JPS646639B2 - - Google Patents
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- JPS646639B2 JPS646639B2 JP56212286A JP21228681A JPS646639B2 JP S646639 B2 JPS646639 B2 JP S646639B2 JP 56212286 A JP56212286 A JP 56212286A JP 21228681 A JP21228681 A JP 21228681A JP S646639 B2 JPS646639 B2 JP S646639B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、篭形誘導電動機など短絡された二
次導体を持つ誘導電動機の一次給電周波数を制御
するようにした誘導電動機の制御方式に関するも
のである。
次導体を持つ誘導電動機の一次給電周波数を制御
するようにした誘導電動機の制御方式に関するも
のである。
先ず、この種の従来の装置について説明する。
第1図に於て、篭形誘導電動機10の可変周波
数制御方式は、インバータやサイクロコンバータ
など可変周波数給電装置60からその一次巻線へ
給電する。しかし、そのトルク制御の応答速度
は、短絡二次導体のために複雑な非線形応答特性
を呈するものであつた。即ち、直流電動機や同期
電動機を用いた無整流子電動機と対比して、発生
トルクの遅れや発生トルクの振動的変動を伴い、
高速応答を要する用途に不適当であつた。
数制御方式は、インバータやサイクロコンバータ
など可変周波数給電装置60からその一次巻線へ
給電する。しかし、そのトルク制御の応答速度
は、短絡二次導体のために複雑な非線形応答特性
を呈するものであつた。即ち、直流電動機や同期
電動機を用いた無整流子電動機と対比して、発生
トルクの遅れや発生トルクの振動的変動を伴い、
高速応答を要する用途に不適当であつた。
これらに関連して、第1図aの従来例に示すよ
うに、滑り周波数指令手段500′の出力ωsと速
度検出器20の出力ωoとの代数和ωによつて給
電周波数ωを決定づけるなどや、その他の方法に
よる滑り制御方式が知られている。他方、電圧は
周波数ωの絶対値に比例した電圧VMを与える手
段210′を持つ。
うに、滑り周波数指令手段500′の出力ωsと速
度検出器20の出力ωoとの代数和ωによつて給
電周波数ωを決定づけるなどや、その他の方法に
よる滑り制御方式が知られている。他方、電圧は
周波数ωの絶対値に比例した電圧VMを与える手
段210′を持つ。
しかるに、この従来例では、トルク支配角(一
次電流分布と二次電流分布との偏角θ〓、第2図参
照)が、速やかに応答しない。この動作を第1図
bに示し、トルク指令τのステツプ変化に対し
て、滑りωsは速応するが、ωsの積分量である角
度変化θ〓は同図のように振動的となる。この固
有振動数は定常トルク発生係数と慣性等で決ま
り、その減衰は抵抗とインダクタンス(電圧制御
形給電装置―電圧源給電―ではほぼ両巻線抵抗と
両巻線リーケージインダクタンス、電流制御形給
電装置―電流源給電―では二次抵抗と二次自己イ
ンダクタンス)とで決まる。この振動現象を端的
に説明すれば、回転子貫通磁束がその短絡導体の
ために短時間に変化せず、比較的短時間の過度現
象に対して同期電動機の磁石回転子の如く作用す
るからである。この他、従来例では空隙磁束の変
化を生じ、この変化が整定するまでに長い時間を
要する。
次電流分布と二次電流分布との偏角θ〓、第2図参
照)が、速やかに応答しない。この動作を第1図
bに示し、トルク指令τのステツプ変化に対し
て、滑りωsは速応するが、ωsの積分量である角
度変化θ〓は同図のように振動的となる。この固
有振動数は定常トルク発生係数と慣性等で決ま
り、その減衰は抵抗とインダクタンス(電圧制御
形給電装置―電圧源給電―ではほぼ両巻線抵抗と
両巻線リーケージインダクタンス、電流制御形給
電装置―電流源給電―では二次抵抗と二次自己イ
ンダクタンス)とで決まる。この振動現象を端的
に説明すれば、回転子貫通磁束がその短絡導体の
ために短時間に変化せず、比較的短時間の過度現
象に対して同期電動機の磁石回転子の如く作用す
るからである。この他、従来例では空隙磁束の変
化を生じ、この変化が整定するまでに長い時間を
要する。
この発明は、簡単に高速応答制御方式を提供す
ることを目的とする。
ることを目的とする。
ここで、この発明の原理について説明する。二
次導体を短絡した誘導電動機のd―q軸座標変換
された基礎方程式は、一般に知られているように
(1)式、(2)式で与えられる。
次導体を短絡した誘導電動機のd―q軸座標変換
された基礎方程式は、一般に知られているように
(1)式、(2)式で与えられる。
τ=pM(ids iqr−iqs idr) ……(2)
ここにVds:固定子d軸電圧 τ:トルク
Vqs:固定子q軸電圧 p:極対数
ids:固定子d軸電流
iqs:固定子q軸電流
idr:回転子d軸電流
iqr:回転子q軸電流
M:一次二次間相互インダクタンス
L1:一次自己インダクタンス
L2:二次自己インダクタンス
ω:一次給電角周波数
ωs:滑り角周波数
P:微分演算子
r1:一次巻線抵抗
r2:二次巻線抵抗
そして、この発明では(3a)〜(3c)式の制
御条件を加える。このための制御手段について
は、実施例において後述する。
御条件を加える。このための制御手段について
は、実施例において後述する。
ids=IEcosθp−I〓sinθp ……(3a)
iqs=I〓cosθp+IEsinθp ……(3b)
ωs=r2I〓/L2IE=K2I〓/IE ……(3c)
ここにθp:任意角度で座標変換基準軸や初期位
相任意性を意味する任意定数 ここで、θp=0の場合について、(3a)〜(3c)
式を(1)に代入して整理すると、IEは固定(非時間
変化量)であるから(4)式、(5)式を得ることができ
る。
相任意性を意味する任意定数 ここで、θp=0の場合について、(3a)〜(3c)
式を(1)に代入して整理すると、IEは固定(非時間
変化量)であるから(4)式、(5)式を得ることができ
る。
idr=0
iqr=I〓M/L2
但し、ids=IE,iqs=I〓 ……(4)
即ち、(3a)〜(3c)式の制御条件により、(4)
式の値に二次電流が従属制御され、この間に微分
演算子Pを伴う項、即ち過渡項が相殺される。こ
の結果、過渡応答特性が改善されることとなる。
式の値に二次電流が従属制御され、この間に微分
演算子Pを伴う項、即ち過渡項が相殺される。こ
の結果、過渡応答特性が改善されることとなる。
他方、上記制御条件下で必要な電圧は(5)式で与
えられる。
えられる。
ここに、回転子側の電圧Vdr,Vqrは、篭形な
ので(短絡されているので)当然0である。
ので(短絡されているので)当然0である。
更に、固定子側について見ると、唯一の過渡項
(微分演算子Pが付加されているもの)がq軸に
ある。応答が振動的となるのは過渡項が複数個存
在することが原因であるが、上記のごとく、
(3a)〜(3c)式の制御条件を加えることによ
り、過渡項が僅か1つになつたので、第1図b,
に示すごとき振動現象が解消された。すなわ
ち、第5図は従来例についての第1図bに対応す
るものであり、上記のごとく、(5)式における過渡
項が唯一個となつた結果として、第5図に示す
ごときトルク指令τのステツプ変化に対して滑り
周波数指令ωsは第5図に示すように応答し、
トルク支配角θ〓は第5図のθ〓1で示されるよう
に応答して目標値に振動現象を伴うことなく速や
かに到達する。
(微分演算子Pが付加されているもの)がq軸に
ある。応答が振動的となるのは過渡項が複数個存
在することが原因であるが、上記のごとく、
(3a)〜(3c)式の制御条件を加えることによ
り、過渡項が僅か1つになつたので、第1図b,
に示すごとき振動現象が解消された。すなわ
ち、第5図は従来例についての第1図bに対応す
るものであり、上記のごとく、(5)式における過渡
項が唯一個となつた結果として、第5図に示す
ごときトルク指令τのステツプ変化に対して滑り
周波数指令ωsは第5図に示すように応答し、
トルク支配角θ〓は第5図のθ〓1で示されるよう
に応答して目標値に振動現象を伴うことなく速や
かに到達する。
次に、上記(5)式2行Vqsの式中に過渡項の(1
−M2/L1L2)はリーケージ係数δであり、δL1
はリーケージインダクタンスを意味し、δL1I〓はI〓
によるリーケージ磁束鎖交数である。このリーケ
ージ磁束鎖交数の変化のみが応答遅れ要因にな
る。従つて、この意味では、この応答遅れ要因に
対して更に改良を加えることとなる。
−M2/L1L2)はリーケージ係数δであり、δL1
はリーケージインダクタンスを意味し、δL1I〓はI〓
によるリーケージ磁束鎖交数である。このリーケ
ージ磁束鎖交数の変化のみが応答遅れ要因にな
る。従つて、この意味では、この応答遅れ要因に
対して更に改良を加えることとなる。
他方トルクτは、(4)式と(2)式とから
τ=pM2IE/L2I〓=K3IE・I〓 ……(6a)
=pM2IE 2/r2ωs=K4IE 2・ωs ……(6b)
で与えられ、夫々I〓ωsに比例する。
以上、方程式上の展開を要約すると、次のよう
に言える。
に言える。
(a) θp=0として、(3a)〜(3c)式から次の制
御条件を与える。
御条件を与える。
ids=IE ……(3a′)〔励磁電流〕
iqs=I〓 ……(3b′)〔有効電流〕
ωs=K2(I〓/IE) ……(3c′)〔滑り角周波数〕
ここにK2=r2/L2
(b) 上記制御条件下では、回転子電流が前期(4)式
となり、この結果、前記(6)式の出力トルクが得
られる。
となり、この結果、前記(6)式の出力トルクが得
られる。
(c) 上記制御条件下で必要な回転子電圧Vds,
Vqsは前記(5)式で表わされる。
Vqsは前記(5)式で表わされる。
(d) 従つて、所望のトルクτを所定の励磁電流IE
の下で発生させるためには、(6)式から必要有効
電流I〓を定め、(3c)式から滑り周波数ωsを定
め、最後に(5)式から固定子電圧Vds,Vqsを定
めて、電動機に印加すれば良いことが解る。
の下で発生させるためには、(6)式から必要有効
電流I〓を定め、(3c)式から滑り周波数ωsを定
め、最後に(5)式から固定子電圧Vds,Vqsを定
めて、電動機に印加すれば良いことが解る。
(e) 上記(d)において、(5)式のVdsの行中に、微分
演算子Pが付いた項があるのでトルクひいては
有効電流I〓での指令変化に対して、微分補償要
素が必要である。この点がこの発明の第2の改
良ポイントである。
演算子Pが付いた項があるのでトルクひいては
有効電流I〓での指令変化に対して、微分補償要
素が必要である。この点がこの発明の第2の改
良ポイントである。
次に、前記(3a′),(3b′)(4),(5)式で表わされ
る電流、電圧を夫々ベクトル図で示すと第2図の
ようになる。図において、磁束Φはd軸上にあ
り、d軸固定子電流ids即ち励磁電流IEは同軸上に
あつて上記磁束Φを生じせしめる。q軸固定子電
流iqs即ち有効電流I〓は磁束Φと直交し、合成固定
子電流IMはIEとI〓とのベクトル和で表わされ、d
軸に対して偏角θ〓をなす。固定子電流iqrは固定子
有効電流I〓よりやや小さく方向は逆方向にある。
ここで、トルクの変化に対して、I〓を変化させる
ので、合成電流IMの軌跡は、H1―H1ラインを動
くこととなる。
る電流、電圧を夫々ベクトル図で示すと第2図の
ようになる。図において、磁束Φはd軸上にあ
り、d軸固定子電流ids即ち励磁電流IEは同軸上に
あつて上記磁束Φを生じせしめる。q軸固定子電
流iqs即ち有効電流I〓は磁束Φと直交し、合成固定
子電流IMはIEとI〓とのベクトル和で表わされ、d
軸に対して偏角θ〓をなす。固定子電流iqrは固定子
有効電流I〓よりやや小さく方向は逆方向にある。
ここで、トルクの変化に対して、I〓を変化させる
ので、合成電流IMの軌跡は、H1―H1ラインを動
くこととなる。
他方、電圧ベクトルについて見ると、前記(5)式
中の過渡項(微分演算子Pの付いている項)を除
いて図示しており、固定子d軸電圧Vds及びq軸
電圧Vqsは(5)式から微分項を除いた Vds=IEr1―ωL1(1−M2/L1L2)I〓 V* qs=ωL1IE+r1I〓 であるが、ベクトル図では、通常の誘導機ベクト
ル図表示パラメータに合わせるべく、次の関係を
入れて示している。
中の過渡項(微分演算子Pの付いている項)を除
いて図示しており、固定子d軸電圧Vds及びq軸
電圧Vqsは(5)式から微分項を除いた Vds=IEr1―ωL1(1−M2/L1L2)I〓 V* qs=ωL1IE+r1I〓 であるが、ベクトル図では、通常の誘導機ベクト
ル図表示パラメータに合わせるべく、次の関係を
入れて示している。
x1=ωL1(1−M2/L1L2) ……(6)
Eg=ωL1(M2/L1L2)IE ……(7)
即ち、ωL1IE=Eg+IEx1で、VdqのωL1IEの項は
有効な結合係数分Egとリーケージ係数分IEx1とに
示してあり、Egは空隙磁隙磁束鎖交数L1(M2/
L1L2)IEによる内部起電力である。
有効な結合係数分Egとリーケージ係数分IEx1とに
示してあり、Egは空隙磁隙磁束鎖交数L1(M2/
L1L2)IEによる内部起電力である。
ここで、合成固定子電圧VMはVdsとVqsとのベ
クトル和で表わされるので、この絶対値|VM|
は |VM|=√ds 2+qs 2 ……(8) 同じくq軸とのなす角θ〓′は θ′〓=tan-1(Vds/Vqs) ……(9) である。又、トルクの変化ひいては有効電流I〓の
変化に対する合成電圧ベクトルVMの軌跡は、H2
―H2ラインで表わされる(周波数、励磁電流一
定下で、トルクを変化させた場合)。ここで、一
方は電動運転モード、他方は回生制動運転モード
である。
クトル和で表わされるので、この絶対値|VM|
は |VM|=√ds 2+qs 2 ……(8) 同じくq軸とのなす角θ〓′は θ′〓=tan-1(Vds/Vqs) ……(9) である。又、トルクの変化ひいては有効電流I〓の
変化に対する合成電圧ベクトルVMの軌跡は、H2
―H2ラインで表わされる(周波数、励磁電流一
定下で、トルクを変化させた場合)。ここで、一
方は電動運転モード、他方は回生制動運転モード
である。
以上が、過渡項を除いた定常項即ち定常特性の
関係を示すベクトル図である。
関係を示すベクトル図である。
次に唯一つ残された過渡項による過渡特性を考
慮し、高速応答性を得るための更なる改良につい
て説明する。このためには、刻々変化する所望ト
ルクτ(又は有効電流分I〓又はVqs、速度偏差な
ど)に対し、上記定常特性関係から定められる所
望電圧ベクトル及び滑り周波数ωs(ひいては一次
給電周波数ω)を刻々与えると共に、前記(5)式中
の過渡項即ち V′qs=PL1(1−M2/L1L2)I〓 に対する過渡電圧 V′qs=L1(1−M2/L1L2)d/dtI〓……(10) をd軸に印加する必要がある。これにより、 ∫V′qsdt=L1(1−M2/L1L2)I〓 ……(11) となり、(11)式の右辺の有効電流I〓によるリーケー
ジ磁束鎖交数の変化を与えるに必要な電圧時間積
分値を持つd軸過渡電圧を与えることができる。
換言すれば、所要のトルク変化ひいては所要の有
効電流I〓の変化を与える電圧時間積を持つ過渡電
圧を与えるので、円滑かつ速やかな有効電流応答
が得られることとなる。すなわち、上記過渡電圧
Vqs′の印加により、第5図に示すごときトル
ク指令τのステツプ変化に対してトルク支配角θ〓
は第5図のθ〓1からθ〓2で示すごとく、その応答
特性が更に改善された。
慮し、高速応答性を得るための更なる改良につい
て説明する。このためには、刻々変化する所望ト
ルクτ(又は有効電流分I〓又はVqs、速度偏差な
ど)に対し、上記定常特性関係から定められる所
望電圧ベクトル及び滑り周波数ωs(ひいては一次
給電周波数ω)を刻々与えると共に、前記(5)式中
の過渡項即ち V′qs=PL1(1−M2/L1L2)I〓 に対する過渡電圧 V′qs=L1(1−M2/L1L2)d/dtI〓……(10) をd軸に印加する必要がある。これにより、 ∫V′qsdt=L1(1−M2/L1L2)I〓 ……(11) となり、(11)式の右辺の有効電流I〓によるリーケー
ジ磁束鎖交数の変化を与えるに必要な電圧時間積
分値を持つd軸過渡電圧を与えることができる。
換言すれば、所要のトルク変化ひいては所要の有
効電流I〓の変化を与える電圧時間積を持つ過渡電
圧を与えるので、円滑かつ速やかな有効電流応答
が得られることとなる。すなわち、上記過渡電圧
Vqs′の印加により、第5図に示すごときトル
ク指令τのステツプ変化に対してトルク支配角θ〓
は第5図のθ〓1からθ〓2で示すごとく、その応答
特性が更に改善された。
以上に説明したこの発明の原理を適用したこの
発明の一実施例を第3図に示す。
発明の一実施例を第3図に示す。
図において600は速度指令NSと速度Nとを
比較して所望トルクτ又は所望有効電流I〓の指令
を出力する速度レギユレータ、650は高速度領
域において励磁磁束を軽減し、モータ所要電圧が
可変周波数給電装置70の供給能力上限値を越え
ないようにし、もつて、高速領域での電圧ベクト
ル調整が不能となる(電圧制御系が飽和する)の
を防止する弱め励磁手段、500は前記(3c′)
式に基づき所望トルクτ(又は有効電流I〓)に対
応すべき滑り周波数ωSsを出力する滑り周波数
指令手段、60は前記(5)式に基づき固定子電圧ベ
クトルVds,Vqs及び微分補償電圧V′qsを指令する
電圧ベクトル指令手段、30は上記60の内の定
常d軸電圧Vdsの指令手段、40は同上60の内
の定常q軸電圧Vqsの指令手段、50は同上60
の内の過渡q軸電圧(微分補償電圧)の指令手
段、41は同上60の内のq軸に関する定常項
Vqsと微分補償項V′qsとの合成手段、120は滑
り周波数指令値ωsと回転周波数ωNとを合成して、
一次給電角周波数ωを指令する手段、70は前記
電圧ベクトル指令値Vds,Vqsと一次周波数角周
波数指令値ωとに基づき出力電圧のベクトルが制
御される可変周波数給電装置である。この給電装
置70の詳細については後述する。
比較して所望トルクτ又は所望有効電流I〓の指令
を出力する速度レギユレータ、650は高速度領
域において励磁磁束を軽減し、モータ所要電圧が
可変周波数給電装置70の供給能力上限値を越え
ないようにし、もつて、高速領域での電圧ベクト
ル調整が不能となる(電圧制御系が飽和する)の
を防止する弱め励磁手段、500は前記(3c′)
式に基づき所望トルクτ(又は有効電流I〓)に対
応すべき滑り周波数ωSsを出力する滑り周波数
指令手段、60は前記(5)式に基づき固定子電圧ベ
クトルVds,Vqs及び微分補償電圧V′qsを指令する
電圧ベクトル指令手段、30は上記60の内の定
常d軸電圧Vdsの指令手段、40は同上60の内
の定常q軸電圧Vqsの指令手段、50は同上60
の内の過渡q軸電圧(微分補償電圧)の指令手
段、41は同上60の内のq軸に関する定常項
Vqsと微分補償項V′qsとの合成手段、120は滑
り周波数指令値ωsと回転周波数ωNとを合成して、
一次給電角周波数ωを指令する手段、70は前記
電圧ベクトル指令値Vds,Vqsと一次周波数角周
波数指令値ωとに基づき出力電圧のベクトルが制
御される可変周波数給電装置である。この給電装
置70の詳細については後述する。
さて、誘導電動機の制御において、第1図の従
来例では、トルク指令τの変化に対し、滑りωs
は対応して制御されているが、第2図ベクトル図
に照らして見ると偏角θ〓又はθ′τが予定値(変化
後の定常値)になるように予測制御されていなか
つた。このため、変化後に偏差Δθ〓を生じこの差
を埋めるべく次の定常値(第1図bの鎖線に達し
ようとするが、振動しながら定常値に漸近しつつ
整定するという振動現象を伴つていた。この他、
滑りωsのみを変えても、リーケージインダクタ
ンスがあるため、有効電流I〓が速応できなかつ
た。これに対し、この発明の第3図実施例によれ
ば、直交2軸の電圧Vds,Vqsを刻々の所要有効
電流I〓に対応した所望定常電圧(整定すべき目標
値)となるよう(5)式に基づき予測制御しているの
で電圧の偏角θ′〓も予定の所望値に制御される。
更に、微分補償電圧V′qsを与え、予定所望の有効
電流I〓の変化を与えるに必要な電圧時間積を持つ
よう(10)式に基づき制御しているので、I〓も遅滞な
く制御され、ひいてはその偏角θ〓も予定所望値と
なるよう制御される。この結果、高速応答制御が
実現できることとなる。もちろんθ〓の振動は解消
される。
来例では、トルク指令τの変化に対し、滑りωs
は対応して制御されているが、第2図ベクトル図
に照らして見ると偏角θ〓又はθ′τが予定値(変化
後の定常値)になるように予測制御されていなか
つた。このため、変化後に偏差Δθ〓を生じこの差
を埋めるべく次の定常値(第1図bの鎖線に達し
ようとするが、振動しながら定常値に漸近しつつ
整定するという振動現象を伴つていた。この他、
滑りωsのみを変えても、リーケージインダクタ
ンスがあるため、有効電流I〓が速応できなかつ
た。これに対し、この発明の第3図実施例によれ
ば、直交2軸の電圧Vds,Vqsを刻々の所要有効
電流I〓に対応した所望定常電圧(整定すべき目標
値)となるよう(5)式に基づき予測制御しているの
で電圧の偏角θ′〓も予定の所望値に制御される。
更に、微分補償電圧V′qsを与え、予定所望の有効
電流I〓の変化を与えるに必要な電圧時間積を持つ
よう(10)式に基づき制御しているので、I〓も遅滞な
く制御され、ひいてはその偏角θ〓も予定所望値と
なるよう制御される。この結果、高速応答制御が
実現できることとなる。もちろんθ〓の振動は解消
される。
次に、前記電圧ベクトルが制御できる可変周波
数給電装置の詳細実施例につき第4図により説明
する。図において、Vqs,Vdsは電圧ベクトル指
令手段60からの夫々q軸電圧指令値、d軸電圧
指令値、ωは一次周波数指令手段120からの一
次角周波数指令値で、これを入力として、電圧制
御型の給電装置(例えばPWMインバータ)64
の出力電圧を制御する訳であるが、先ず上記入力
により所望の各相出力パターンVu,V,Wを作
るパターン発生手段66を備える。このパターン
発生手段66は、例えば、一次角周波数指令ωを
入力として可変周波数のパルスPωを出力する可
変周波数パルス発生器73、上記パルスPωをカ
ウントするカウンタ93、この1/4周期(電気角
90゜)ずれて出力される2つの計数値出力(計数
状態出力)群Q,D,この出力をデイジタルアナ
ログ変換すると共にこのアナログ出力の振幅を決
める係数として上記VqsVdsが夫々入力されるア
ナログデイジタル変換器群71a,71b<各々
三相分>,上記アナログデイジタル変換器群より
得られ互いに90゜の位相差を持ち、かつ三相の内
の各相に対応する同志を加算する加算器群72よ
りなる。
数給電装置の詳細実施例につき第4図により説明
する。図において、Vqs,Vdsは電圧ベクトル指
令手段60からの夫々q軸電圧指令値、d軸電圧
指令値、ωは一次周波数指令手段120からの一
次角周波数指令値で、これを入力として、電圧制
御型の給電装置(例えばPWMインバータ)64
の出力電圧を制御する訳であるが、先ず上記入力
により所望の各相出力パターンVu,V,Wを作
るパターン発生手段66を備える。このパターン
発生手段66は、例えば、一次角周波数指令ωを
入力として可変周波数のパルスPωを出力する可
変周波数パルス発生器73、上記パルスPωをカ
ウントするカウンタ93、この1/4周期(電気角
90゜)ずれて出力される2つの計数値出力(計数
状態出力)群Q,D,この出力をデイジタルアナ
ログ変換すると共にこのアナログ出力の振幅を決
める係数として上記VqsVdsが夫々入力されるア
ナログデイジタル変換器群71a,71b<各々
三相分>,上記アナログデイジタル変換器群より
得られ互いに90゜の位相差を持ち、かつ三相の内
の各相に対応する同志を加算する加算器群72よ
りなる。
上記の結果、各相出力電圧パターンVu,V,
Wは互いに90゜の位相差を持ちかつ夫々の振幅が
VdsとVqsとに比例して制御できる交流パターン
(波形の合成値なので、第2図のベクトルVds,
Vqsに対応する様にベクトル制御できることにな
る。次に、上記各相出力電圧パターンVu,V,
Wを夫々指令入力として、各相に対応する電圧制
御器群65<例えばパルス幅変調されたPWM出
力を出力する電圧レギユレータ>を介して給電装
置64<例えばPWM式インバータ>の固体スイ
ツチ群62を制御する。ここに、給電装置64が
インバータであれば、給電装置64には、整流器
63、直流電源61などを備える。上記給電装置
から誘導電動機10へ印加される各相の出力電圧
を検出する電圧検出器69及びその検出器の出力
回路691から上記電圧制御器群65へ帰還する
ことにより、上記各相出力電圧パターンに追値す
るように給電装置64の出力が帰還制御されるこ
ととなる。但し、給電装置64が電圧型インバー
タで、その直流電源61の電圧の変動幅が小さい
場合等、給電装置64の出力電流に対するレギユ
レーシヨンが良い場合、電圧検出、帰還制御は不
要で、前向きのPWM制御のみでも済む。
Wは互いに90゜の位相差を持ちかつ夫々の振幅が
VdsとVqsとに比例して制御できる交流パターン
(波形の合成値なので、第2図のベクトルVds,
Vqsに対応する様にベクトル制御できることにな
る。次に、上記各相出力電圧パターンVu,V,
Wを夫々指令入力として、各相に対応する電圧制
御器群65<例えばパルス幅変調されたPWM出
力を出力する電圧レギユレータ>を介して給電装
置64<例えばPWM式インバータ>の固体スイ
ツチ群62を制御する。ここに、給電装置64が
インバータであれば、給電装置64には、整流器
63、直流電源61などを備える。上記給電装置
から誘導電動機10へ印加される各相の出力電圧
を検出する電圧検出器69及びその検出器の出力
回路691から上記電圧制御器群65へ帰還する
ことにより、上記各相出力電圧パターンに追値す
るように給電装置64の出力が帰還制御されるこ
ととなる。但し、給電装置64が電圧型インバー
タで、その直流電源61の電圧の変動幅が小さい
場合等、給電装置64の出力電流に対するレギユ
レーシヨンが良い場合、電圧検出、帰還制御は不
要で、前向きのPWM制御のみでも済む。
以上の如くにして、前記第3図の電圧ベクトル
が制御される可変周波数給電装置70が得られ、
ひいては前記原理に基づく誘導電動機入力電圧の
電圧ベクトル制御が実現されることとなる。この
他、各種の具体的手段・要素を用いて、電圧ベク
トルの制御が実現され得ることはいうまでもな
い。
が制御される可変周波数給電装置70が得られ、
ひいては前記原理に基づく誘導電動機入力電圧の
電圧ベクトル制御が実現されることとなる。この
他、各種の具体的手段・要素を用いて、電圧ベク
トルの制御が実現され得ることはいうまでもな
い。
以上、この発明によれば、誘導電動機の所要の
トルク又は所望の有効電流指令に応じ、該電動機
特性定数に基づき、該電動機に与えるべき2軸電
圧成分及び一次周波数(又は滑り周波数)を導
き、この2軸成分と周波数に基づいて該電動機各
相電圧を制御し、かつ上記2軸成分の内の有効電
流成分軸の方向の電圧成分Vqsに対して上記トル
ク又は有効電流の変化に応じる微分補償を加えた
ので、該有効電流の速応制御が実現されるので、
上記(3a)〜(3c)式の制御条件を加えた2軸
成分の電圧ベクトル制御と併せ、一層の高速応答
制御を実現できる。又、PWMインバータで駆動
する場合は、上記2軸電圧成分の指令値に基づ
き、パルス幅変調を行えば出力電圧波形のフイー
ドバツク制御がなくても(前向き制御だけで)か
なり良好な応答性が得られ、制御手段の簡略化が
行える。
トルク又は所望の有効電流指令に応じ、該電動機
特性定数に基づき、該電動機に与えるべき2軸電
圧成分及び一次周波数(又は滑り周波数)を導
き、この2軸成分と周波数に基づいて該電動機各
相電圧を制御し、かつ上記2軸成分の内の有効電
流成分軸の方向の電圧成分Vqsに対して上記トル
ク又は有効電流の変化に応じる微分補償を加えた
ので、該有効電流の速応制御が実現されるので、
上記(3a)〜(3c)式の制御条件を加えた2軸
成分の電圧ベクトル制御と併せ、一層の高速応答
制御を実現できる。又、PWMインバータで駆動
する場合は、上記2軸電圧成分の指令値に基づ
き、パルス幅変調を行えば出力電圧波形のフイー
ドバツク制御がなくても(前向き制御だけで)か
なり良好な応答性が得られ、制御手段の簡略化が
行える。
第1図aは従来の装置の一例を示す構成図、第
1図bはその応答特性の波形図、第2図はこの発
明の原理を説明する作用説明図、第3図はこの発
明の一実施例を示す構成図、第4図はこの発明の
詳細な一実施例を示す構成図、第5図は第3図に
示した実施例の応答特性の波形図である。 図において、10は誘導電動機、20は速度検
出器、30はd軸電圧指令手段、40はq軸電圧
指令手段、50は微分補償手段、60は電圧ベク
トル指令手段、70は可変周波数給電装置、50
0は滑り周波数指令手段、600は速度レギユレ
ータ、650は弱め励磁手段を示す。なお、図中
同一符号は夫々同一又は相当部分を示す。
1図bはその応答特性の波形図、第2図はこの発
明の原理を説明する作用説明図、第3図はこの発
明の一実施例を示す構成図、第4図はこの発明の
詳細な一実施例を示す構成図、第5図は第3図に
示した実施例の応答特性の波形図である。 図において、10は誘導電動機、20は速度検
出器、30はd軸電圧指令手段、40はq軸電圧
指令手段、50は微分補償手段、60は電圧ベク
トル指令手段、70は可変周波数給電装置、50
0は滑り周波数指令手段、600は速度レギユレ
ータ、650は弱め励磁手段を示す。なお、図中
同一符号は夫々同一又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 1 短絡された2次導体と多相一次巻線とを持つ
誘導電動機の制御方式であつて、多相交流電圧を
上記誘導電動機の一次巻線へ与え、固体スイツチ
からなる電力変換器と電源とを持つ電圧制御可変
周波数給電装置と、トルク又はその代表値となる
指令を出力する指令手段と、上記多相の各相につ
いて、上記指令手段の出力に応答して上記交流電
圧のベクトルを制御する電圧ベクトル制御手段
と、上記電圧ベクトル制御手段の出力に応答して
上記固体スイツチの導通を制御する導通制御手段
と、上記指令手段の出力の微分値に応答して、上
記交流電圧の少なくとも絶対値を変化させる微分
補償手段とを備え、上記ベクトル制御手段は各相
の交流電圧の互に90゜の位相差を持つ第1位相成
分VE及び第2位相成分V〓を上記指令手段の出力
に応答して制御するものであつて、更に上記微分
補償手段は上記第1位相成分VEを微分値に応答
して変化させることを特徴とする誘導電動機の制
御方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56212286A JPS57132792A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56212286A JPS57132792A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1036977A Division JPS5396423A (en) | 1977-02-01 | 1977-02-01 | Control system for induction motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS57132792A JPS57132792A (en) | 1982-08-17 |
JPS646639B2 true JPS646639B2 (ja) | 1989-02-03 |
Family
ID=16620079
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56212286A Granted JPS57132792A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS57132792A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04129959A (ja) * | 1990-09-18 | 1992-04-30 | Mita Ind Co Ltd | 画像形成装置用用紙反転装置 |
JPH0451462U (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-30 |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59165981A (ja) * | 1983-03-10 | 1984-09-19 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
JPH0634609B2 (ja) * | 1984-03-13 | 1994-05-02 | 株式会社明電舍 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
JPH0744870B2 (ja) * | 1984-07-12 | 1995-05-15 | 富士電機株式会社 | 無整流子電動機の制御装置 |
JPS61240876A (ja) * | 1985-04-15 | 1986-10-27 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御方式 |
JPS62100197A (ja) * | 1985-10-24 | 1987-05-09 | Ootake Seisakusho:Kk | ステツピングモ−タ−の加減速制御方法及び装置 |
JPH0729753Y2 (ja) * | 1986-06-04 | 1995-07-05 | 株式会社明電舎 | 電動機の速度制御装置 |
-
1981
- 1981-12-25 JP JP56212286A patent/JPS57132792A/ja active Granted
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0451462U (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-30 | ||
JPH04129959A (ja) * | 1990-09-18 | 1992-04-30 | Mita Ind Co Ltd | 画像形成装置用用紙反転装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS57132792A (en) | 1982-08-17 |
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