JPS6310672B2 - - Google Patents
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- JPS6310672B2 JPS6310672B2 JP56212285A JP21228581A JPS6310672B2 JP S6310672 B2 JPS6310672 B2 JP S6310672B2 JP 56212285 A JP56212285 A JP 56212285A JP 21228581 A JP21228581 A JP 21228581A JP S6310672 B2 JPS6310672 B2 JP S6310672B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、篭形誘導電動機などが短絡された
二次導体を持つ誘導電動機の多相一次巻線に与え
られる多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答させ
て制御するとともに、励磁電流成分IEを誘導電動
機の高速回転領域において低下させるようにした
誘導電動機の制御方式に関する。
二次導体を持つ誘導電動機の多相一次巻線に与え
られる多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答させ
て制御するとともに、励磁電流成分IEを誘導電動
機の高速回転領域において低下させるようにした
誘導電動機の制御方式に関する。
先づ、この種の従来の装置について説明する。
第１図に於て、篭形誘導電動機１０の可変周波数
制御方式は、インバータやサイクロコンバータな
ど可変周波数給電装置６０からその一次巻線へ給
電する。しかし、そのトルク制御の応答速度は、
短絡二次導体のために複雑な非線形応答特性を呈
するものであつた。即ち、直流電動機や同期電動
機を用いた無整流子電動機と対比して、発生トル
クの遅れや発生トルクの振動的変動を伴い、高速
応答を要する用途に不適当であつた。
第１図に於て、篭形誘導電動機１０の可変周波数
制御方式は、インバータやサイクロコンバータな
ど可変周波数給電装置６０からその一次巻線へ給
電する。しかし、そのトルク制御の応答速度は、
短絡二次導体のために複雑な非線形応答特性を呈
するものであつた。即ち、直流電動機や同期電動
機を用いた無整流子電動機と対比して、発生トル
クの遅れや発生トルクの振動的変動を伴い、高速
応答を要する用途に不適当であつた。
これらに関連して、第１図ａの従来例に示すよ
うに、滑り周波数指令手段５００′の出力ωsと速
度検出器２０の出力ωoとの代数和ωによつて給
電周波数ωを決定づけるなどや、その他の方法に
より滑り制御方式が知られている。他方、電圧は
周波数ωの絶対値に比例した電圧VMを与える手
段２１０′を持つ。
うに、滑り周波数指令手段５００′の出力ωsと速
度検出器２０の出力ωoとの代数和ωによつて給
電周波数ωを決定づけるなどや、その他の方法に
より滑り制御方式が知られている。他方、電圧は
周波数ωの絶対値に比例した電圧VMを与える手
段２１０′を持つ。
しかるに、この従来例では、第５図に示す偏角
（一次電流分布と二次電流分布との給電位相θ〓）
を直接制御していなかつたので、速やかに応答し
なかつた。この動作を第１図ｂに示し説明する。
第１図ｂに於て、同図の如きステツプ変化する
トルク指令τが与えられた場合、滑り周波数ωs
は直接フイードバツク制御されているので速応す
るが、ωsの積分量である角度変化、即ち給電位
相θ〓は直接フイードバツク制御されていないの
で、同図のように振動的となる。この固有振動
数は定常トルク発生係数と慣性とで決まり、その
減衰は抵抗とインダクタンス（電圧制御形給電装
置―電圧源給電―ではほぼ両巻線抵抗と両巻線リ
ーケージインダクタンス、電流制御形給電装置―
電流源給電―では二次抵抗と二次自己インダクタ
ンス）とで決まる。この振動現象を端的に説明す
れば、、回転子貫通磁束がその短絡導体のために
短時間に変化せず、比較的短時間の過渡現象に対
して同期電動機の磁石回転子の如く作用するから
である。
（一次電流分布と二次電流分布との給電位相θ〓）
を直接制御していなかつたので、速やかに応答し
なかつた。この動作を第１図ｂに示し説明する。
第１図ｂに於て、同図の如きステツプ変化する
トルク指令τが与えられた場合、滑り周波数ωs
は直接フイードバツク制御されているので速応す
るが、ωsの積分量である角度変化、即ち給電位
相θ〓は直接フイードバツク制御されていないの
で、同図のように振動的となる。この固有振動
数は定常トルク発生係数と慣性とで決まり、その
減衰は抵抗とインダクタンス（電圧制御形給電装
置―電圧源給電―ではほぼ両巻線抵抗と両巻線リ
ーケージインダクタンス、電流制御形給電装置―
電流源給電―では二次抵抗と二次自己インダクタ
ンス）とで決まる。この振動現象を端的に説明す
れば、、回転子貫通磁束がその短絡導体のために
短時間に変化せず、比較的短時間の過渡現象に対
して同期電動機の磁石回転子の如く作用するから
である。
その他、空隙磁束の変化を生じ、その変化が整
定するまでに長い時間を要する。
定するまでに長い時間を要する。
そこで、上記問題を改良するために、給電交流
をベクトル制御する方式が提案されているが、出
力電圧が電源電圧で制限されると電流源的給電状
態から電圧源的給電状態になるため、誘導電動機
の動特性大幅に変化し、制御系が不安定になると
言う問題があつた。
をベクトル制御する方式が提案されているが、出
力電圧が電源電圧で制限されると電流源的給電状
態から電圧源的給電状態になるため、誘導電動機
の動特性大幅に変化し、制御系が不安定になると
言う問題があつた。
この発明は、上述した問題点を解決するために
なされたもので、給電電流のベクトル制御を行う
誘導電動機の制御方式において、多相一次巻線に
与えられる多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答
させて制御するとともに、励磁電流成分IEを誘導
電動機の高速回転領域において低下させ、高速回
転領域の動特性の改善を目的とする。
なされたもので、給電電流のベクトル制御を行う
誘導電動機の制御方式において、多相一次巻線に
与えられる多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答
させて制御するとともに、励磁電流成分IEを誘導
電動機の高速回転領域において低下させ、高速回
転領域の動特性の改善を目的とする。
以下、この発明の実施例を図に示し説明する。
第２図は、この発明の一実施例を示す構成図で、
電流制御形給電装置の場合を示す。図において、
１００は給電交流の給電電気量絶対値〔例えば電
流値IM又は電圧値VM、この例では電流値IM〕
と給電位相θ〓と周波数ωとを制御する給電交流３
次元制御手段、５００は滑り周波数ωsの指令手
段、１２０は回転周波数ωNと滑り周波数指令ωs
とから一次周波数ωを決定づける周波数指令手
段、６００は指令速度Nsと回転速度検出手段２
０の出力Ｎとを比較して、所望トルク対応量、即
ち有効電流成分I〓(〓)を指令する速度制御手段、６
５０は速度に応答して高速領域での空隙磁束対応
量〔例えば励磁電流IE又は励磁磁束φE、この例で
は励磁電流IE〕を指令制御する手段である。この
他、位置制御を行う場合は、位置検出手段４０と
位置比較手段５０とにより上記速度指令Nsを与
えることができ、この発明の高速応答制御は位置
制御の高速応答化にも有効である。
第２図は、この発明の一実施例を示す構成図で、
電流制御形給電装置の場合を示す。図において、
１００は給電交流の給電電気量絶対値〔例えば電
流値IM又は電圧値VM、この例では電流値IM〕
と給電位相θ〓と周波数ωとを制御する給電交流３
次元制御手段、５００は滑り周波数ωsの指令手
段、１２０は回転周波数ωNと滑り周波数指令ωs
とから一次周波数ωを決定づける周波数指令手
段、６００は指令速度Nsと回転速度検出手段２
０の出力Ｎとを比較して、所望トルク対応量、即
ち有効電流成分I〓(〓)を指令する速度制御手段、６
５０は速度に応答して高速領域での空隙磁束対応
量〔例えば励磁電流IE又は励磁磁束φE、この例で
は励磁電流IE〕を指令制御する手段である。この
他、位置制御を行う場合は、位置検出手段４０と
位置比較手段５０とにより上記速度指令Nsを与
えることができ、この発明の高速応答制御は位置
制御の高速応答化にも有効である。
さて、三次元制御手段１００は、第２図に示す
ように更に関数発生器２１０，２２０及び多相交
流波発生器１５０とを有するもので、第１関数発
生器２１０及び第２関数発生器２２０の入出力関
係は例えば次式で表現される。
ように更に関数発生器２１０，２２０及び多相交
流波発生器１５０とを有するもので、第１関数発
生器２１０及び第２関数発生器２２０の入出力関
係は例えば次式で表現される。
IM＝K1√2＋2 ……(1)
θ〓＝tan-1Iτ／IE ……(2)
ここにK1：比例定数
IE：励磁電流成分（トルクτの対応成
分） IM：合成給電電流指令 θ〓：合成給電電流指令の励磁電流成分IE
を基準とした給電位相 ここで、励磁電流成分IEを固定した定磁束条
件下では、励磁電流成分IEも比例定数と見なす
ことができる。第３図の曲線IM及び、曲線θ〓は
励磁電流成分IEを比例定数と見なし、比例定数
K1＝１とした場合の(1)，(2)式の関係をグラフに
表現したものである。
分） IM：合成給電電流指令 θ〓：合成給電電流指令の励磁電流成分IE
を基準とした給電位相 ここで、励磁電流成分IEを固定した定磁束条
件下では、励磁電流成分IEも比例定数と見なす
ことができる。第３図の曲線IM及び、曲線θ〓は
励磁電流成分IEを比例定数と見なし、比例定数
K1＝１とした場合の(1)，(2)式の関係をグラフに
表現したものである。
次に、滑り周波数指令手段５００の入出力関係
は、例えば次式で与えられる。
は、例えば次式で与えられる。
ωs＝K2Iτ／IE ……(3)
ここにK2：比例定数（但し磁気飽和を考慮す
ると、励磁電流成分IEや有効電流成分Iτ（特
にIE）により変化し、飽和する程K2が大き
くなる。即ち、分母の励磁電流成分IEを磁
束φに置き代えた方が精密である。） 上記滑り周波数ωsの曲線は有効電流成分I〓の一
次関数となるので、直線ωsとして第３図に示す
ことができる。なお、滑り周波数ωsが過大にな
れば、誘導電動機１０の力率が、かえつて低下す
ることが知られているので、滑り周波数ωsが過
大となる大トルク域では、破線（平方根比例曲
線）ωs2や鎖線（平担飽和曲線）ωs1のように飽和
させるのが良い。
ると、励磁電流成分IEや有効電流成分Iτ（特
にIE）により変化し、飽和する程K2が大き
くなる。即ち、分母の励磁電流成分IEを磁
束φに置き代えた方が精密である。） 上記滑り周波数ωsの曲線は有効電流成分I〓の一
次関数となるので、直線ωsとして第３図に示す
ことができる。なお、滑り周波数ωsが過大にな
れば、誘導電動機１０の力率が、かえつて低下す
ることが知られているので、滑り周波数ωsが過
大となる大トルク域では、破線（平方根比例曲
線）ωs2や鎖線（平担飽和曲線）ωs1のように飽和
させるのが良い。
以上説明した(1)〜(3)式、並びにこれらの式を第
３図にグラフ表現した関係を給電交流のベクトル
図で示すと第４図のように表現することができ
る。即ち、励磁電流IEと内部起電力Eτとを基準
として固定した時、合成給電電流指令IMは、ト
ルク（電動を正、制動を負）τ又はトルクτに比
例した有効電流成分Iτの変化に対して、そのベク
トル軌跡は直線Ｈ―Ｈ線上を動くものとして表現
することができる。
３図にグラフ表現した関係を給電交流のベクトル
図で示すと第４図のように表現することができ
る。即ち、励磁電流IEと内部起電力Eτとを基準
として固定した時、合成給電電流指令IMは、ト
ルク（電動を正、制動を負）τ又はトルクτに比
例した有効電流成分Iτの変化に対して、そのベク
トル軌跡は直線Ｈ―Ｈ線上を動くものとして表現
することができる。
以上の如く３次元の量の指令を受けて多相交流
波発生器１５０は所望の多相交流波情報を送出
し、電力段６０で所望多相交流電流IM（ω，θ〓）
を給電する。
波発生器１５０は所望の多相交流波情報を送出
し、電力段６０で所望多相交流電流IM（ω，θ〓）
を給電する。
以上の如く制御された誘導電動機の一次、二次
両電流の空間導体電流分布状態図を第５図に示し
説明する。第５図において、外周分布は一次電流
即ち合成給電電流IMの空間分を示し、内周分布
は二次導体電流iτの空間分布を示し、矢印φgは二
次導体や二次側磁心を貫通している空隙磁束分布
の方向を示す。そして、合成給電電流IMを、励
磁電流成分IEと有効電流成分Iτとに分解し、夫々
集中導体で代表して示したのが夫々当該符号i〓，
iEを付したマーク○×，○・である。給電位相θ〓は、
励磁電流成分IEの磁軸ａ即ち空隙磁束中心軸と、
合成給電電流IMの磁軸ｂとの偏角にほかならな
い。
両電流の空間導体電流分布状態図を第５図に示し
説明する。第５図において、外周分布は一次電流
即ち合成給電電流IMの空間分を示し、内周分布
は二次導体電流iτの空間分布を示し、矢印φgは二
次導体や二次側磁心を貫通している空隙磁束分布
の方向を示す。そして、合成給電電流IMを、励
磁電流成分IEと有効電流成分Iτとに分解し、夫々
集中導体で代表して示したのが夫々当該符号i〓，
iEを付したマーク○×，○・である。給電位相θ〓は、
励磁電流成分IEの磁軸ａ即ち空隙磁束中心軸と、
合成給電電流IMの磁軸ｂとの偏角にほかならな
い。
さて、上記関係による制御においては、急速な
トルク変化の要求に対し、励磁電流成分IEを固
定し、その成分の位相ひいては空隙磁束φgに対
する一致磁軸（0゜）を維持する。更に、所望トル
クτを発生すべき二次電流iτを誘導させるための
一次電流成物即ち有効成分Iτを与え、これを速応
変化させる。更に、空隙磁束φgが一定な条件下
で上記二次電流iτを維持し且つ空隙電流分布や磁
束分布がその変化後の状態に維持されるよう、滑
り周波数ωsを所定関係で連動変化させる。これ
らの結果、この実施例の制御方式は、トルク変化
後の定常条件下を完全に満たし且つ、磁束の回転
子に対する変化が殆んどない（電流値iτの変化に
伴うリーケージ磁束鎖交数分だけ変化する）こと
がわかる。
トルク変化の要求に対し、励磁電流成分IEを固
定し、その成分の位相ひいては空隙磁束φgに対
する一致磁軸（0゜）を維持する。更に、所望トル
クτを発生すべき二次電流iτを誘導させるための
一次電流成物即ち有効成分Iτを与え、これを速応
変化させる。更に、空隙磁束φgが一定な条件下
で上記二次電流iτを維持し且つ空隙電流分布や磁
束分布がその変化後の状態に維持されるよう、滑
り周波数ωsを所定関係で連動変化させる。これ
らの結果、この実施例の制御方式は、トルク変化
後の定常条件下を完全に満たし且つ、磁束の回転
子に対する変化が殆んどない（電流値iτの変化に
伴うリーケージ磁束鎖交数分だけ変化する）こと
がわかる。
ここで、有効電流成分Iτは二次電流iτよりも
ΔIl2だけ大きく、 Iτ＝iτ＋ΔIl2 ……(4) である。換言すれば、誘導される二次電流iτは
ΔIl2だけIτより小さい。この意味は、第６図に示
す等価回路において、二次電流iτによる二次リー
ケージインダクタンスl2の磁束鎖交数（l2iτ）に
相当する分だけ空隙磁束鎖交数を増加させるべ
く、相互インダクタンスＭへの電流成分を（IE
＋ΔIl2）にすることを意味する（第４図参照）。
この増分は二次リーケージリアクタンス電圧降下
を補償し、等価負荷抵抗RLの端子Eτを一定に保
つことを意味する。この点は２次電圧Egを一定
制御（電圧／周波数比一定制御）するという従来
の定説と若干異つている。
ΔIl2だけ大きく、 Iτ＝iτ＋ΔIl2 ……(4) である。換言すれば、誘導される二次電流iτは
ΔIl2だけIτより小さい。この意味は、第６図に示
す等価回路において、二次電流iτによる二次リー
ケージインダクタンスl2の磁束鎖交数（l2iτ）に
相当する分だけ空隙磁束鎖交数を増加させるべ
く、相互インダクタンスＭへの電流成分を（IE
＋ΔIl2）にすることを意味する（第４図参照）。
この増分は二次リーケージリアクタンス電圧降下
を補償し、等価負荷抵抗RLの端子Eτを一定に保
つことを意味する。この点は２次電圧Egを一定
制御（電圧／周波数比一定制御）するという従来
の定説と若干異つている。
これらの結果、トルクτと滑り周波数ωsと有
効電流成分Iτとの三つは互に直線比例関係を持つ
ことがわかる。
効電流成分Iτとの三つは互に直線比例関係を持つ
ことがわかる。
そして、即時に所望位相差θ〓を持つ合成給電電
流IMを誘導電動機１０にすることにより、空隙
磁束φgやそれによる空隙磁束密度分布と一致し
た二次電流iτを誘導させることができるので、ト
ルクの発生遅れを生じないことになる。
流IMを誘導電動機１０にすることにより、空隙
磁束φgやそれによる空隙磁束密度分布と一致し
た二次電流iτを誘導させることができるので、ト
ルクの発生遅れを生じないことになる。
このようにして、トルク指令τや有効電流指令
Iτを入力とした線形速応制御を達成でき、この
他、空隙磁束の弱め制御（弱界磁制御）は、指令
IE又はφの変更や自動調整器６５０により行う
ことができる。
Iτを入力とした線形速応制御を達成でき、この
他、空隙磁束の弱め制御（弱界磁制御）は、指令
IE又はφの変更や自動調整器６５０により行う
ことができる。
ここで、この発明の実施例による弱め制御につ
いて説明する。一般に、給電装置の電源電圧には
制約があるため、高速領域において電動機へ与え
得る電圧の上限値が存在する。しかるに、電流制
御と云つても何らかの電圧調整によつて電流（絶
対値や位相や周波数）を制御している。このた
め、上記給電電流の制御に関して、上記電圧上限
値に到達すると、給電電流を指令（絶対値や位相
や周波数）に追従させて制御すること自体が困難
になる。この場合、電流が保証されなくなるの
で、絶対値や位相や周波数あるいは２つの直交成
分の値や周波数など、ベクトル量として互に歩調
が合わなくなる。
いて説明する。一般に、給電装置の電源電圧には
制約があるため、高速領域において電動機へ与え
得る電圧の上限値が存在する。しかるに、電流制
御と云つても何らかの電圧調整によつて電流（絶
対値や位相や周波数）を制御している。このた
め、上記給電電流の制御に関して、上記電圧上限
値に到達すると、給電電流を指令（絶対値や位相
や周波数）に追従させて制御すること自体が困難
になる。この場合、電流が保証されなくなるの
で、絶対値や位相や周波数あるいは２つの直交成
分の値や周波数など、ベクトル量として互に歩調
が合わなくなる。
このため、制御系の応答が悪くなつたり、不安
定になると云う場合が生じるが、このような場合
に対しても、この発明の実施例では、速度が上昇
して来た時に、励磁成分IE（又は磁束φE）を下げ
る手段６５０を備えているので、これによつて高
速領域で電動機電圧が上昇しようとした時に、あ
らかじめ励磁を減少させて、電動機電圧を所定値
以下に抑制することができる。この結果、給電装
置が給電可能な電圧の上限値内に抑えることがで
き、刻々の給電電流のベクトル制御に関して、そ
の電流制御のための電圧調整余裕を残した運転が
可能となり、少なくとも整定過程（目標値近傍へ
到達し、定常状態に入つて行く過程）及び定常状
態での前記ベクトル制御の歩調が合うことで、不
安定現象を防止することもできる。
定になると云う場合が生じるが、このような場合
に対しても、この発明の実施例では、速度が上昇
して来た時に、励磁成分IE（又は磁束φE）を下げ
る手段６５０を備えているので、これによつて高
速領域で電動機電圧が上昇しようとした時に、あ
らかじめ励磁を減少させて、電動機電圧を所定値
以下に抑制することができる。この結果、給電装
置が給電可能な電圧の上限値内に抑えることがで
き、刻々の給電電流のベクトル制御に関して、そ
の電流制御のための電圧調整余裕を残した運転が
可能となり、少なくとも整定過程（目標値近傍へ
到達し、定常状態に入つて行く過程）及び定常状
態での前記ベクトル制御の歩調が合うことで、不
安定現象を防止することもできる。
以上説明したように、この発明によれば、給電
電流のベクトル制御を行う誘導電動機の制御方式
において、誘導電動機の多相一次巻線に与えられ
る多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答させて制
御するとともに、励磁電流成分IEを誘導電動機の
高速回転領域において低下させ、高速領域での制
御系の不安定を防止できる。
電流のベクトル制御を行う誘導電動機の制御方式
において、誘導電動機の多相一次巻線に与えられ
る多相交流電流成分を給電位相θ〓に応答させて制
御するとともに、励磁電流成分IEを誘導電動機の
高速回転領域において低下させ、高速領域での制
御系の不安定を防止できる。
第１図ａ，ｂは従来の装置の一例と示す構成図
及び波形図、第２図はこの発明の一実施例を示す
構成図、第３図〜第６図は第２図の作用説明図で
ある。 図において、１０は誘導電動機、６０は給電装
置電力段、１００は給電電流のベクトル制御手
段、２０は速度検出手段、１５０は交流波形発生
器、２１０，２２０，５００は関数発生器（演算
手段）である。尚、図中同一符号は夫々同一又は
相当部分を示す。
及び波形図、第２図はこの発明の一実施例を示す
構成図、第３図〜第６図は第２図の作用説明図で
ある。 図において、１０は誘導電動機、６０は給電装
置電力段、１００は給電電流のベクトル制御手
段、２０は速度検出手段、１５０は交流波形発生
器、２１０，２２０，５００は関数発生器（演算
手段）である。尚、図中同一符号は夫々同一又は
相当部分を示す。
Claims (1)
- １ 短絡された２次導体と多相一次巻線とを持つ
誘導電動機の制御方式であつて、多相交流電流成
分を上記誘導電動機の一次巻線へ与え、固体スイ
ツチと電源とを持つ可変周波数給電装置と、トル
ク又はその代表値となる指令信号を出力する指令
手段と、上記多相の各相について、上記交流電流
成分を上記指令手段の出力に応答してベクトル制
御するベクトル制御手段と、上記ベクトル制御手
段の出力に応答して上記固体スイツチの導通を制
御する導通制御手段とを具備し、上記ベクトル制
御手段は上記誘導電動機に与えられるべき励磁電
流成分IEと上記指令信号に応じた有効電流I〓に基
づいて給電位相θ〓を生成し、上記多相交流電流成
分を上記給電位相θ〓に応答させて制御するととも
に、上記励磁電流成分IEを、誘導電動機の高速回
転領域において低下させるようにしたことを特徴
とする誘導電動機の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56212285A JPS57132791A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56212285A JPS57132791A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1036977A Division JPS5396423A (en) | 1977-02-01 | 1977-02-01 | Control system for induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57132791A JPS57132791A (en) | 1982-08-17 |
| JPS6310672B2 true JPS6310672B2 (ja) | 1988-03-08 |
Family
ID=16620063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56212285A Granted JPS57132791A (en) | 1981-12-25 | 1981-12-25 | Control system for induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57132791A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59162792A (ja) * | 1983-03-07 | 1984-09-13 | Toshiba Mach Co Ltd | 誘導電動機の駆動制御装置のベクトル演算回路 |
| JPH0634609B2 (ja) * | 1984-03-13 | 1994-05-02 | 株式会社明電舍 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
-
1981
- 1981-12-25 JP JP56212285A patent/JPS57132791A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57132791A (en) | 1982-08-17 |
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