JP2007501597A - 電力変換装置によって給電される多相交流機のための固定子電流目標値およびトルク目標値の制御された供給方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、電力変換装置によって給電される多相交流機（４）のための固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）およびトルク目標値（Ｍ_soll）の制御された供給方法に関する。本発明によれば、回転子磁束固定もしくは磁極固定の座標系（ｄ，ｑ）における電流成分（Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsoll）が、トルク目標値（Ｍ_soll）、非同期機の場合の回転子磁束目標値（Ψ_Rsoll）、算出された回転子磁束実際値（Ψ_R）もしくは磁極磁束に基づいて算出され、固定子回路周波数（ω_S）が算出され、これらの値（Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsoll，Ψ_R，ω_S）に依存して、電動機パラメータ（Ｌσ，Ｒ_S）により端子磁束目標値（Ψ_Ksoll）が算出され、これが引き続いて、オフラインで最適化されて記憶された磁束軌道曲線から選択された磁束軌道曲線に導かれる。従って、回転子磁束（Ψ_R）もしくは磁極磁束に対する固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）の位置の瞬時値指向の制御が得られ、それによって多相交流機（４）における電動機電流（Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃）およびトルク（Ｍ）の定常的かつ動的に正確な制御が得られる。

Description

本発明は、電力変換装置によって給電される多相交流機のための固定子電流目標値およびトルク目標値の制御された供給方法に関する。

広い回転数範囲において高い動特性で所望値に調整されるトルクを有する多相交流機への給電のために、大抵は一定入力電圧を有するパルス幅変調形インバータが、しばしば磁界オリエンテーション制御法と結合されて使用される。このような駆動システムは、通常、制御性能に対する最高の技術的要求も満たしている。望みどおりに端子電流が供給可能であるという前提のもとでは、原理的に、多相交流機の磁束およびトルクは常に所望の値に調整可能である。ただし、それは、多相交流機の十分に正確な記述モデルの電磁的システムパラメータの全てが既知である場合に限られる。信号処理システムにより、端子電流および回転数の測定量に基づいて、例えばトルクのための目標量に依存して、連続的に関連した端子電圧が決定される。多相交流機の制御に特に高い動特性が要求される場合には、パルス周波数が同様に高められなければならない。これはインバータの効率およびコストに悪影響する。

軌道車両の牽引用電力変換装置は、高い電力密度および効率要求のために、高いスイッチング周波数を許容しない。例えば、電圧調整範囲におけるスイッチング周波数は、機関車、駆動列車および重量のある近郊列車の場合には３００Ｈｚ〜８００Ｈｚの範囲に、そして軽量の近郊列車の場合には８００Ｈｚ〜２ｋＨｚの範囲にしかない。そのうえ、使用可能な中間回路電圧は最適に利用されなければならず、すなわち制御技術上の理由から、電圧予備は要求されてはならない。許容されていない電源回生動作を避けるためには、定常状態の高調波スペクトルが規定され、制御可能でなければならない。これは、パルス幅変調形インバータの同期クロック法の制限されたスイッチング周波数と最大の変調可能性とを合わせて要求する。

牽引用電力変換装置に対する動特性の要求は同様に高い。例えば架線電圧急変時における外乱特性も、滑走および横すべり現象ならびに機械的な推進振動の制圧のための、例えば所望の高いトルク動特性のような制御特性も、通常の定常的な推進に比べて高い動特性でなければならない。

更に、電力回路の過剰設計を避けるために、電力変換装置の計画された最大電流負担が正確に守られなければならない。外乱量および基準量の変化時にも予め与えられた電流を制御法によって供給することができなければならない。

従って、固定子電流を供給する制御法が必要である。これは同時にトルク設定のための最適な定常特性および動特性を可能にする。

従来、固定子電流の高精度かつ高い動特性の制御は、スイッチングモード動作によって生じさせられた著しい高調波と、高調波に対して激しい非線形性を有する機械パラメータ（漏れインダクタンスおよび主インダクタンス）に直接に阻まれて不成功に終わった。

独国雑誌“ｅｂ−Ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅ Ｂａｈｎｅｎ”，第９０巻（１９９２年）第１１号第３４４〜３５０頁に掲載された刊行物“Ｄｉｅ ｓｔｒｏｍｒｉｃｔｅｒｎａｈｅ Ａｎｔｒｉｅｂｓｒｅｇｅｌｕｎｇ ｄｅｓ Ｓｔｅｕｅｒｇｅｒａｅｔｅｓ ｆｕｅｒ Ｂａｈｎａｕｔｏｍａｔｉｓｉｅｒｕｎｇｓｓｙｓｔｅｍｅ ＳＩＢＡＳ３２”から、測定値検出部、磁束モデル、制御構造ならびに制御装置なる主要機能を備えた磁界オリエンテーション法に基づく非同期機のための電力変換装置に即した駆動制御が公知である。

定評のある磁界オリエンテーション法に基づく駆動制御のためにはアナログ測定量の検出が必要である。２つの交流機電流およびパルス幅変調形インバータの中間回路電圧とも呼ばれる入力電圧が測定される。変形例では２つの線間電圧も測定される。他の測定量として電動機回転数が検出される。インバータが２つの並列接続された牽引電動機に給電する場合には、両電動機回転数が検出され、算術平均値の制御に使用される。

磁界オリエンテーション制御の基礎は、回転子磁束の量および角度位置を知ることにある。これらの量は直接に測定できないために、一般には、非同期機の内部構造を模擬する計算モデルが使用される。電圧、電流および回転数の測定された実際値から回転子磁束を算出するために磁束モデルが用いられる。この磁束モデルは非同期機の２つの公知の部分モデル、すなわち電圧モデルおよび電流モデルからなる。低い回転数においては電流モデルの影響が支配的であり、これに対して高い回転数においては電圧モデルの影響が支配的である。従って、この使用された構造は、両部分モデルの長所を併せ持ち、電流モデルによって制御される電圧モデルとして理解することができる。電流モデルは回転子時定数のパラメータを含む。動作中に非同期機の回転子抵抗が回転子温度にともなって激しく変化する。従って、現在の回転子抵抗を知ることは、電流モデルの正確な動作のために必要である。

信号プロセッサシステムの中心責務は、牽引電動機が要求された目標値に従うようにパルス幅変調形インバータを駆動することにある。両線間電圧ならびに３つの電動機電流が座標変換器において２つの直交成分に変換される。磁束角により、今や、固定子に固定された座標系の両直交電流成分が、回転子磁束の空間ベクトルと共に回転する座標系に変換され、従って電流成分の磁界オリエンテーションが行なわれる。フィルタ処理後に、磁界発生電流成分およびトルク発生電流成分の実際値がもたらされる。定常状態の動作点においてこれらの電流成分は直流量である。

ここで目標磁束および目標トルクの基準入力量から制御出力量を求めるために、一般的には非同期機の逆構造がいわゆる非干渉回路において模擬される。非干渉回路は、磁束目標値、磁化特性曲線から得られた磁化電流目標値、有効電流目標値および回転子磁束の角速度から、必要な電圧成分を算出する。安定化のために、磁界発生電流成分およびトルク発生電流成分のための２つの電流調節器が非干渉回路の出力に加えられる。

現在の中間回路電圧への制御の適合化は制御装置において行なわれる。中間回路電圧の目標電圧および実際値からパルス幅変調形インバータの変調度（または変調率）が算出される。制御装置の責務は、３つのインバータアーム対の交互切換えによって、電動機において、周波数および振幅を調整可能である要求された電圧基本波成分を発生させることにある。

スイッチング時間は動作状態に応じて２つの異なる変調法に基づいて算出される。起動範囲および低速度範囲における低い周波数および電圧においては、非同期正弦波変調が使用される。この場合に基本周波数の１周期において多数の切換えが行なわれるので、スイッチングベクトルおよびそれに付属のスイッチング角はプロセッサによってオンラインで決定されなければならない。基本周波数に対するスイッチング周波数の比、すなわちいわゆるパルス数が約１０〜８の値に達したときに、インバータは基本周波数に同期してクロック制御されなければならない。基本周波数の上昇にともなって、インバータの限られたスイッチング周波数のために、パルス数は段階的に低減されなければならない。このために、オフラインで最適化されたパルスパターンが使用される。最も重要な最適化基準は高調波電流の実効値である。なぜならば、この値は、主として電力変換装置給電により電動機に付加的な損失を引き起こすからである。

従って、最適化に基づく第２のステップとしてパルスパターン選択が行なわれる。プロセッサのための適切なパルス系統の選択のために特性系列が作成され、この特性系列においては、基本周波数および変調度のあらゆる可能な離散値について、最大スイッチング周波数の境界条件と最小パルス幅ならびに最大電流ピーク値の遵守とを満たす最も良く適したパルスパターンがプロットされている。パルスパターン選択平面と、各パルス系統および各変調度についてオフラインで最適化されたパルス角とが信号プロセッサユニットでブル形式で記憶されている。プログラムモジュール制御装置においては、まず選択平面から変調種類およびパルス系統が決定され、そのうえパルス系統は制御によって要求された動作点に属する。最適化されたパターンの範囲内において、当該変調度について記憶されたスイッチング角からスイッチング時間が瞬時固定子周波数に依存して計算される。パルス系統交換時には過渡現象または願わしくない電流ピークが発生しないように時点が選択される。

このいわゆる電圧制御装置により電圧の操作量の大きさおよび角度が基本波としてのみ予め与えられる。その他の電気量の瞬時値はパルスパターンによって予め与えられ、もはやオンラインでは影響を及ぼすことはできない。操作量の動特性が高すぎると、過渡現象が発生し、この過渡現象が過大なトルク振動を生じる。

独国雑誌“ｅｔｚＡｒｃｈｉｖ”，第７巻（１９８５年）第７号第２１１〜２１８頁に掲載された刊行物“Ｄｉｒｅｋｔｅ Ｓｅｌｂｓｔｒｅｇｅｌｕｎｇ （ＤＳＲ） ｆｕｅｒ ｈｏｃｈｄｙｎａｍｉｓｃｈｅ Ｄｒｅｈｆｅｌｄａｎｔｒｉｅｂｅ ｍｉｔ Ｓｔｒｏｍｒｉｃｈｔｅｒｓｐｅｉｓｕｎｇ”には、パルス幅変調なしで動作し、僅かなパラメータに感応し、さらに非常に良好な動特性を有する電力変換装置によって給電される非同期機の直接式自動制御法が記載されている。多相交流機が３相インバータを介して一定の入力電圧で給電される場合、固定子電圧の空間ベクトルは７つの離散値のみを受け取る。磁界弱め範囲において一般に固定子電圧に比べて小さい電圧が固定子巻線の銅抵抗に降下するが、この電圧降下を無視した場合、電圧空間ベクトルのその都度の瞬時値が一義的に全磁束の空間ベクトルの速度および方向に関する瞬時状態の変化を決定する。従って、基本周波数での定常的なスイッチングの場合、磁束空間ベクトルの先端が正六角形を一定の軌道速度および僅かに脈動する角速度でもって通過する。

基本周波数でのスイッチングの場合、非同期機のトルクに影響する唯一の手段は、電圧空間ベクトルの切換えの間の時間間隔を制御することにある。固定子巻線の銅抵抗での電流に比例する電圧降下を無視するならば、一定の入力直流電圧を有する３相インバータの場合には軌道速度を、値０を有する第７の非同期機電圧ベクトルの挿入によって、非常に簡単に値０に減らすことができる。磁束空間ベクトルの減らされない軌道速度を有する第１の部分間隔と、固定子軸に対して静止している磁束空間ベクトルを有する第２の部分間隔とからなるパルス間隔に関して、両部分間隔の期間の選定によって、公知のごとく、パルス間隔において平均化された軌道速度の任意のあらゆる中間値を調整することができる。

直接式磁束自動制御法のための信号処理は磁束比較器およびトルク比較器を有する。非同期機の固定子巻線の銅抵抗での電圧降下だけ減じられた測定電圧値から、積分要素により固定子磁束の直交成分が発生され、固定子磁束の直交成分が非同期機の各固定子巻線軸の磁束量に変換される。これらの磁束量はそれぞれ、トルク調節部から導き出すことができる基準磁束量と比較される。基底回転数範囲内では次の規則に従って非常に簡単な調節法がもたらされる。

トルクの実際値が目標値を許容差分よりも上回った場合、磁束自動制御によって非同期機電圧の６つの見かけの空間ベクトル値から決められた現在の空間ベクトルの代わりに、大きさ０を持つ第７の空間ベクトルが、トルクの実際値が目標値を許容差分よりも下回るまでの間、挿入される。これに従って再び磁束自動制御がインバータのスイッチング状態を決定する。大きさ０を持つ第７の電圧空間ベクトル値は、公知のごとく、２つの異なるスイッチング状態によって生じさせることができる。相応の選択基準によって付随条件、例えば最小スイッチング頻度、スイッチング状態の最小時間の保証を満たすことができる。

上述のように、結果として生じる磁束連鎖の回転成分の、パルス間隔に亘り平均化された角速度が、自動的に所望のトルクの発生に必要な値に調整され、しかもそのことは、軸回転数およびインダクタンス、回転子抵抗の現在値ならびに磁界オリエンテーション制御法において既知でなければならない他の量またはパラメータに関するどのような情報もなしに行なわれる。インバータの入力直流電圧の一般的に常に存在する緩慢な振動および迅速な振動は、直接式自動制御法によって自動的に考慮され、予め定められた許容帯域に制御されるトルクへの影響のない状態にとどまる。

この直接式自動制御法は牽引駆動に適し、最適な動特性をもたらすが、再現可能な定常特性ではない。更に、この直接式自動制御法は、基本周波数に対するスイッチング周波数の小さすぎる比を許容しない。

独国雑誌“ＡＢＢ Ｔｅｃｈｎｉｋ”１９９５年第３号第１９〜２４頁に掲載された刊行物“Ｄｉｒｅｋｔｅ Ｄｒｅｈｍｏｍｅｎｔｒｅｇｅｌｕｎｇ ｖｏｎ Ｄｒｅｈｓｔｒｏｍａｎｔｒｉｅｂｅｎ”において、新しく開発された直接式トルク制御法が紹介されている。ダイレクトトルクコントロール（ＤＴＣ）とも呼ばれるこの直接式トルク制御法は、非同期機の磁界オリエンテーション制御法および直接式自動制御法の理論に基づいている。直接式トルク制御法においては、電動機およびインバータが大幅に一体化されている。インバータの全てのスイッチング過程は電動機の電磁状態に依存する。直流機におけるようにＤＴＣは磁束およびトルクの独立した制御を可能にする。電動機とインバータ制御部との間におけるパルス幅変調器は必要でない。

ＤＴＣシステムの中心ユニットは、トルクおよび磁束のヒステリシス制御のための構成ユニットと、スイッチング最適化のための論理ユニットとである。このシステムの他の重要な構成部分は正確な電動機モデルである。電動機モデルは、２つの電動機電流および直流中間回路における電圧の測定によって、トルク、固定子磁束、周波数および軸回転数の実際値信号を発生する。トルク目標値および磁束目標値は実際値と比較され、ヒステリシスの２点制御によって操作信号が発生させられる。スイッチング最適化のための論理ユニットはトルク目標値および磁束目標値に基づいて最善の電圧ベクトルを求める。固定子磁束の制御はインバータの出力電圧を介して行なわれる。ＤＴＣの場合、固定子磁束およびトルクはヒステリシス限界内、すなわち選ばれた許容帯域内に保たれる。状態目標値は、トルク実際値および固定子磁束実際値がそれらの目標値から許されたヒステリシス分よりも大きくずれたときのみ変化される。回転する固定子磁束ベクトルがヒステリシスの上限または下限に達したときに、固定子磁束の方向を変化させかつそれにより固定子磁束をヒステリシス帯域内に保つために、適切な電圧ベクトルが使用される。必要なトルクは固定子磁束ベクトルの制御によって得られる。

直接式トルク制御法も、直接式自動制御法と同様に最適な動特性をもたらす。しかしながら、定常特性は再現可能でなく、この直接式トルク制御法は基本周波数に対するスイッチング周波数の小さすぎる比を許容しない。

独国雑誌“ｅｂ−Ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅ Ｂａｈｎｅｎ”第８９巻（１９９１年）第３号第７９〜８７頁に掲載された刊行物“Ｄｉｒｅｋｔｅ Ｓｅｌｂｓｔｒｅｇｅｌｕｎｇ， ｅｉｎ ｎｅｕａｒｔｉｇｅｓ Ｒｅｇｅｌｖｅｒｆａｈｒｅｎ ｆｕｅｒ Ｔｒａｋｔｉｏｎｓａｎｔｒｉｅｂｅ ｉｍ Ｅｒｓｔｅｉｎｓａｔｚ ｂｅｉ ｄｉｅｓｅｌｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅｎ Ｌｏｋｏｍｏｔｉｖｅｎ”には、直接式自動制御法（ＤＳＲ）が記載されている。

本発明の課題は、固定子電流目標値およびトルク目標値の制御された供給方法において、公知の方法の欠点を回避しかつ同期機への使用範囲の拡張を可能にする方法を提供することにある。

この課題は本発明によれば請求項１の特徴事項により解決される。

本発明のこの方法によって、磁界オリエンテーション制御がオフラインで最適化されたパルスパターンのための電圧時間積制御装置と結合される。すなわち、操作量として、固定子電圧が使用されるのではなく、その積分つまり電圧時間積が使用される。この電圧時間積は磁束のディメンジョンを持つので、この電圧時間積は分かり易さから端子磁束と呼ばれる。従って、電圧制御装置から電圧時間積制御装置となり、この電圧時間積制御装置により、選択された磁束軌道曲線を定常的および動的に正確に追走することができ、従って多相交流機の回転子磁束に対する求められた端子磁束の位置を量にも角度にも基づいて直接的にあらゆる可能なスイッチング動作で調整することができる。それゆえ、定常状態においては、端子磁束による定常的に正確なフィードフォワード制御により、固定子磁束も同様に供給され、それにともない、回転子磁束に対する固定子磁束の位置から求められているトルクも同様に供給される。更に、端子磁束のフィードフォワード制御によって固定子電流が間接的に供給され、それによって直接の電流フィードバック制御の欠点が回避される。

同期クロック動作の場合には定常的および動的に正しいフィードフォワード制御を達成するための時間連続の磁束微分による電圧形成ができないので、本発明の認識に基づいて、これは時間離散のパルス同期の制御装置へ移される。それによって制御装置の入力量は、もはや電圧ではなく、その時間積分である。この時間積分は、制御装置によるその都度の離散した走査間隔で実現されるべき電圧時間積に一致する。端子磁束の微分を制御装置へ移すことは、制御装置における最適なパルスパターンの取扱いおよび出力における大幅な変更を必要とする。

有利な方法においては、端子磁束が定常的な固定子電圧の算出による迂回によって求められる。それによって同時に、パルスパターンの選択の際に使用することができる変調度が得られる。磁界弱め範囲においては変調度が制限されなければならないが、これは固定子電圧による迂回によって行なうことができる。

他の有利な方法においては、選択された磁束帯域曲線上における求められた端子磁束の動的な案内の際に使用される端子磁束の実際値が求められる。それによって、過渡現象をもたらし得る偏差が大幅に補償される。それにより、動的な偏差が固定子磁束から端子磁束へ移され、それによってトルク目標値を動的にも供給することができる。トルク目標値の供給により回転子磁束に対する固定子磁束の位置が正確に供給され、それによって固定子電流も決まる。従って、固定子電流の目標値は同様に動的に間接的に供給される。

本発明の更なる説明のために、本発明による方法が概略的に具体的に示されている図面を参照する。

図１は回転数検出器なしの多相交流機の駆動制御システムの全体構成を示し、
図２は回転子磁束固定の座標系における非同期機のベクトル図を具体的に示し、
図３は非同期機の簡略表示された制御対象区間を示し、
図４は回転磁束オリエンテーションの非同期機の電圧フィードフォワード制御を示し、
図５は電圧制御装置のためのフィードフォワード制御の構造を示し、
図６は電圧時間積制御装置のためのフィードフォワード制御の構造を示し、
図７は固定子固定の空間ベクトル座標系におけるパルス幅変調形インバータの出力電圧例を示し、
図８は磁束閾および角度閾を有するセクタにおける端子磁束経過を示し、
図９は本発明による有利な方法の実現を示し、
図１０は図９による磁束調節器およびトルク調節器の実現を示し、
図１１は図９によるフィードフォワード制御の実現を示し、
図１２は端子磁束実際値を算出する装置のブロック図を示し、
図１３は基底回転数範囲内における電圧時間積制御装置の構造を示し、
図１４は全ブロックにおける軌道曲線短縮機能を示し、
図１５はエッジパルスパターンにおける軌道曲線短縮機能を示し、
図１６は動的な軌道曲線短縮時の零ベクトルの位置を示し、
図１７は基底回転数領域および磁界弱め範囲における電圧時間積制御装置の構造を示す。

概要を理解し易くすることを保証するために、以下においては、本発明による方法を非同期機の例で説明する。

図１に回転数検出器なしの多相交流機４の駆動制御システム２の全体構成を示す。特にマイクロプロセッサである装置６は本発明による方法の要部を実施する責任を負っている。この装置６により、操作量として求められた電流成分Ｉ_Sqsoll，Ｉ_Sdsollと、求められた固定子回路周波数ω_Sとから、ここでは端子磁束Ψ _Ksollと呼ばれる電圧時間積が算出される。供給されるべき固定子電流目標値Ｉ _Ssollのトルク発生電流成分Ｉ_Sqsollは、トルク調節器８により、トルク目標値Ｍ_soll、求められた回転子磁束実際値Ψ _Rおよびトルク実際値Ｍに依存して算出される。更に、このトルク調節器８の周波数出力端において回転子すべり周波数ω_Rが得られ、この回転子すべり周波数ω_Rは、加算器１０により、多相交流機４の機械的回転数に比例する算出された回路周波数ωを加算される。供給されるべき固定子電流目標値Ｉ _Ssollの磁束発生電流成分Ｉ_Sdsollを算出するために磁束調節器１２が設けられている。この入力端には、予め定められた回転子磁束目標値Ψ _Rsollおよび求められた回転子磁束実際値Ψ _Rが与えられる。これらの両電流成分Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsollは、回転子磁束に固定された座標系ｄ，ｑの成分である。トルク調節器８および磁束調節器１２は磁界オリエンテーション制御から十分に知られている。更に、磁界オリエンテーション制御から他の装置１４，１６，１８が知られている。１４は電動機モデルを示し、１６は回転数およびパラメータ適合化装置を示し、１８は絶対値発生装置を示す。装置１６により、回転数値と、固定子抵抗Ｒ_S、漏れインダクタンスＬσおよび主インダクタンスＬ_hのような多相交流機４のパラメータ値とが算出される。このために、一方では回転子磁束実際値Ψ _Rが、他方では固定子電流差Ｉ _Seが使用される。固定子電流差Ｉ _Seは固定子電流モデル値Ｉ _Smodおよび固定子電流実際値Ｉ _Sからなり、固定子電流実際値Ｉ _Sは座標変換器２０の出力端に発生する。固定子電流モデル値Ｉ _Smodは、回転子磁束Ψ _Rおよびトルク実際値Ｍを発生する装置１４から供給される。このために、この装置１４は少なくともパラメータと求められた回転数実際値ωとを必要とする。２２は逆インバータモデルを示し、これには固定子電流モデル値Ｉ _Smodが導かれている。逆インバータモデル２２の出力側には、多相交流機４に給電する負荷側変換器２４、特にパルス幅変調形インバータのための制御信号Ｓ _Vが生じる。多相交流機４としては非同期機または同期機を使用することができる。

図２には、模範的に、回転子磁束に固定された座標系ｄ，ｑにおける非同期機のベクトル図が具体的に示されている。このベクトル図は、いつものとおり、定常的および動的なケースにおける固定子電圧ベクトルＵ _Sを示す。同様に、直交電流成分Ｉ_Sd，Ｉ_Sqを有する固定子電流ベクトルＩ _Sが示されている。新たに、この公知のベクトル図には磁束ベクトルΨ _K，Ψ _Sが示されている。磁束ベクトルΨ _Kは９０°回転させられた固定子電圧ベクトルＵ_Sstatに対応する。それゆえ、磁束ベクトルΨ _Kは固定子電圧ベクトルＵ_Sstatの積分であり、端子磁束ベクトルΨ _Kと呼ばれる。この端子磁束ベクトルΨ _Kは、固定子磁束ベクトルΨ _Sと、固定子抵抗Ｒ_Sでの電圧降下に対応する磁束ベクトルとのベクトル加算に相当する。

定常的および動的に正しいフィードフォワード制御は、制御対象区間の定常的および動的な特性を補償するために、制御対象区間の構造を逆に再現しなければならない。図３には、固定子回路２６の高速に変化可能な電気量と回転子回路２８の緩慢にしか変化できない電気量とを有する多相交流機、特に非同期機の構造の区分が原理的に示されている。回転子磁束Ψ _RおよびトルクＭ（永久磁石励磁式同期機の場合にはトルクのみ）のフィードフォワード制御およびフィードバック制御は、回転子磁束Ψ _Rの緩慢なフィードフォワード制御およびフィードバック制御と、磁束発生電流成分Ｉ_Sdおよびトルク発生電流成分Ｉ_Sqの高い動特性のフィードフォワード制御およびフィードバック制御とに区分することができる。本発明による方法の場合には、固定子回路２６に関する電流成分Ｉ_Sd，Ｉ_Sqのフィードフォワード制御およびフィードバック制御のみが重要である。永久磁石励磁式同期機の場合には原理的に固定子回路２６のみが存在する。

図４には固定子回路２６のフィードフォワード制御の必要な構造が示されている。電圧成分Ｕ_Sd，Ｕ_Sqが定常成分Ｕ_Sdstat，Ｕ_Sqstatおよび動的成分Ｕ_Sddyn，Ｕ_Sqdynに分けられている。フィードフォワード制御のこの構造は当業者にとって自明であるので、ここではこの構造の詳しい説明は省略する。電圧フィードフォワード制御の問題は、固定子磁束目標値Ψ_Sdsoll，Ψ_Sqsollの微分から算出されなければならない動的な電圧成分Ｕ_Sddyn，Ｕ_Sqdynから生じる。

この図４に示されている固定子電圧Ｕ _Sのフィードフォワード制御の構造は、電圧制御装置と一緒にフィードフォワード制御の完全な構造に拡張することができる。この種の構造が図５に概略的に示されている。制御装置３０においては、瞬時中間回路電圧Ｕ_Dへの適合化ならびに磁束同期の座標系から固定子固定の座標系への逆変換が、スイッチング時点の出力のために行なわれる。この電圧制御装置のフィードフォワード制御の構造において、３２は最適化されたパルスパターンを有するパルスパターンテーブル、３４は漏れインダクタンスＬσのパラメータ、３６は固定子抵抗Ｒ_Sのパラメータ、３８は微分器、４０はそれぞれ加算点を示す。動的に正確なフィードフォワード制御のために、漏れインダクタンスＬσのパラメータの周波数依存性、すなわち高い周波数における減少が考慮されなければならない。この構造によれば、回転子磁束Ψ _Rと固定子電流Ｉ _Sによって惹き起こされた漏れ磁束Ψσとから生じる固定子磁束Ψ _Sが、固定子電圧Ｕ _Sを得るために微分される。これは非同期変調において問題なく可能である。なぜならばスイッチングサイクルにおいてあらゆる有り得る電圧ベクトルＵ _Sが平均値として調整可能であるからである。

磁束変化の微分の動的成分は、同期パルスパターンの場合には十分に高速に考慮できない。なぜならば、パルスパターンによる時間打切りが準連続的な操作のためには大きすぎるからである。これは、同期クロック動作の場合、電圧空間ベクトルのスイッチング順序が固定的に規定されていることによって説明され得る。それによって電圧は大きさおよび角度に従って任意に影響を受けないので、固定子磁束Ψ _Sの微分を所望の固定子電圧空間ベクトルＵ _Sに変換することができない。すなわち、最適化されたパルスパターンにおけるフィードフォワード制御は定常状態でしか作用しない。

同期クロック動作の場合には定常的および動的に正しいフィードフォワード制御を達成するための時間連続の磁束微分による電圧形成ができないので、本発明によれば、これは時間離散のパルス同期の制御装置に移される。付属の制御装置の入力量は、もはや固定子電圧Ｕ _Sではなく、その時間積分すなわち電圧時間積であり、この電圧時間積はその都度の離散的な走査間隔で制御装置４２から与えられなければならない。電圧時間積を変換しなければならない制御装置４２のためのフィードフォワード制御の構造が図６に概略的に具体例で示されている。電圧時間積は磁束のディメンジョンに相当するので、以下においては、この電圧時間積を端子磁束Ψ _Kと呼ぶことにする。制御装置４２における端子磁束Ψ _Kの時間離散の微分はもちろん固定子固定の座標系への逆変換後に行なわなければならない。回転子磁束の空間ベクトルΨ _Rに対する固定子磁束の空間ベクトルΨ _Sの位置に基づく離散的な電圧状態の投入および遮断時点の決定は、もちろん制御装置４２における最適化されたパルスパターンの取扱いおよび出力に大幅な変更を必要とする。

最適化されたパルスパターンは、変調度に依存して離散ステップで計算されて保存されている予め計算されたスイッチング角として存在する。この場合に、中間回路電圧Ｕ_Dは走査間隔の間一定と見なされる。現在の中間回路電圧Ｕ_Dに対する変調度ａへの目標電圧の換算ならびにスイッチング時点へのスイッチング角の換算は制御装置４２において行なわれる。

２点インバータの場合には長さ（２／３）Ｕ_Dを有する６つの電圧ベクトルＵ₀，…，Ｕ₅と長さ０を有する２つの零ベクトルＵ₆，Ｕ₇が存在する。これらの電圧ベクトルＵ₀，…，Ｕ₇が図７の固定子固定の空間ベクトル座標系α，βに示されている。電圧時間積を磁束（端子磁束）と同様に考慮するならば、電圧時間積は空間ベクトル座標系において電圧Ｕ₀，…，Ｕ₇と同様にベクトルとして描くことができる。このような端子磁束ベクトルΨ _Kは、６つの電圧ベクトルＵ₀，…，Ｕ₅の１つが投入されているときに、その電圧ベクトルの方向に秒当たり（２／３）Ｕ_Dの速度で移動し、零ベクトルＵ₆，Ｕ₇の投入時には停止する。基本波クロック動作時には電圧ベクトルＵ₀，…，Ｕ₅は順次投入され、端子磁束ベクトルΨ _Kの６角形の経過が生じる。

電圧時間積制御装置４２の基本思想は、定常的および動的なフィードフォワード制御と電圧時間積に対する誤差補正とが統合されて供給されることにある。

電圧時間積つまり端子磁束Ψ _Kが現在の状態にとって適切な定常的な値にある場合には、調節すべき主要量であるトルクおよび固定子電流成分が正確に調整されている。その値が最大に利用可能な電圧により定常的に実現可能であることが前提条件である。

同期パルスパターンの場合、磁束制御装置の使用による非同期変調の場合と違って、フィードバック制御自体がもちろん基本波目標値のみを供給するにもかかわらず、高調波を含んだ定常電圧がフィードフォワード制御される。フィードバック制御の基本波目標値から制御装置のために目標磁束曲線が求められ、この目標磁束曲線から制御装置において瞬時値指向でスイッチング動作が決定され、それによって高調波が決定される。

目標電圧が定常状態にのみ通用するのに対して、目標磁束軌道曲線は定常的にも動的にも通用する。それにより、必要な微分を有する動的なフィードフォワード制御が、時間離散で動作する制御装置４２に移されていることが達成されている。なお、“時間離散”とは同期パルスパターンによるクロック動作であると解釈すべきである。

目標磁束軌道曲線の調節された追走によって電圧から磁束への積分定数の調整が自動的に保証され、過渡現象はもはや発生し得ない。

制御装置４２のパルスパターンテーブルにおいては、今や電圧ベクトルとスイッチング時間に換算されるスイッチング角との代わりに、電圧ベクトルと端子磁束値（電圧積分）とが予め与えられなければならない。磁束目標値Ψ _Ksollは到達すべきスイッチング閾をもたらし、このスイッチング閾から瞬時中間回路電圧Ｕ_Dとこれまで到達された磁束実際値Ψ _Kとによりスイッチング時間Ｔ_Schaltがその都度新たに計算される。それによりそれぞれのスイッチング閾への到達時における端子磁束Ψ _Kの全ての誤りが補正される。従って、この誤り補正の調節方法はデッドビート特性を有する。

固定子抵抗Ｒ_Sの電圧降下が定常的にしか考慮され得ないため、端子磁束Ψ _Ksollは直接的にはトルク印加のための操作量として適していないので、補正のためには準定常的な端子磁束実際値Ψ _K のみを使用してもよい。

予め与えられた端子磁束軌道曲線の維持のためのパルスパターンにおける補正措置は、図８に従って次の異なるスイッチング閾をもたらす。

切換えの型：
１．「コーナ（かど）」（ある電圧ベクトルから他の電圧ベクトルへの交替）：
磁束量閾：投影軸は新しいベクトルに対して垂直であり、スイッチング閾は新しい磁束軌道と投影軸との交点に相当する。
作用：目標固定子電流に基づく端子磁束実際値の決定によって、固定子磁束実際値を動的にも中心に置きかつ同時に固定子抵抗Ｒ_Sでの電圧降下による磁束量誤差を非常に良好な近似でフィードフォワード制御して補償することに成功する。磁束は中心に置かれ、磁束量誤差が補正される。

２．「零オン」（ある電圧ベクトルから零ベクトルへの交替、すぐ次の電圧ベクトルは同じ電圧ベクトルである。）：
投影軸は先行の電圧ベクトル（第１の半セクタ）もしくは次の次の電圧ベクトル（第２の半セクタ）に対して垂直方向にある。

３．「零コーナ」（ある電圧ベクトルから零ベクトルへの交替、次の電圧ベクトルは他の電圧ベクトルである。）
投影軸は次の電圧ベクトルに対して垂直である。

４．「零オフ」（零ベクトルからある電圧ベクトルへの交替）
磁束角閾：端子磁束の走行する目標角がパルスパターンのスイッチング角に等しくなるとき、零ベクトルは遮断され、次の電圧ベクトルが投入される。
作用：零ベクトルの投入時における実際磁束空間ベクトルが、磁束軌道においてパルスパターンによって予め与えられた個所に止められたために、目標磁束空間ベクトルによる遮断目標角到達の際の更なる走行時に、固定子磁束と回転子磁束の空間ベクトルとの間の目標角、従ってトルクが非常に正確に調整される。角度誤差は実際値による零ベクトルの投入と目標値に基づく遮断とによって可能なかぎり最善に補償される。

従って、パルスパターンテーブルはこの切換えの順序からなり、磁束閾値のほかに、切換えの型、スイッチング状態（電圧ベクトル）、および投影軸が格納されている。

図９に本発明に基づく有利な方法の実現が概略的に示されている。この図によれば、予め決定された回転子磁束量｜Ψ _Rsoll｜から、磁束調節器１２により、磁束発生電流成分Ｉ _Sdsollが求められる。トルク目標値Ｍ_sollから、トルク調節器８により、電動機モデル１４から求められた回転子磁束量実際値｜Ψ _R｜を用いてトルク発生電流成分Ｉ _Sqsollが算出される。同時に、算出された定常的な回転子すべり周波数ω_Rにより、パルスパターン選択および予測計算のために必要なフィードフォワード制御された定常的に有効な固定子回路周波数ω_S（＝固定子磁束の角速度）が決定される。これらの両電流成分Ｉ _Sdsoll，Ｉ _Sqsollはそれぞれ大きさを制限されてから、図６に基づく構造におけると同様に装置３４，３６により乗算される。装置３４の出力端には漏れ磁束目標値Ψσ_sollが生じ、これは回転子磁束実際値Ψ _Rを加算され、その結果加算器４０の出力端に固定子磁束目標値Ψ _Ssollが生じる。この固定子磁束目標値Ψ _Ssollは仮想上の固定子回路周波数ω_Sと乗算され、その積が、他の加算器４０により、装置３６の出力端に生じる電圧値に加算される。それによって固定子電圧Ｕ _Sstatの定常目標値が得られる。この固定子電圧Ｕ _Sstatの定常目標値が中間回路電圧Ｕ_Dで正規化される。この正規化された定常固定子電圧ｕ _Sstatの直交成分が、変調度ａおよび電圧角δ_Uなる極座標成分に変換される。このために座標変換器４６が使用される。極座標成分である変調度ａは、一方では直接的に最適なパルスパターンの角度テーブルのアドレス指定に使用されかつ平滑されてパルスパターン選択面のアドレス指定に使用され、他方では基本波の端子磁束量｜Ψ _K｜を求めるために使用される。このために、極座標成分である変調度ａは、乗算器４８に導かれる。乗算器４８の第２の入力端には中間回路電圧Ｕ_Dが与えられている。それによって正規化解除がもたらされる。この乗算器４８の出力端における値は引き続いて固定子回路周波数ω_Sによって割算され、その結果、基本波端子磁束量｜Ψ _K｜が生じる。

極座標成分である電圧角δ_U（図２による電圧Ｕ _Sstatと回転子磁束Ψ _Rとの間の角度）から９０°の減算によって、端子磁束Ψ _Kと回転子磁束Ψ _Rとの間の角度δΨ_K（もしくは χ_soll）が求められる。この角度δΨ_Kには、他の加算器５０により、電動機モデル１４の走行中の回転子磁束角γΨ_Rが加算され、電圧時間積制御装置のための走行中の端子磁束目標角γΨ_Ksollが得られる。

図１０には模範的にトルク調節器８（フィードバック制御）および磁束調節器１２（フィードバック制御）が明確に示されている。これに対して図１１には引き続く定常的および動的なフィードフォワード制御が具体的に示されている。

定常的な固定子電圧Ｕ _Sstatの算出を経る迂回によって、一方では変調度ａが得られ、他方ではこの変調度ａが磁界弱め範囲において制限される。変調度ａはパルスパターンの選択のために必要である。この変調度ａは直接的にパルスパターンの角度テーブルのアドレス指定に、そして平滑されてパルスパターン選択面すなわちＵ／ｆ面のアドレス指定に使用される。磁界弱め範囲における変調度ａを制限する場合（図１１）には電圧角δ_Uの計算は、定常的なトルク発生電圧成分ｕ_Sdstat（図１１）がさらにその目標値に一致するように行なわれる。この電圧角δ_Uは次の式により計算される。
δ_U ＝ ａｒｃｓｉｎ（ｕ_Sdstat／ａ_begr）＋９０°
＝ ａｒｃｓｉｎ［Ｕ_Sdstat／｛ａ_begr・（２／π）・Ｕ_D｝］＋９０°

図１１によれば、磁界発生電流成分Ｉ_Sdsollの目標値は、トルク発生電圧成分Ｕ_Sdstatのチャンネルに作用する固定子抵抗Ｒ_Sでの電圧降下の算出のために、瞬時動作状態において実現可能な磁束に相当する値に制限されなければならない。これは、変調度制限時にフィードフォワード制御されるトルクの定常誤差が発生しないようにするために必要である。

パルスパターンを求める際に固定子抵抗Ｒ_Sは重要でない。なぜならば、それは高調波に対しては漏れリアクタンスに比べれば無視できるからである。それによってパルスパターンの、負荷に依存しない事前算出が可能になる。これによって端子磁束軌道曲線が決まる。トルクＭ_sollが調整される基本波について、固定子抵抗Ｒ_Sはもちろん無視できない。固定子抵抗Ｒ_Sでの電圧降下は端子磁束Ψ _Kと固定子磁束Ψ _Sとの間に差を生じさせる。

要求された定常状態が同期式のパルスパターンにおいて、とりわけ存在する零ベクトルＵ₆，Ｕ₇において実際にあらゆる新たなスイッチング状態で到達されるとういう前提が、端子磁束実際値Ψ _Kと選択された磁束量閾Ψ_KSchwとの比較の際に、定常と見なされる電流目標値に対応する固定子抵抗Ｒ_Sでの定常電圧降下を基礎にすることを可能にする。

このために、図１２によれば、固定子電圧Ｕ _Sの積分前に、瞬時固定子電流Ｉ _Sによって生じさせられる固定子抵抗Ｒ_Sでの電圧降下を差し引き、それにより固定子磁束瞬時値を算出することが必要である。積分は固定子固定の座標系α，βにおいて行なうことが望ましく、固定子磁束成分Ψ_Sα，Ψ_Sβが座標回転器５２により回転子磁束同期の座標系ｄ，ｑに回転させられ、それにより回転子座標に存在する電流目標値Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsollを用いて、定常端子磁束成分Ψ_Kq，Ψ_Kdを求めることができる。この端子磁束成分Ψ_Kq，Ψ_Kdの他の使用のために、これらは他の座標回転器５４により再び固定子固定の座標系Ψ_Kα，Ψ_Kβへ戻される。その際に、この座標回転器５４の出力端には、固定子固定の座標系の端子磁束成分Ψ_Kα，Ψ_Kβが生じる。それによって、良好な近似で端子磁束Ψ _Kの代わりに固定子磁束Ψ _Sが動的に供給され、それにともない直接に固定子電流Ｉ _SおよびトルクＭが動的に供給される。過渡現象は固定子抵抗Ｒ_Sによって回避される。

図１３には基底回転数範囲内における電圧時間積制御装置の構造が詳しく示されている。この構造において、５６，５８，６０はそれぞれメモリであり、６２は電力変換装置を線形化する装置であり、６４は磁束量閾のスイッチング時間を算出する装置であり、６６は磁束角閾のスイッチング時間を算出する装置であり、６８は端子磁束実際値Ψ _Kを求める装置であり、７０はセクタ投影装置であり、７２はスイッチング状態Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃から固定子電圧実際値Ｕ _Sの電圧成分Ｕ_Sα，Ｕ_Sβを発生する装置であり、７４はスイッチング時間カウンタである。メモリ５６，５８，６０にはオフラインで計算されたパルスパターンＰＭが記憶されており、メモリ５６には磁束量閾を有するテーブルおよび磁束角閾を有するテーブルが記憶されている。メモリ５８には投影軸を有するテーブルが記憶され、メモリ６０にはスイッチング状態（電圧ベクトル）を有するテーブルが格納されている。

操作量である端子磁束目標値Ψ _Ksollの極座標成分である変調度ａに依存して、定格磁束で正規化された磁束量閾および対応する磁束角閾γΨ_KSchwがメモリ５６から読出される。この読出された正規化された磁束量閾は、乗算器７６により、操作量である端子磁束目標値Ψ _Ksollの極座標成分である基本波端子磁束量｜Ψ _K｜_sollと乗算される。その結果として変調度ａに対応する磁束量閾Ψ_KSchwが得られる。この磁束量閾Ψ_KSchwは、装置６４において、セクタ投影装置７０の出力端に生じる投影された端子磁束実際値Ψ_Kprojとまず比較される。求められた差は割算器７８に導かれ、この割算器７８の第２の入力端には端子磁束Ψ _Kの投影軸に関連した軌道速度に対応する値（１／√３）Ｕ_Dが与えられる。この割算器７８の出力端には対応するスイッチング時間Ｔ_schaltΨが生じ、これはスイッチング状態のテーブルを有するメモリ６０の入力端に導かれる。このスイッチング時間Ｔ_schaltΨにより零ベクトルＵ₆，Ｕ₇，「コーナ」もしくは「零コーナ」が投入される。

メモリ５６から読出された磁束角閾γΨ_KSchwは装置６６において走行中の端子磁束角γΨ_Ksollと比較され、その差が磁束角の軌道速度によって割算される。軌道速度は固定子回路周波数ω_Sに比例する。割算器８０の出力端には零ベクトルの遮断のためのスイッチング時間Ｔ_schaltγが生じ、これは同様にメモリ６０の第２の入力端に導かれる。

これらのスイッチング時間Ｔ_schaltΨ，Ｔ_schaltγに依存して、次の（ｉ番目の）スイッチング状態がメモリ６２から読出され、スイッチング時間は付属のインバータ相に割り当てられる。発生したスイッチング時間Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ₃は、電力変換装置を線形化する装置６２に導かれると共に、固定子電圧目標値Ｕ _Sの電圧成分Ｕ_Sα，Ｕ_Sβを発生する装置７２の座標変換器８２に導かれる。この座標変換器８２の両出力端はそれぞれ乗算器８４，８６に接続され、両乗算器の第２の入力端にはそれぞれ係数（２／３）Ｕ_Dが与えられている。これらの両乗算器８４，８６の出力端にはそれぞれ固定子電圧目標値Ｕ _Sの電圧成分Ｕ_Sα，Ｕ_Sβが生じる。これらの電圧成分Ｕ_Sα，Ｕ_Sβから装置６８により端子磁束実際値成分Ψ_Kα，Ψ_Kβが算出され、図１２にはこの装置６８の実施例が具体的に示されている。セクタ投影装置７０によりこれらの算出された両端子磁束実際値成分Ψ_Kα，Ψ_Kβからセクタ零に投影された端子磁束実際値Ψ_Kprojが求められる。

装置６２によりパルス幅変調形インバータ２４の電流に依存する電圧誤差が同期パルスパターンの場合にも補償される。このためにこの装置６２にインバータ出力電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃が導かれている。後段に接続されたスイッチング時間カウンタ７４が事前に算出された時間の正確な出力を保証し、それにより電圧制御装置と同様に端子磁束制御装置の良好な定常特性を保証する。電力変換装置の線形化後にスイッチング状態の順序が場合によってはもはやパルスパターンによって予め与えられた順序に一致しないので、切換えのソフトウェア的な再並べ替えを避けるためにカウンタハードウェアを使用するとよく、カウンタハードウェアの場合、出力順序は読込まれたスイッチング時間にのみ依存し、読込みの順序には依存しない。

欠けているまたは短すぎる零ベクトルＵ₆，Ｕ₇の場合、角度誤差または動的な電圧角成分をそれらの変更について補正することはできない。しかしながら、角度によって、主に、あらゆる動作点において高い動特性でかつ磁束に依存せずに調整されるべきであるトルクが影響を受ける。それゆえ、１００％変調の場合と同様に、トルクフィードフォワード制御およびトルクフィードバック制御は、磁界発生電流成分の動的変化が大きな回転時定数のために非常に弱められて回転子磁束Ψ_Rに作用するのであるからなおさら、優先的に磁束フィードフォワード制御および磁束フィードバック制御の前に処理されなければならない。もちろん重要なことは、もはや独立して影響を及ぼすことができない磁界発生電流成分Ｉ_Sdsollが無視し得るほど大きくならないことである。なぜならば、パルス幅変調形インバータにとって重要な電流制限がもはや作用しないからである。

端子磁束Ψ _Ksollの角度δΨ_Kはこのために磁束量閾Ψ_KSchwを介して影響されなければならない。磁束量閾Ψ_KSchwの動的変化は、一定の中間回路電圧Ｕ_Dの場合に一定軌道速度で通過される磁束軌道曲線の延長または短縮を生じさせ、従って遅いまたは速い回転を生じさせ、それによって回転子磁束Ψ _Rに対する端子磁束Ψ _Ksollの角度δΨ_Kが変化する。

この軌道曲線制御は原理的に非同期変調における動的な磁界弱めと同様に動作するが、しかし同期クロックの場合軌道曲線制御は動的な磁界弱めとは違って正確にフィードフォワード制御が可能である。なぜならばセクタの軌道曲線変化の範囲がパルスパターンの固定によってセクタについて既知であるからである。

制御構造の変化は、動的には、零ベクトルＵ₆もしくはＵ₇への依存のために、１００％変調の前に既に０．８〜０．９の変調度で始まり、変調限界到達時には定常的にも作用し、すなわち磁界発生電流成分Ｉ_Sdsollおよび回転子磁束Ψ _Rが定常的にももはや影響を及ぼすことができない。この場合には定常的なフィードフォワード制御が正しい目標角を達成させる。

磁束軌道曲線の長さの変化のために、現在のセクタにおいて磁束軌道曲線の切換え閾が変化されるので、磁束軌道曲線はより短いまたはより長い値へ平行移動される。図１４には全ブロックのための軌道曲線短縮が示され、図１５には例えば３重エッジのエッジパルスパターンにおける軌道曲線短縮が示されている。形状から、軌道長変化およびこれに応じて角度変化は閾変化に直線的に依存する。必要な調整パラメータが次のとおり生じる。
Ｋ_Schw＝１−ΔδΨ_K／６０°

図１４では、この調整係数Ｋ_Schwにより、予め計算された磁束量閾Ψ_KSchwBから、減らされた磁束量閾Ψ_Kschwredがもたらされ、それによって軌道曲線の長さＳ₀がΔＳだけ短くなる。

エッジ（コーナ折り畳み）で切換えられるパルスパターンの場合、軌道曲線の長さＳ₀が専ら最大磁束閾に依存し、それより小さい全ての磁束閾には依存しないという特性が生じる。従って、全ての磁束閾の単純な比例変化は前述の式を満たす。それゆえ、この機能はパルスパターンに無関係である。

基本的には、動的な軌道長変化ΔＳによって、トルクＭ_sollの上昇（走行方向に）または減少（制動方向に）に応じて、回転子磁束Ψ _Rに対する端子磁束角δΨ_Kの先行および戻しが可能である。もちろん、先行時には磁束減少のために定常動作におけるよりも小さい磁界発生電流が生じるが、戻し時には磁束増大のために定常動作におけるより大きな磁界発生電流が生じることを顧慮しなければならない。従って、角度δΨ_Kの戻しは非常に僅かな程度しか行なってはならない

もちろんこれは重大な問題ではない。なぜならば、大きな角度変化は変調限界でのトルク増大時にしか必要とされないからである。トルク低下時にはフィードフォワード制御によって１より小さい変調度が要求され、このような変調度は定常的には零ベクトルＵ₆，Ｕ₇をともなうパルスパターンの選択をもたらす。この場合に動的には非同期の零電圧空間ベクトルを投入することができる。セクタ当たりの許容される零電圧の回数はパラメータ化可能である。

１００％変調への移行範囲に零ベクトルＵ₆，Ｕ₇が発生し、しかし零ベクトルが必要な角度変化にとっては短すぎるときには、軌道曲線短縮が開始されているならば、軌道曲線短縮は零電圧時の達成可能な角度補償によって考慮されなければならない。なぜならば、さもなければ過補償が行なわれるからである。

このために零ベクトルＵ₆，Ｕ₇が投入される磁束量閾Ψ_KSchwは調整係数Ｋ_Schwと乗算されないで変化されない。第１のセクタ半分および第２のセクタ半分において零ベクトルの投入閾はそれぞれ異なる投影軸を持ち、それにより零ベクトルの遮断閾について図１６で次のことがもたらされる。
− 第１のセクタ半分における零ベクトル：
Δｓ≒ΔγΨ_Kだけの投入遅れ、遮断角の修正なし。
− 第２のセクタ半分における零ベクトル：
投入遅れなし、ΔγΨ_Kだけの遮断角遅れ。

それによって零ベクトルによる制御機能は阻止され、軌道曲線短縮による角度変化のみが有効になる。

図１７には電圧時間積制御装置の構造が示され、これは図１３による構造とは追加装置８８によってのみ相違する。この追加装置８８は走行中の端子磁束目標角γΨ_Ksollおよび磁束量閾Ψ_KSchwに制御されて影響する。走行中の端子磁束目標角γΨ_Ksollへの影響は第２のセクタ半分において行なわれ、一方磁束量閾Ψ_KSchwへの影響は「コーナ」において行なわれる。この制御された影響力の行使のために、この追加装置８８は２つのスイッチ９０，９２を有する。スイッチ９０の入力端には、目標磁束軌道曲線に対する端子磁束実際値Ψ_Kα，Ψ_Kβの角度の偏差が与えられる。この偏差値は出力端においてかつ各セクタの中間において決定される。各セクタの中間は装置９４により認識される。装置９６，９８により、算出された端子磁束実際値Ψ_Kα，Ψ_Kβの角度が予め計算される。

次に、この角度差から調整係数Ｋ_Schwが求められ、この調整係数により零ベクトルＵ₆，Ｕ₇の投入時を除いて磁束量閾Ψ_KSchwが変更される。

この本発明による方法によって、高い制御動特性を直接に投入する方法が、オフラインで最適化されたパルスパターンの最適な定常特性と結合される。

回転数検出器なしの多相交流機の駆動制御システムの全体構成を示すブロック図 回転子磁束固定の座標系における非同期機のベクトル図 非同期機の簡略表示された制御対象区間を示すブロック図 回転磁束オリエンテーションの非同期機の電圧フィードフォワード制御を示すブロック図 電圧制御装置のためのフィードフォワード制御の構造を示すブロック図 電圧時間積制御装置のためのフィードフォワード制御の構造を具体的に示すブロック図 固定子固定の空間ベクトル座標系におけるパルス幅変調形インバータの出力電圧例を示すダイアグラム 磁束閾および角度閾を有するセクタにおける端子磁束経過を示すダイアグラム 本発明による有利な方法の実現を示すブロック図 図９による磁束調節器およびトルク調節器の実現を示すブロック図 図９によるフィードフォワード制御の実現を示すブロック図 端子磁束実際値の算出装置を示すブロック図 基底回転数範囲内における電圧時間積制御装置の構造を示すブロック図 全ブロックにおける軌道曲線短縮機能を示すダイアグラム エッジパルスパターンにおける軌道曲線短縮機能を示すダイアグラム 動的な軌道曲線短縮時の零ベクトルの位置を示すダイアグラム 基底回転数領域および磁界弱め範囲における電圧時間積制御装置の構造を示すブロック図

符号の説明

２ 駆動制御システム
４ 多相交流機
６ 装置
８ トルク調節器
１０ 加算器
１２ 磁束調節器
１４ 電動機モデル
１６ 回転数およびパラメータ適合化装置
１８ 絶対値発生装置
２０ 座標変換器
２２ 逆インバータモデル
２４ 負荷側変換器（パルス幅変調形インバータ）
２６ 固定子回路
２８ 回転子回路
３０ 制御装置
３２ パルスパターンテーブル
３４ パラメータ（漏れインダクタンスＬσ）
３６ パラメータ（固定子抵抗Ｒ_S）
３８ 微分器
４０ 加算点
４２ 制御装置
４６ 座標変換器
４８ 乗算器
５０ 加算器
５２ 座標回転器
５４ 座標回転器
５６ メモリ
５８ メモリ
６０ メモリ
６２ 装置
６４ 装置
６６ 装置
６８ 装置
７０ セクタ投影装置
７２ 装置
７４ スイッチング時間カウンタ
７６ 乗算器
７８ 割算器
８０ 割算器
８２ 座標変換器
８４ 乗算器
８６ 乗算器
８８ 追加装置
９０ スイッチ
９２ スイッチ
９４ 装置
９６ 装置
９８ 装置
ａ 変調度
ｄ，ｑ 回転子磁束固定の座標系
Ｍ_soll トルク目標値
Ｍ トルク実際値
Ψ _Ksoll 端子磁束目標値
Ψ _K 端子磁束実際値
Ψ _Rsoll 回転子磁束目標値
Ψ _R 回転子磁束実際値
Ｉ _Ssoll 固定子電流目標値
Ｉ_Sqsoll 固定子電流目標値のトルク発生電流成分
Ｉ_Sdsoll 固定子電流目標値の磁束発生電流成分
Ｉ _S 固定子電流実際値
Ｕ_D 中間回路電圧
Ｕ _S 固定子電圧
ｕ _Sstat 正規化された定常固定子電圧
ｕ _Sdstat 正規化された定常固定子電圧成分
Ｒ_S 固定子抵抗
Ｌσ 漏れインダクタンス
ω_S 固定子回路周波数
ω_R 回転子すべり周波数
ω 回転数に比例した算出による回路周波数
γΨ_R 回転子磁束角
γΨ_Ksoll 端子磁束目標角
δ_U 電圧角
δΨ_K 端子磁束と回転磁束との間の角度

Claims (8)

1. 電力変換装置によって給電される多相交流機（４）のための固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）およびトルク目標値（Ｍ_soll）の制御された供給方法において、
   予め決定された回転子磁束目標値（Ψ_Rsoll）および求められた回転子磁束実際値（Ψ_R）に依存して、固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）の磁界発生電流成分（Ｉ_Sdsoll）が算出され、
   予め決定されたトルク目標値（Ｍ_soll）、求められた回転子磁束実際値（Ψ_R）および測定された固定子電流（Ｉ _S）の求められたトルク発生電流成分（Ｉ_Sq）に依存して、固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）のトルク発生電流成分（Ｉ_Sqsoll）が算出され、
   求められた回転子すべり周波数（ω_R）および回路周波数（ω）に依存して、固定子回路周波数（ω_S）が決定され、
   これらの算出された値（Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsoll，ω_S，Ψ_R）から、周波数に依存する漏れインダクタンス（Ｌσ）および固定子抵抗（Ｒ_S）のパラメータに依存して、操作量として固定子電圧の積分（Ψ_Ksoll）が算出され、
   この積分から、記憶されオフラインで最適化された磁束軌道曲線から選択された磁束軌道曲線が導き出される
   ことを特徴とする電力変換装置によって給電される多相交流機のための固定子電流目標値およびトルク目標値の制御された供給方法。
2. 算出された電流成分（Ｉ_Sdsoll，Ｉ_Sqsoll）、周波数に依存する漏れインダクタンス（Ｌσ）および固定子抵抗（Ｒ_S）のパラメータ、固定子回路周波数（ω_S）および回転子磁束実際値（Ψ_R）に依存して、正規化された定常固定子電圧（Ｕ_Sstat）が算出され、この固定子電圧は測定された中間回路電圧（Ｕ_D）により正規化されることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 端子磁束実際値（Ψ _K）を求めるために、固定子電圧（Ｕ _S）の積分前にこの固定子電圧から現在の固定子電流（Ｉ _S）によって引き起こされた固定子抵抗（Ｒ_S）での電圧降下が差し引かれ、積分後に回転子磁束同期の座標系への変換後に、供給すべき固定子電流目標値（Ｉ _Ssoll）によって引き起こされた固定子抵抗（Ｒ_S）での電圧降下が固定子回路周波数（ω_S）によって割算されてから加算されることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
4. 正規化された定常固定子電圧（Ｕ _Sstat）から、極座標成分として、変調度（ａ）および電圧角（δ_U）が算出されることを特徴とする請求項２記載の方法。
5. 測定された中間回路電圧（Ｕ_D）、算出された固定子回路周波数（ω_S）に依存して、変調度（ａ）から、次式
   ｜Ψ _K｜＝（ａ・Ｕ_D・２／π）／ω_S
   に従って基本波端子磁束量（｜Ψ _K｜）が算出されることを特徴とする請求項２又は４記載の方法。
6. 求められた走行中の回転子磁束角（γΨ_R）および端子磁束（Ψ_K）と回転子磁束（Ψ_R）との間の求められた角度（δΨ_K）に依存して、次式
   γΨ_Ksoll＝γΨ_R＋δΨ_K
   に従って、走行中の端子磁束目標角（γΨ_Ksoll）が算出されることを特徴とする請求項２又は４記載の方法。
7. 正規化された定常固定子電圧成分（Ｕ _Sdstat）の極座標成分である電圧角（δ_U）が、次式
   δ_U＝ａｒｃｓｉｎ｛Ｕ_Sdstat／（ａ・Ｕ_D・２／π）｝＋９０°
   に従って算出されることを特徴とする請求項１乃至５の１つに記載の方法。
8. 端子磁束（Ψ_K）と回転子磁束（Ψ_R）との間の角度（δΨ_K）が、次式
   δΨ_K＝δ_U−９０°＝ａｒｃｓｉｎ｛Ｕ_Sdstat／（ａ・Ｕ_D・２／π）｝
   に従って算出されることを特徴とする請求項７記載の方法。

Images