JPH1052100A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 鉄心の磁気飽和などによる励磁インダクタン
スＭの変動およびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ
2 の変動の影響を受けず、常に精度良く所望の出力トル
クを得る。 【解決手段】 トルク指令値Ｔ* が所定値Ｔrf以下の場
合に、トルク電流指令ｉ1q* とトルク電流ｉ1qとに基づ
き算出されるトルク同相電圧指令Ｇq ・ Δｉ1qに基づ
き、励磁インダクタンスＭを補正すると同時に磁束密度
指令を徐々に低減させ、種々の磁束密度に対するＭの補
正値をデータテーブルに採集する。またＧ・Δｉ1qに基
づき、二次抵抗値ｒ2 を補正する。この二次抵抗値ｒ2
と磁束密度指令φ* とトルク電流指令ｉ1q* とに基づき
すべり角周波数ωs を算出し、更に角周波数指令ωを算
出する。補正されたＭおよび角周波数指令ωなどに基づ
き、磁束密度指令φ* 、トルク指令Ｔ* をモータに印加
する励磁電圧指令ｅd*及びトルク電圧指令ｅq*に変換す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は工作機械の主軸駆動
などに利用され、誘導電動機の出力トルクを任意に制御
する誘導電動機の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】工作機械の主軸駆動などの用途には、す
べり周波数型ベクトル制御によって駆動される誘導電動
機が多く用いられている。このすべり周波数型ベクトル
制御において、出力トルクを任意に制御するためには、
モータの二次抵抗ｒ2 、励磁インダクタンスＭおよびト
ルク電流ｉ1qに応じて正確なすべり周波数をモータに与
える必要がある。しかしながら、二次抵抗ｒ2 は、モー
タの温度変化等によって２倍程度に大きく変動する。ま
た、励磁インダクタンスＭは、鉄心の磁気飽和の影響や
モータの製造上の寸法精度によって大きく変動する。し
かしながら制御装置内においては、これら二次抵抗ｒ2
、励磁インダクタンスＭの値は変動を考慮されていな
い。その結果、モータに与えられるすべり周波数が不正
確となり、出力トルクを正確に制御することができな
い。この問題を解決するべく、本出願人等は既に特願平
７−９２１６５号において、誘導電動機の励磁インダク
タンスＭおよび二次抵抗ｒ2 の値が正確に把握できない
場合や、これらの値が変動する場合においても常に出力
トルクを精度良く制御できる誘導電動機の制御装置を提
案している。

【０００３】図３に特願平７−９２１６５号による誘導
電動機の制御装置のシステム構成の一例を示す。この制
御装置に対して外部からの入力指令として、トルク指令
Ｔ*および磁束密度指令φ* が入力される。変換器１
は、磁束密度指令φ* に応じて必要な励磁電流指令値ｉ
1d* を発生する励磁電流指令発生器であり、磁束密度と
励磁電流の関係は後述するように励磁インダクタンスＭ
を意味している。この変換器１では、Ｍの逆数を乗算す
ることによって励磁電流指令値ｉ1d* が出力される。な
お、図中においてｉ1d* はｉd*と略記されている。除算
器２は、入力されたトルク指令Ｔ* を入力された磁束密
度指令φ* で除算するものであり、誘導電動機の出力ト
ルクは磁束密度とトルク電流値との積に比例することか
ら、除算器２の出力がトルク電流指令値ｉ1q* として出
力される。なお、図中においてｉ1q* はｉq*と略記され
ている。

【０００４】この特願平７−９２１６５号による誘導電
動機の制御装置の動作を図４の誘導電動機の等価回路を
もとに説明する。モータの一次電流Ｉ1,励磁電流Ｉo,一
次電圧Ｅ1 は磁束の回転周波数ωに同期して回転するｄ
ｑ軸座標上の電流ｉ1d, ｉ1q, ｉod, ｉoq、電圧ｅ1d,
ｅ1qを用いて次のように表される。

【０００５】

【数１】 Ｉ1 ＝ｉ1d・sinωｔ＋ｉ1q・cosωｔ … （１）

【数２】 Ｉo ＝ｉod・sinωｔ＋ｉoq・cosωｔ … （２）

【数３】 Ｅ1 ＝ｅ1d・sinωｔ＋ｅ1q・cosωｔ … （３） このとき誘導電動機の一次回路について電圧方程式は次
のように表される。

【０００６】

【数４】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐＬσ) ｉ1d−ωＬσ・ ｉ1q ＋ｐＭ・ ｉod−ωＭ・ ｉoq … （４）

【数５】 ｅ1q＝ωＬσ・ ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐＬσ) ｉ1q ＋ωＭ・ ｉod＋ｐＭ・ ｉoq … （５） ここでｐは微分演算子d ／dt、ｒ1 は一次巻線抵抗、Ｌ
σは漏れインダクタンス、Ｍは励磁インダクタンスであ
る。

【０００７】次に二次回路についても同様に電圧方程式
は次のように表される。

【０００８】

【数６】 −ｒ2 ・ ｉ1d＋( ｒ2 ＋ｐＭ) ｉod−ωs ・ Ｍ・ ｉoq＝０ … （６）

【数７】 −ｒ2 ・ ｉ1q＋ωs ・ Ｍ・ ｉod＋( ｒ2 ＋ｐＭ) ｉoq＝０ … （７） ここでｒ2 は二次巻線抵抗、ωs はすべり周波数であ
る。このωs はモータの回転角周波数ωm を用いて次の
ように表される。

【０００９】

【数８】ωs ＝ω−ωm … （８） 磁束方向がｄ軸に一致していると仮定すると、モータ内
部の励磁電流ｉo は次のように表される。

【００１０】

【数９】ｉo ＝φ／Ｍ＝ｉod，ｉoq＝０ … （９） （９）式と（６）式よりｉo とｉ1dとの関係を求めると
次式を得る。

【００１１】

【数１０】 ｉo ／ｉ1d＝１／( １＋ｐＭ／ｒ2 ） … （１０） すなわち、励磁電流ｉo はｉ1dに対して一次遅れで応答
し、その時定数はＭ／ｒ2 である。この時定数は一般的
な誘導電動機において数100ms であり、ｉo の変化は十
分に緩慢であると近似できる。

【００１２】一方、（９）式と（７）式より、次式を得
る。

【００１３】

【数１１】 ωs ＝ｒ2 ・ ｉ1q／（Ｍ・ ｉo ） … （１１） これがいわゆるベクトル制御条件と呼ばれるもので、こ
の式を満たすωs をモータに与えるとき、磁束方向がｄ
軸に一致する。このときｉ1qが磁束に直交することから
モータの発生トルクＴは、以下のようになる。

【００１４】

【数１２】 Ｔ＝φ・ ｉ1q＝Ｍ・ ｉo ・ ｉ1q … （１２） 従って、ｉ1qを制御することによって任意にトルクを制
御することができる。前記のようにｉo の変化は十分に
緩慢であると近似するとき、（４），（５）式は次のよ
うに書き直すことができる。

【００１５】

【数１３】 ｅ1d＝( ｒ1 ＋ｐＬσ) ｉ1d−ωＬσ・ ｉ1q … （１３）

【数１４】 ｅ1q＝ωＬσ・ ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐＬσ) ｉ1q＋ωＭ・ ｉo … （１４） これらの式より、ｉ1d, ｉ1qを任意に制御しようとする
とき、モータに印加する電圧を次のように制御すればよ
い。

【００１６】

【数１５】 ｅ1d* ＝Ｇd ・ Δｉ1d−ωＬσ・ ｉ1q* … （１５）

【数１６】 ｅ1q* ＝ωＬσ・ ｉ1d* ＋Ｇq ・ Δｉ1q＋ωＭc ・ ｉo* … （１６） ここで添え字* は指令値であることを意味しており、ま
たΔｉ1d, Δｉ1qは次式で表される電流誤差である。

【００１７】

【数１７】 Δｉ1d＝ｉ1d* −ｉ1d，Δｉ1q＝ｉ1q* −ｉ1q … （１７） Ｍc はコントローラ内で想定した励磁インダクタンスで
あり、実際の励磁インダクタンスＭとは異なるものであ
る。また、Ｇd,Ｇq は十分に大きなゲインであり、ｐｉ
演算増幅器などを用いて実現する。この（１５），（１
６）式は図３のｄｑ軸電圧指令算出部４で演算されてお
り、その内部ブロック図は図２に表される。また、（１
１）式を満たすように除算器７、乗算器８によってωs
が出力される。

【００１８】（１２）式で表される出力トルクＴを正確
に制御しようとするとき、実際の励磁インダクタンスＭ
がコントローラ内のＭc と等しいこと、および（１１）
式のベクトル制御条件が成立し、磁束位置がｄ軸に一致
していることが必要である。しかしながら先に述べたよ
うに、励磁インダクタンスおよび（１１）式中の二次抵
抗ｒ2 を正確に把握することは困難であり、その結果、
出力トルク精度が悪化する。そこで特願平７−９２１６
５号においては、まず励磁インダクタンスについて次式
に基づいて同定を行なっている。

【００１９】

【数１８】 Ｇq ・ Δｉ1q＝ω( Ｍ−Ｍc)ｉo ＝ ω・ ΔＭ・ ｉo … （１８） ここでΔＭはコントロ−ラ側で想定した励磁インダクタ
ンスＭc と実際のモ−タ内部の真値Ｍとの間の設定誤差
である。なお、（１８）式は次のように導出されてい
る。モ−タが無負荷でｉ1q＝ｉ1q* ＝０であるとする
と、（１４），（１６）式は次のように変形できる。

【００２０】

【数１９】 ｅ1q＝ωＬσ・ ｉ1d＋ωＭ・ ｉo … （１９）

【数２０】 ｅ1q* ＝ωＬσ・ ｉ1d* ＋Ｇq ・ Δｉ1q＋ωＭc ・ ｉo* … （２０） 電流制御系の働きにより、ｉ1d* ＝ｉ1d，ｉo*＝ｉo ，
ｅ1q＝ｅ1q* として（１９），（２０）式の差より、
（１８）式が導出される。上記のように、ｉ1q＝ｉ1q*
＝０の状態において励磁インダクタンスの同定がおこな
われる。すなわち、ｉ1q＝ｉ1q* ＝０の状態のとき図３
のコンパレータ２２によってトルク指令Ｔ* が小さいこ
とが検出され、無負荷状態の時のみ、スイッチ２３が閉
となり増幅器２１によってＧq ・ Δｉ1qが増幅されて同
定が行なわれる。この増幅器２１の出力は、磁束密度指
令φ* の値をアドレスとするデータテーブル２４に各磁
束密度ごとに積分して保持される。この積分値は励磁イ
ンダクタンスＭの設定誤差ΔＭであり、トルク指令が０
でない場合においても、磁束密度指令φ* に応じて保持
されている設定誤差ΔＭを取り出して、変換器１の係数
１／Ｍを補償しているので、常に励磁インダクタンスＭ
の真値を用いて制御すること可能である。

【００２１】次に二次抵抗ｒ2 については次式に基づい
て同定が行なわれる。

【００２２】

【数２１】 Ｇq ・ Δｉ1q＝Δｒ2(ω／ωs)ｉ1q … （２１） ここでΔｒ2 はコントロ−ラ側で想定した値ｒ2cと実際
の値ｒ2 との間の設定誤差である。この（２１）式は以
下のように導出される。まず（１１）式を変形して（２
２）式を得る。

【００２３】

【数２２】 ωＭ・ ｉo ＝( ω／ωs)ｒ2 ・ ｉ1q … （２２） この（２２）式を（１４）式に代入することによって、
実際にモ−タに発生するｑ軸電圧は次のように表すこと
ができる。

【００２４】

【数２３】 ｅ1q＝ωＬσ・ ｉ1d＋( ｒ1 ＋ｐＬσ) ｉ1q＋( ω／ωs)ｒ2 ・ ｉ1q … （２３） 一方、コントローラの出力する電圧ｅ1q* は、（２
２），（１６）式から次のように表すことができる。

【００２５】

【数２４】 ｅ1q* ＝Ｇq ・ Δｉ1q＋ωＬσ・ ｉ1d* ＋ｒ1 ・ ｉ1q* ＋( ω／ωs)ｒ2c・ ｉ1q* … （２４） 電流制御系の働きにより、ｉ1d* ＝ｉ1d，ｉ1q* ＝ｉ1
q，ｅ1q＝ｅ1q* として（２３），（２４）式の差を求
めると、次式を得る。

【００２６】

【数２５】 ｅ1q−ｅ1q* ＝ｐＬσ・ ｉ1q−Ｇq ・ Δｉ1q ＋( ω／ωs)・(ｒ2 −ｒ2c) ・ ｉ1q＝０ … （２５） 第１項は他の項に比べて比較的小さいので無視すると
（２１）式が、導き出される。

【００２７】すなわち（２１）式よりＧq ・ Δｉ1qは二
次抵抗ｒ2 の設定誤差Δｒ2 を表しており、この誤差は
Ｇq ・ Δｉ1qを用いて補正することが可能である。そこ
で、図３において、増幅器２５の出力すなわちＧq ・ Δ
ｉ1qに同定ゲインＧr を乗算し、その出力に応じて変換
器８の係数ｒ2 を補償している。

【００２８】以上のように、特願平７−９２１６５号の
発明では、制御に用いられるパラメータの励磁インダク
タンスＭ、二次抵抗ｒ2 について、実際のモータにおけ
る真値を同定し、自動的に制御パラメータを適性に追従
させているので、鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造
上の寸法精度などによる励磁インダクタンスＭの変動お
よびモータの温度変化等による二次抵抗ｒ2 の変動の影
響を受けず、精度良く所望の出力トルクを得ることがで
きる。

【００２９】特願平７−９２１６５号の発明における他
の構成要素の動作を以下に簡単に説明する。ｄｑ軸電圧
指令算出部４は（１５），（１６）式の演算を行なって
おり、その内部構成を図２に示す。図中の減算器１１が
励磁電流指令値ｉ1d* から励磁電流検出値ｉ1dを減算し
て励磁電流誤差Δｉ1dが出力され、増幅器１２はΔｉ1d
を増幅してＧd ・ Δｉ1dが出力される。変換器１３、乗
算器１４ではトルク電流指令値ｉ1q* と回転周波数ω、
漏れインダクタンスＬσから（１５）式の第２項が算出
され、これがＧd ・ Δｉ1dと加算されて、ｄ軸電圧指令
ｅ1d* が出力される。同様に減算器１５はトルク電流指
令値ｉ1q* からトルク電流検出値ｉ1qを減算して、トル
ク電流誤差Δｉ1qが求められ、これが増幅器１６で増幅
されて（１６）式の第２項Ｇq ・ Δｉ1qが得られてい
る。変換器１８は励磁電流指令ｉ1d* に漏れインダクタ
ンスＬσを乗算し、さらに乗算器１９で回転周波数ωが
乗算されることによって（１６）式の第１項ωＬσ・ ｉ
1d* が得られている。（１６）式の第３項ωＭc ・ ｉo*
は、図２の図中においてはｅm*＝Ｍc ・ ｉo*と置き換え
て乗算器１９によって出力されており、前記の第１項、
第２項と加算されて、ｑ軸電圧指令ｅ1q* が出力され
る。なお、ｅm*は図３の変換器１７によって磁束密度指
令φ* に誘起電圧係数Ｋemを掛けることによって求めら
れている。ｄｑ軸電圧指令算出部４の出力したｅ1d* ，
ｅ1q* は、図３の２相３相変換器３によって３相の交流
電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅw*に変換され、インバータ２６
に入力される。インバータ２６は直流電源２７をエネル
ギー源として、この３相の交流電圧指令ｅu*，ｅv*，ｅ
w*に応じた電圧をモータ２８に印加することによって３
相交流電流ｉu ，ｉv ，ｉw が流れる。この３相交流電
流ｉu ，ｉv ，ｉw は電流検出器６a ，６b ，６c によ
って検出され、３相２相変換器９によって励磁電流検出
値ｉ1dおよびトルク電流検出値ｉ1qに変換される。な
お、２相３相変換器３と３相２相変換器９とが座標変換
に使用する信号sin ωｔ，cos ωｔは、回転周波数ωを
基に２相正弦波発生器１０によって出力される。このω
は、位置検出器２９によって検出されたモータ２８の回
転位置を微分器３０で微分することによって得た回転速
度ωm に、すべり周波数ωs を加算することによって得
られている。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
願平７−９２１６５号において、励磁インダクタンスの
同定はトルク電流ｉ1qが０と見なせる無負荷状態にのみ
行なわれる。このため、例えば図５に示すような加減速
運転を行なう場合、磁束密度φA に対する励磁インダク
タンスＭA 、磁束密度φB に対する励磁インダクタンス
ＭB はそれぞれ同定され、図３のデータテーブル２４に
保持されるが、それらの中間に当たる磁束密度に対して
は同定値が得られない。この結果、図５に示すように加
減速中の励磁インダクタンスは真値に対して大きな誤差
を持ち、出力トルク精度が悪化する。

【００３１】さらに励磁インダクタンスが真値に対して
大きな誤差を持つことによって、加速期間中などにおけ
るＧq ・ Δｉ1qに励磁インダクタンスの誤差による成分
が含まれることになる。これにより、二次抵抗ｒ2 の同
定値はこのＧq ・ Δｉ1qを増幅することとなるため、正
確な同定ができなくなる。この結果、加速期間中などに
おける出力トルク精度がさらに悪化する。

【００３２】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる誘導電動機の制御装置は、直流電
流から変換された三相交流電流によって駆動される誘導
電動機の制御装置であって、トルク指令と磁束密度指令
の二相指令を前記電動機の１次電流を制御するための三
相電圧指令に変換し、前記誘導電動機の実際の三相の１
次電流をトルク電流検出値と励磁電流検出値の二相の検
出値に変換し、フィードバック制御を行う誘導電動機の
制御装置において、前記トルク指令に基づいて磁束密度
の弱め率を算出し、当該弱め率を前記磁束密度に乗算す
ることによって弱め磁束密度指令を算出する磁束弱め手
段と、前記弱め磁束密度指令と、励磁インダクタンス補
正値とによって補正された励磁インダクタンスとに基づ
き励磁電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、
前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電
流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流
と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令
算出手段と、前記トルク指令と前記弱め磁束密度指令に
基づきトルク電流指令を算出するトルク電流指令発生手
段と、前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基
づきトルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基
づき、トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算
出するトルク電圧指令算出手段と、前記トルク電流同相
電圧指令に基づきモータの二次抵抗の補正値を算出する
二次抵抗補正値算出手段と、前記トルク電流指令および
前記弱め磁束密度指令と、前記二次抵抗補正値によって
補正された二次抵抗値とに基づきすべり角周波数を算出
するすべり角周波数算出手段と、前記すべり角周波数と
実際のモータの角周波数に基づき角周波数指令を算出す
る角周波数指令算出手段と、前記トルク指令が、予め定
められたしきい値以下である場合には前記トルク電流同
相電圧指令に基づいて前記励磁インダクタンス補正値を
算出し、当該励磁インダクタンス補正値を前記弱め磁束
密度指令の値をアドレスとするデータテーブルに複数個
のデータとして保持する励磁インダクタンス補正値算出
手段と、前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令
と、前記角周波数指令とに基づきモータに印加する三相
電圧指令を算出する三相電圧指令発生手段とを有するこ
とを特徴とする。

【００３３】また、本発明に係る誘導電動機の制御装置
の前記磁束弱め手段は、前記トルク指令をフィルタ処理
することによって前記弱め率を算出し、前記フィルタ処
理に使用される時定数は、前記トルク指令に応じて弱め
用時定数と強め用時定数とを切り替えることを特徴とす
る。

【００３４】本発明による誘導電動機の制御装置によれ
ば、誘導電動機の実際の３相の１次電流をトルク電流検
出値と励磁電流検出値の２相の検出値に変換する３相２
相変換手段によって、モータ電流の３つの瞬時値（例え
ばｉu 、ｉv 、ｉw ）からモータ内部の励磁電流（例え
ばｉ1d）およびトルク電流（例えばｉ1q）を直流量とし
て検出し、これらを磁束密度指令から変換した励磁電流
指令（例えばｉ1d* ）およびトルク指令を変換したトル
ク電流指令（例えばｉ1q* ）のそれぞれに対して独立に
フィードバック制御を行い、更に、トルク指令が小さな
無負荷状態においては、磁束密度指令を徐々に弱めなが
ら、種々の磁束密度指令に対する励磁インダクタンス
（Ｍ）をトルク電流の誤差アンプ出力（Ｇq ・ Δｉ1q）
を用いてそれぞれ同定し、これら種々の磁束密度指令を
アドレスとするデータテーブルに保持するので、加減速
期間中などのトルク指令が大きな状態においても正確な
励磁インダクタンスの同定値を制御に用いることができ
る。

【００３５】さらに二次抵抗ｒ2 についてもトルク電流
の誤差アンプ出力（Ｇq ・ Δｉ1q）を用いて同定してお
り、上記のように常に正確な励磁インダクタンスの値を
使用して制御することができる。これによって、誤差ア
ンプ出力（Ｇq ・ Δｉ1q）に含まれる励磁インダクタン
スの誤差による成分が０になる。その結果、トルク電流
の誤差アンプ出力（Ｇq ・ Δｉ1q）は、二次抵抗ｒ2 の
設定誤差による成分のみとなり、加減速期間中などにお
いても二次抵抗ｒ2 の正確な同定が可能となる。

【００３６】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る誘導電動機の
制御装置の一実施形態のブロック図である。図３に示す
従来の誘導電動機の制御装置と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。

【００３７】図１中の磁束弱め率算出部３２は、トルク
指令Ｔ* を入力として弱め率を算出する。その原理は、
積分器３３に保持されている弱め率とトルク指令Ｔ* と
を減算器３４で比較し、その差分に対して、トルク指令
Ｔ* が大きな場合には磁束密度を上げるように強め用時
定数Ｔ1 を乗算し、小さな場合には逆に下げるように弱
め用時定数Ｔ2 を乗算する。なお、この時定数の切り替
えはスイッチ３５によって行なっている。通常、強め用
時定数Ｔ1 は、必要なトルクを即座に出力できるよう素
早く磁束密度を上げる必要があるので、十分に大きな値
を設定する。また、弱め用時定数Ｔ2 は、ゆっくりと磁
束密度を下げることによって、後述する励磁インダクタ
ンスの同定が正確に行なわれるように、十分に小さな値
を設定する。

【００３８】この磁束弱め率算出部３２の出力する弱め
率によって、加減速運転時に磁束密度指令がどのように
変化するかを図６を用いて説明する。時刻ｔ1 はモータ
に通電が開始され、初期速度ω1 に加速を開始する時刻
である。時刻ｔ1 〜ｔ2 までの間は大きなトルク指令が
発生しており、図１中のスイッチ３５は強め時定数Ｔ1
側にオンして積分器３３には急速にトルク指令値が積分
される。このため、弱め率として１００％、すなわち弱
めを行なわないという出力が得られる。従って、モータ
の磁束密度は初期の指令値φA である。

【００３９】時刻ｔ2 は加速が終了し、無負荷状態がス
タートする時刻である。従って、トルク指令Ｔ* は０に
なっている。ここでトルク指令が０になることによっ
て、スイッチ３５は弱め時定数Ｔ2 側にオンする。また
減算器３４の出力が負になることによって、積分器３３
に保持された弱め率は１００％から次第に減少する。す
なわち、時刻ｔ2 〜ｔ3 において、積分器３３に保持さ
れた弱め率は、弱め時定数Ｔ2 の設定値に応じて徐々に
減少していく。このため、モータの磁束密度は初期の指
令値φA から徐々に減少する。仮に、ｔ2 〜ｔ3 間に時
刻磁束密度がφBまで減少したとしても、弱め時定数Ｔ2
を十分に小さく設定しておけば、磁束密度が減少して
いく過程中において磁束密度φA 〜φB に対する励磁イ
ンダクタンスの変化が連続的に同定できる。なお図６中
のＭA は磁束密度φA に対する励磁インダクタンス、Ｍ
B は磁束密度φB に対する励磁インダクタンスを表して
いる。

【００４０】時刻ｔ3 は、初期速度ω1 からω2 に加速
を開始する時刻であり、トルク指令Ｔ* に大きな値が発
生するため、スイッチ３５は強め時定数Ｔ1 側にオンす
る。これにより、減少していた弱め率は、積分器３３が
急速に積分されるので、速やかに１００％に復帰する。

【００４１】時刻ｔ3 〜ｔ4 は、速度ω2 までの加速期
間である。加速して速度が増加することによって磁束密
度の指令が減少するため、励磁インダクタンスの真値は
変化する。一方、この期間中はトルク指令Ｔ* が大きな
値であるため、図１中のスイッチ２３がオフになり、励
磁インダクタンスの同定は行なわれない。しかし、既に
時刻ｔ2 〜ｔ3 において、磁束密度φA 〜φB に対する
励磁インダクタンスが既に同定されており、その補正値
が図１中のデータテーブル２４に保持されている。従っ
て、時刻ｔ2 〜ｔ3 においてこの保持された補正値を磁
束密度の指令値に応じて出力し、図１中の変換器１の励
磁インダクタンスを逐次、補正することができる。この
結果、時刻ｔ3 〜ｔ4 は加速中であるにも係わらず、正
確な励磁インダクタンスの値を制御パラメータとして使
用することができる。

【００４２】本発明において、図６に示したように磁束
密度の指令は弱め率に応じて変化する。この磁束密度指
令の変化に対して、実際のモータ内部の磁束密度を正確
に応答させるためには以下に示すような補償処理が必要
となる。すなわち（１０）式に示したようにモータ内部
の励磁電流ｉo は、一次電流のｄ軸成分ｉ1dに対して時
定数Ｍ／ｒ2 の一次遅れ応答となるので、図１中の一次
進み補償回路５によって励磁電流指令ｉo*に対して時定
数Ｍ／ｒ2 の一次進み補償を行ない、ｉ1d* を算出す
る。この補償後のｉ1d* は次式で表される。

【００４３】

【数２６】 ｉ1d* ＝（１＋ｐＭ／ｒ2 ）ｉo* … （２６） このｉ1d* に対して電流制御系の働きにより、実際の一
次電流のｄ軸成分ｉ1dは等しく制御され（ｉ1d* ＝ｉ1
d）、この結果、実際のモータ内部の励磁電流ｉo は次
式で表されるようにｉo*に等しく制御される。

【００４４】

【数２７】 ｉo ＝１／（１＋ｐＭ／ｒ2 ）ｉ1d* ＝ｉo* … （２７）

【００４５】

【発明の効果】以上、説明したように本発明においてモ
ータ内部の励磁電流およびトルク電流は、それぞれ独立
にフィードバック制御されており、その制御に用いられ
るパラメータの励磁インダクタンスＭ、二次抵抗ｒ2 は
加減速期間中などのトルク指令が大きな状態においても
常に正確な値を制御に用いることができる。その結果、
鉄心の磁気飽和の影響やモータの製造上の寸法精度など
による励磁インダクタンスＭの変動およびモータの温度
変化等による二次抵抗ｒ2 の変動の影響を受けず、常に
精度良く所望の出力トルクを得ることができる。このた
め、従来は適用するモータにあわせて制御パラメータの
調整が必要であったが、この調整を不要とすることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による誘導電動機の制御装置の一実施形
態のブロック図である。

【図２】ｄｑ軸電圧指令算出部の内部ブロック図の一例
である。

【図３】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図の一
例である。

【図４】誘導電動機の等価回路である。

【図５】従来の誘導電動機の制御装置における課題を説
明するための波形図である。

【図６】本発明による作用を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 変換器、２ 除算器、３ ２相３相変換器、４ ｄ
ｑ軸電圧指令算出部、５ 一次進み補償回路、６ 電流
検出器、７ 除算器、８ 変換器、９ ３相２相変換
器、１０ ２相正弦波発生器、１１ 減算器、１２ 増
幅器、１３ 変換器、１４ 乗算器、１５ 減算器、１
６ 増幅器、１７ 変換器、１８ 変換器、１９ 乗算
器、２０ 変換器、２１ 増幅器、２２ コンパレー
タ、２３ スイッチ、２４ データテーブル、２５ 増
幅器、２６ インバータ、２７ 直流電源、２８ モー
タ、２９ 位置検出器、３０ 微分器、３１ 変換器、
３２磁束弱め率算出部、３３ 積分器、３４ 減算器、
３５ スイッチ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電流から変換された三相交流電流に
   よって駆動される誘導電動機の制御装置であって、トル
   ク指令と磁束密度指令の二相指令を前記電動機の１次電
   流を制御するための三相電圧指令に変換し、前記誘導電
   動機の実際の三相の１次電流をトルク電流検出値と励磁
   電流検出値の二相の検出値に変換し、フィードバック制
   御を行う誘導電動機の制御装置において、 前記トルク指令に基づいて磁束密度の弱め率を算出し、
   当該弱め率を前記磁束密度に乗算することによって弱め
   磁束密度指令を算出する磁束弱め手段と、 前記弱め磁束密度指令と、励磁インダクタンス補正値と
   によって補正された励磁インダクタンスとに基づき励磁
   電流指令値を算出する励磁電流指令発生手段と、 前記励磁電流指令と前記励磁電流検出値に基づき励磁電
   流誤差を算出し、当該励磁電流誤差に基づき、励磁電流
   と同相の励磁電流同相電圧指令を算出する励磁電圧指令
   算出手段と、 前記トルク指令と前記弱め磁束密度指令に基づきトルク
   電流指令を算出するトルク電流指令発生手段と、 前記トルク電流指令と前記トルク電流検出値に基づきト
   ルク電流誤差を算出し、当該トルク電流誤差に基づき、
   トルク電流と同相のトルク電流同相電圧指令を算出する
   トルク電圧指令算出手段と、 前記トルク電流同相電圧指令に基づきモータの二次抵抗
   の補正値を算出する二次抵抗補正値算出手段と、 前記トルク電流指令および前記弱め磁束密度指令と、前
   記二次抵抗補正値によって補正された二次抵抗値とに基
   づきすべり角周波数を算出するすべり角周波数算出手段
   と、 前記すべり角周波数と実際のモータの角周波数に基づき
   角周波数指令を算出する角周波数指令算出手段と、 前記トルク指令が、予め定められたしきい値以下である
   場合には前記トルク電流同相電圧指令に基づいて前記励
   磁インダクタンス補正値を算出し、当該励磁インダクタ
   ンス補正値を前記弱め磁束密度指令の値をアドレスとす
   るデータテーブルに複数個のデータとして保持する励磁
   インダクタンス補正値算出手段と、 前記励磁電圧指令および前記トルク電圧指令と、前記角
   周波数指令とに基づきモータに印加する三相電圧指令を
   算出する三相電圧指令発生手段と、を有することを特徴
   とする誘導電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の誘導電動機の制御装置
   であって、前記磁束弱め手段は、前記トルク指令をフィ
   ルタ処理することによって前記弱め率を算出し、前記フ
   ィルタ処理に使用される時定数は、前記トルク指令に応
   じて弱め用時定数と強め用時定数とを切り替えることを
   特徴とする誘導電動機の制御装置。