６ｂ ，６ｃ によって検出され、３相２相変換器９によって励磁電流検出値ｉ１ｄおよびトルク電流検出値ｉ１ｑに変換される。なお、２相３相変換器３と３相２相変換器９とが座標変換に使用する信号ｓｉｎ ωｔ，ｃｏｓ ωｔは、回転周波数ωを基に２相正弦波発生器１０によって出力される。このωは、位置検出器２９によって検出されたモータ２８の回転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速度ωｍ に、すべり周波数ωｓ を加算することによって得られている。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特願平７−９２１６５号において、励磁インダクタンスの同定はトルク電流ｉ１ｑが０と見なせる無負荷状態にのみ行なわれる。このため、例えば図５に示すような加減速運転を行なう場合、磁束密度φＡ に対する励磁インダクタンスＭＡ 、磁束密度φＢ に対する励磁インダクタンスＭＢ はそれぞれ同定され、図３のデータテーブル２４に保持されるが、それらの中間に当たる磁束密度に対しては同定値が得られない。この結果、図５に示すように加減速中の励磁インダクタンスは真値に対して大きな誤差を持ち、出力トルク精度が悪化する。
【００３１】
さらに励磁インダクタンスが真値に対して大きな誤差を持つことによって、加速期間中などにおけるＧｑ ・ Δｉ１ｑに励磁インダクタンスの誤差による成分が含まれることになる。これにより、二次抵抗ｒ２ の同定値はこのＧｑ ・ Δｉ１ｑを増幅することとなるため、正確な同定ができなくなる。この結果、加速期間中などにおける出力トルク精度がさらに悪化する。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令の二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、前記トルク指令に基づいて磁束密度の弱め率を算出し、当該弱め率を前記磁束密度に乗算することによって弱め磁束密度指令を算出する磁束弱め手段と、前記弱め磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、前記トルク指令と前記弱め磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電流同相電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および前記弱め磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合には前記トルク電流同相電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、当該励磁インダクタンス補正値を前記弱め磁束密度指令の値をアドレスとするデータテーブルに複数個のデータとして保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づきモータに印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段とを有することを特徴とする。
【００３３】
また、本発明に係る誘導電動機の制御装置の前記磁束弱め手段は、前記トルク指令をフィルタ処理することによって前記弱め率を算出し、前記フィルタ処理に使用される時定数は、前記トルク指令に応じて弱め用時定数と強め用時定数とを切り替えることを特徴とする。
【００３４】
本発明による誘導電動機の制御装置によれば、誘導電動機の実際の３相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の２相の検出値に変換する３相２相変換手段によって、モータ電流の３つの瞬時値（例えばｉｕ 、ｉｖ 、ｉｗ ）からモータ内部の励磁電流（例えばｉ１ｄ）およびトルク電流（例えばｉ１ｑ）を直流量として検出し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流指令（例えばｉ１ｄ＊ ）およびトルク指令を変換したトルク電流指令（例えばｉ１ｑ＊ ）のそれぞれに対して独立にフィードバック制御を行い、更に、トルク指令が小さな無負荷状態においては、磁束密度指令を徐々に弱めながら、種々の磁束密度指令に対する励磁インダクタンス（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ）を用いてそれぞれ同定し、これら種々の磁束密度指令をアドレスとするデータテーブルに保持するので、加減速期間中などのトルク指令が大きな状態においても正確な励磁インダクタンスの同定値を制御に用いることができる。
【００３５】
さらに二次抵抗ｒ２ についてもトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ）を用いて同定しており、上記のように常に正確な励磁インダクタンスの値を使用して制御することができる。これによって、誤差アンプ出力（Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ）に含まれる励磁インダクタンスの誤差による成分が０になる。その結果、トルク電流の誤差アンプ出力（Ｇｑ ・ Δｉ１ｑ）は、二次抵抗ｒ２ の設定誤差による成分のみとなり、加減速期間中などにおいても二次抵抗ｒ２ の正確な同定が可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。図３に示す従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあり、その説明は重複するので省略する。
【００３７】
図１中の磁束弱め率算出部３２は、トルク指令Ｔ＊ を入力として弱め率を算出する。その原理は、積分器３３に保持されている弱め率とトルク指令Ｔ＊ とを減算器３４で比較し、その差分に対して、トルク指令Ｔ＊ が大きな場合には磁束密度を上げるように強め用時定数Ｔ１ を乗算し、小さな場合には逆に下げるように弱め用時定数Ｔ２ を乗算する。なお、この時定数の切り替えはスイッチ３５によって行なっている。通常、強め用時定数Ｔ１ は、必要なトルクを即座に出力できるよう素早く磁束密度を上げる必要があるので、十分に大きな値を設定する。また、弱め用時定数Ｔ２ は、ゆっくりと磁束密度を下げることによって、後述する励磁インダクタンスの同定が正確に行なわれるように、十分に小さな値を設定する。
【００３８】
この磁束弱め率算出部３２の出力する弱め率によって、加減速運転時に磁束密度指令がどのように変化するかを図６を用いて説明する。時刻ｔ１ はモータに通電が開始され、初期速度ω１ に加速を開始する時刻である。時刻ｔ１ 〜ｔ２ までの間は大きなトルク指令が発生しており、図１中のスイッチ３５は強め時定数Ｔ１ 側にオンして積分器３３には急速にトルク指令値が積分される。このため、弱め率として１００％、すなわち弱めを行なわないという出力が得られる。従って、モータの磁束密度は初期の指令値φＡ である。
【００３９】
時刻ｔ２ は加速が終了し、無負荷状態がスタートする時刻である。従って、トルク指令Ｔ＊ は０になっている。ここでトルク指令が０になることによって、スイッチ３５は弱め時定数Ｔ２ 側にオンする。また減算器３４の出力が負になることによって、積分器３３に保持された弱め率は１００％から次第に減少する。すなわち、時刻ｔ２ 〜ｔ３ において、積分器３３に保持された弱め率は、弱め時定数Ｔ２ の設定値に応じて徐々に減少していく。このため、モータの磁束密度は初期の指令値φＡ から徐々に減少する。仮に、ｔ２ 〜ｔ３ 間に時刻磁束密度がφＢ まで減少したとしても、弱め時定数Ｔ２ を十分に小さく設定しておけば、磁束密度が減少していく過程中において磁束密度φＡ 〜φＢ に対する励磁インダクタンスの変化が連続的に同定できる。なお図６中のＭＡ は磁束密度φＡ に対する励磁インダクタンス、ＭＢ は磁束密度φＢ に対する励磁インダクタンスを表している。
【００４０】
時刻ｔ３ は、初期速度ω１ からω２ に加速を開始する時刻であり、トルク指令Ｔ＊ に大きな値が発生するため、スイッチ３５は強め時定数Ｔ１ 側にオンする。これにより、減少していた弱め率は、積分器３３が急速に積分されるので、速やかに１００％に復帰する。
【００４１】
時刻ｔ３ 〜ｔ４ は、速度ω２ までの加速期間である。加速して速度が増加することによって磁束密度の指令が減少するため、励磁インダクタンスの真値は変化する。一方、この期間中はトルク指令Ｔ＊ が大きな値であるため、図１中のスイッチ２３がオフになり、励磁インダクタンスの同定は行なわれない。しかし、既に時刻ｔ２ 〜ｔ３ において、磁束密度φＡ 〜φＢ に対する励磁インダクタンスが既に同定されており、その補正値が図１中のデータテーブル２４に保持されている。従って、時刻ｔ２ 〜ｔ３ においてこの保持された補正値を磁束密度の指令値に応じて出力し、図１中の変換器１の励磁インダクタンスを逐次、補正することができる。この結果、時刻ｔ３ 〜ｔ４ は加速中であるにも係わらず、正確な励磁インダクタンスの値を制御パラメータとして使用することができる。
【００４２】
本発明において、図６に示したように磁束密度の指令は弱め率に応じて変化する。この磁束密度指令の変化に対して、実際のモータ内部の磁束密度を正確に応答させるためには以下に示すような補償処理が必要となる。すなわち（１０）式に示したようにモータ内部の励磁電流ｉｏ は、一次電流のｄ軸成分ｉ１ｄに対して時定数Ｍ／ｒ２ の一次遅れ応答となるので、図１中の一次進み補償回路５によって励磁電流指令ｉｏ＊に対して時定数Ｍ／ｒ２ の一次進み補償を行ない、ｉ１ｄ＊ を算出する。この補償後のｉ１ｄ＊ は次式で表される。
【００４３】
【数２６】
ｉ１ｄ＊ ＝（１＋ｐＭ／ｒ２ ）ｉｏ＊ … （２６）
このｉ１ｄ＊ に対して電流制御系の働きにより、実際の一次電流のｄ軸成分ｉ１ｄは等しく制御され（ｉ１ｄ＊ ＝ｉ１ｄ）、この結果、実際のモータ内部の励磁電流ｉｏ は次式で表されるようにｉｏ＊に等しく制御される。
【００４４】
【数２７】
ｉｏ ＝１／（１＋ｐＭ／ｒ２ ）ｉ１ｄ＊ ＝ｉｏ＊ … （２７）
【００４５】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明においてモータ内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立にフィードバック制御されており、その制御に用いられるパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ２ は加減速期間中などのトルク指令が大きな状態においても常に正確な値を制御に用いることができる。その結果、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ２ の変動の影響を受けず、常に精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このため、従来は適用するモータにあわせて制御パラメータの調整が必要であったが、この調整を不要とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形態のブロック図である。
【図２】ｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブロック図の一例である。
【図３】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の一例である。
【図４】誘導電動機の等価回路である。
【図５】従来の誘導電動機の制御装置における課題を説明するための波形図である。
【図６】本発明による作用を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１ 変換器、２ 除算器、３ ２相３相変換器、４ ｄｑ軸電圧指令算出部、５ 一次進み補償回路、６ 電流検出器、７ 除算器、８ 変換器、９ ３相２相変換器、１０ ２相正弦波発生器、１１ 減算器、１２ 増幅器、１３ 変換器、１４ 乗算器、１５ 減算器、１６ 増幅器、１７ 変換器、１８ 変換器、１９ 乗算器、２０ 変換器、２１ 増幅器、２２ コンパレータ、２３ スイッチ、２４ データテーブル、２５ 増幅器、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ モータ、２９ 位置検出器、３０ 微分器、３１ 変換器、３２ 磁束弱め率算出部、３３ 積分器、３４ 減算器、３５ スイッチ。

Claims (1)

1. 直流電流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令の二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の制御装置において、
   前記トルク指令をフィルタ処理することによって磁束密度の弱め率を算出し、当該弱め率を前記磁束密度に乗算することによって弱め磁束密度指令を算出する手段であって、前記フィルタ処理に使用される時定数は、前記トルク指令に応じて弱め用時定数と強め用時定数とを切り替えて使用する磁束弱め手段と、
   前記弱め磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
   前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令算出手段と、
   前記トルク指令と前記弱め磁束密度指令に基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、
   前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出するトルク電圧指令算出手段と、
   前記トルク電流同相電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、
   前記トルク電流指令および前記弱め磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段と、
   前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、
   前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である場合には前記トルク電流同相電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を算出し、当該励磁インダクタンス補正値を前記弱め磁束密度指令の値をアドレスとするデータテーブルに複数個のデータとして保持する励磁インダクタンス補正値算出手段と、
   前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角周波数指令とに基づきモータに印加する三相電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段と、を有し、
   前記強め用時定数は十分に大きな時定数に設定するとともに、前記弱め用時定数は十分に小さな値に設定され、前記弱め磁束密度指令が次第に減少する過程において磁束密度に対する前記励磁インダクタンス補正値の変化を連続的に算出して前記データテーブルに保持する、
   ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。

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