JPH0984400A - サーボモータの電流制御方法 - Google Patents
サーボモータの電流制御方法Info
- Publication number
- JPH0984400A JPH0984400A JP7261042A JP26104295A JPH0984400A JP H0984400 A JPH0984400 A JP H0984400A JP 7261042 A JP7261042 A JP 7261042A JP 26104295 A JP26104295 A JP 26104295A JP H0984400 A JPH0984400 A JP H0984400A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- speed
- voltage
- command
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
Abstract
(57)【要約】
【課題】 サーボモータの電流制御方法において、電圧
飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電
流による発熱を抑制し、かつ高速域まで安定した回転を
行う。 【解決手段】 サーボモータのＤＱ変換による電流制御
において、高速回転域まではｄ相には電流を流さずｑ相
にのみ電流を流し、高速回転時にのみｄ相に無効電流を
流し、この無効電流によってモータの端子電圧を下げる
ことによって、電圧飽和が発生しない領域では無効電流
を少なくして無効電流による発熱を抑制し、高速域にお
いても安定した回転を行う。
飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無効電
流による発熱を抑制し、かつ高速域まで安定した回転を
行う。 【解決手段】 サーボモータのＤＱ変換による電流制御
において、高速回転域まではｄ相には電流を流さずｑ相
にのみ電流を流し、高速回転時にのみｄ相に無効電流を
流し、この無効電流によってモータの端子電圧を下げる
ことによって、電圧飽和が発生しない領域では無効電流
を少なくして無効電流による発熱を抑制し、高速域にお
いても安定した回転を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、工作機械や産業用
機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される
ＡＣサーボモータの電流制御方法に関する。
機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される
ＡＣサーボモータの電流制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来から行われているＡＣサー
ボモータの制御系のブロック線図である。位置指令から
エンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じ
て位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを乗
じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速度
指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
ボモータの制御系のブロック線図である。位置指令から
エンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減じ
て位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを乗
じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速度
指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
【０００３】このような制御系において、電流ループと
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループ形成し、こ
の電流ループはＡＣサーボモータの各相に流す電流の制
御を行う。
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループ形成し、こ
の電流ループはＡＣサーボモータの各相に流す電流の制
御を行う。
【０００４】上記３相電流を別々に制御する方式の場合
には、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数
も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分
が多くなり、トルクを効率よく発生することができなく
なるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っ
ているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態
においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰
等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を
実現することが困難である。この欠点を改善する方式と
して、３相電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流
座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で制御す
るＤＱ制御方式が知られている。
には、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数
も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分
が多くなり、トルクを効率よく発生することができなく
なるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っ
ているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態
においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰
等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を
実現することが困難である。この欠点を改善する方式と
して、３相電流をＤＱ変換してｄ相，ｑ相の２相の直流
座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で制御す
るＤＱ制御方式が知られている。
【０００５】図７はＡＣサーボモータをＤＱ変換により
制御するブロック線図である。ｄ相の電流指令を「０」
とし、ｑ相の電流指令を速度ループが出力されるトルク
指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変換する
変換器９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電流お
よびロータ位置検出器で検出されたロータの位相を用い
てｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流を各相
指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求める。電流
制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比例・積分
制御してｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑを求
める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８は、この
２相の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑからｕ，ｖ，ｗ相の指令電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力してイン
バータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉ
ｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
制御するブロック線図である。ｄ相の電流指令を「０」
とし、ｑ相の電流指令を速度ループが出力されるトルク
指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変換する
変換器９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実電流お
よびロータ位置検出器で検出されたロータの位相を用い
てｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流を各相
指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求める。電流
制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比例・積分
制御してｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑを求
める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８は、この
２相の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑからｕ，ｖ，ｗ相の指令電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力してイン
バータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉ
ｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電流制御方法では、逆起電力によって電流制御系が不安
定となるという問題点がある。
電流制御方法では、逆起電力によって電流制御系が不安
定となるという問題点がある。
【０００７】図８はＤＱ変換される従来のＡＣサーボモ
ータを説明するためのブロック線図である。ｄ相コント
ローラおよびｑ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
ータを説明するためのブロック線図である。ｄ相コント
ローラおよびｑ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
【０００８】図８のブロック線図において、ｄ相コント
ローラへのｑ相電流指令Ｉｑ＊を零とし、ｑ相コントロ
ーラへのｑ相電流指令Ｉｑ＊にトルク指令を印加する制
御方法では、ｄ相方向の無効電流は流れずモータ駆動に
寄与しない電流分は除去できるものの、ｑ相側には回転
数ωｅに比例した逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）が発生す
る。図９はこのｑ相電流指令Ｉｑ＊を零とした場合の加
速中のｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。図９
において円はＤＣリンク電圧、Ｒ・Ｉｑで示されるｑ相
電圧がモータを制御する有効電圧、ωｅ・Ｌ・Ｉｑで示
されるｑ相電圧がモータ駆動に寄与しない無効電圧、Ｅ
は逆起電力であり、端子電圧は逆起電力ＥとＲ・Ｉｑの
和となる。モータ制御は、端子電圧がＤＣリンク電圧以
下の場合可能であり、端子電圧がＤＣリンク電圧を超え
ると制御が困難となる。
ローラへのｑ相電流指令Ｉｑ＊を零とし、ｑ相コントロ
ーラへのｑ相電流指令Ｉｑ＊にトルク指令を印加する制
御方法では、ｄ相方向の無効電流は流れずモータ駆動に
寄与しない電流分は除去できるものの、ｑ相側には回転
数ωｅに比例した逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）が発生す
る。図９はこのｑ相電流指令Ｉｑ＊を零とした場合の加
速中のｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。図９
において円はＤＣリンク電圧、Ｒ・Ｉｑで示されるｑ相
電圧がモータを制御する有効電圧、ωｅ・Ｌ・Ｉｑで示
されるｑ相電圧がモータ駆動に寄与しない無効電圧、Ｅ
は逆起電力であり、端子電圧は逆起電力ＥとＲ・Ｉｑの
和となる。モータ制御は、端子電圧がＤＣリンク電圧以
下の場合可能であり、端子電圧がＤＣリンク電圧を超え
ると制御が困難となる。
【０００９】図１０は逆起電力とＤＣリンク電圧が一致
した場合のｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
高速まで加速を行うと、増加する逆起電力Ｅによって加
速電流を生成するための電圧が減少し、加速電流が減少
して最終的に逆起電力とＤＣリンク電圧が一致し、加速
が終了することになる。この状態から減速を行う場合に
は、減速電流を流すに要する電圧が不足して電流制御が
困難となり、異常電流が流れる場合がある。
した場合のｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
高速まで加速を行うと、増加する逆起電力Ｅによって加
速電流を生成するための電圧が減少し、加速電流が減少
して最終的に逆起電力とＤＣリンク電圧が一致し、加速
が終了することになる。この状態から減速を行う場合に
は、減速電流を流すに要する電圧が不足して電流制御が
困難となり、異常電流が流れる場合がある。
【００１０】そこで、高速域でのモータの端子電圧を下
げるために、電流位相を高速域の大電流時においてｄ相
方向にずらす方法が知られている。図１１は、電流位相
をｄ相方向にずらした場合のｄ相およびｑ相の電圧状態
を示す図である。この場合に、ｄ相方向にｑ相電流Ｉｑ
のｄ相方向成分Ｉｑｄの電流が流れ、これによって発生
する電圧ωｅ・Ｌ・Ｉｑｄは端子電圧に表れる逆起電力
を減少させる。しかしながら、この方法においては、小
電流の場合にはｄ相方向の電流も小さいため、逆起電力
を弱める効果は少ないという欠点がある。
げるために、電流位相を高速域の大電流時においてｄ相
方向にずらす方法が知られている。図１１は、電流位相
をｄ相方向にずらした場合のｄ相およびｑ相の電圧状態
を示す図である。この場合に、ｄ相方向にｑ相電流Ｉｑ
のｄ相方向成分Ｉｑｄの電流が流れ、これによって発生
する電圧ωｅ・Ｌ・Ｉｑｄは端子電圧に表れる逆起電力
を減少させる。しかしながら、この方法においては、小
電流の場合にはｄ相方向の電流も小さいため、逆起電力
を弱める効果は少ないという欠点がある。
【００１１】そこで、本発明は前記した従来の問題点を
解決して、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少
なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ高速域まで
安定した回転を行うことができるサーボモータの電流制
御方法を提供することを目的とする。
解決して、電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少
なくして無効電流による発熱を抑制し、かつ高速域まで
安定した回転を行うことができるサーボモータの電流制
御方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、サーボモータ
のＤＱ変換による電流制御において、高速回転域までは
ｄ相には電流を流さずｑ相にのみ電流を流し、高速回転
時にのみｄ相に無効電流を流し、この無効電流によって
モータの端子電圧を下げることによって、電圧飽和が発
生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による
発熱を抑制し、高速域においても安定した回転を行う。
のＤＱ変換による電流制御において、高速回転域までは
ｄ相には電流を流さずｑ相にのみ電流を流し、高速回転
時にのみｄ相に無効電流を流し、この無効電流によって
モータの端子電圧を下げることによって、電圧飽和が発
生しない領域では無効電流を少なくして無効電流による
発熱を抑制し、高速域においても安定した回転を行う。
【００１３】モータの回転速度が高速回転域に達するま
での間は、モータに発生する逆起電力はサーボアンプの
ＤＣリンク電圧より十分に小さく、モータの制御電流を
生成するに十分な電圧を得ることができる。この領域で
は、サーボモータのＤＱ変換による電流制御において、
ｄ相電流指令を零としてｄ相に電流を流さず、ｑ相にの
み電流を流す電流制御を行う。これによって、モータの
駆動制御に寄与するｑ相にのみ有効電圧を発生させ、モ
ータの駆動制御に寄与しないｄ相については無効電流を
流さないよう制御して、無効電流による発熱を防止す
る。
での間は、モータに発生する逆起電力はサーボアンプの
ＤＣリンク電圧より十分に小さく、モータの制御電流を
生成するに十分な電圧を得ることができる。この領域で
は、サーボモータのＤＱ変換による電流制御において、
ｄ相電流指令を零としてｄ相に電流を流さず、ｑ相にの
み電流を流す電流制御を行う。これによって、モータの
駆動制御に寄与するｑ相にのみ有効電圧を発生させ、モ
ータの駆動制御に寄与しないｄ相については無効電流を
流さないよう制御して、無効電流による発熱を防止す
る。
【００１４】モータの回転速度が高速回転域に達して逆
起電力が増大し、この逆起電力がサーボアンプのＤＣリ
ンク電圧に近い値となって電圧飽和が起こると、モータ
の制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができな
くなる。この高速回転時にｄ相に無効電流を流すと、無
効電流によってｄ相巻線の電圧が発生する。ｄ相巻線の
インダクタンス分に発生する電圧は逆起電力と逆方向で
あるため、逆起電力はこれによって減少し、モータに発
生する端子電圧は下降する。これによって、端子電圧は
サーボアンプのＤＣリンク電圧より小さくなり、モータ
の制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができ
る。
起電力が増大し、この逆起電力がサーボアンプのＤＣリ
ンク電圧に近い値となって電圧飽和が起こると、モータ
の制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができな
くなる。この高速回転時にｄ相に無効電流を流すと、無
効電流によってｄ相巻線の電圧が発生する。ｄ相巻線の
インダクタンス分に発生する電圧は逆起電力と逆方向で
あるため、逆起電力はこれによって減少し、モータに発
生する端子電圧は下降する。これによって、端子電圧は
サーボアンプのＤＣリンク電圧より小さくなり、モータ
の制御電流を生成するに十分な電圧を得ることができ
る。
【００１５】したがって、電圧飽和が生じないような回
転速度領域では、ｑ相にのみの電流供給によって発熱を
最小限に抑えたモータ制御を行い、電圧飽和が生じるよ
うな高速回転領域では、ｄ相への電流供給によって逆起
電力を減少させて安定した回転制御を行う。
転速度領域では、ｑ相にのみの電流供給によって発熱を
最小限に抑えたモータ制御を行い、電圧飽和が生じるよ
うな高速回転領域では、ｄ相への電流供給によって逆起
電力を減少させて安定した回転制御を行う。
【００１６】また、無効電流の供給を、電圧飽和が発生
する速度の近傍の設定速度から開始し、速度に応じて増
加するよう行うことができる。これによって、設定速度
まではｑ相の有効電流のみで制御を行い、設定速度以上
では速度に応じて無効電流の供給量を増大して、速度に
応じて増加する逆起電力の増加を抑える。ことを特徴と
する請求項１記載のサーボモータの電流制御方法。
する速度の近傍の設定速度から開始し、速度に応じて増
加するよう行うことができる。これによって、設定速度
まではｑ相の有効電流のみで制御を行い、設定速度以上
では速度に応じて無効電流の供給量を増大して、速度に
応じて増加する逆起電力の増加を抑える。ことを特徴と
する請求項１記載のサーボモータの電流制御方法。
【００１７】また、無効電流の供給は、速度に対して一
次の増加関数に従って増加し、第２の設定速度以上で一
定値に固定するよう設定することができる。これによっ
て、無効電流の増加の割合を増加関数の係数で設定する
ことができる。また、第２の設定速度以上の速度におい
て、無効電流を一定値に固定することによって、無効電
流による発熱の増大を抑制する。
次の増加関数に従って増加し、第２の設定速度以上で一
定値に固定するよう設定することができる。これによっ
て、無効電流の増加の割合を増加関数の係数で設定する
ことができる。また、第２の設定速度以上の速度におい
て、無効電流を一定値に固定することによって、無効電
流による発熱の増大を抑制する。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図を
参照しながら詳細に説明する。
参照しながら詳細に説明する。
【００１９】図１は本発明の実施の形態を説明するため
のブロック線図であり、図２は本発明の実施の形態によ
るｄ相およびｑ相の電圧状態を説明する図であり、ま
た、図３は本発明の実施の形態における速度ループおよ
び電流ループの処理を説明するためのフローチャートで
ある。
のブロック線図であり、図２は本発明の実施の形態によ
るｄ相およびｑ相の電圧状態を説明する図であり、ま
た、図３は本発明の実施の形態における速度ループおよ
び電流ループの処理を説明するためのフローチャートで
ある。
【００２０】図１に示すブロック線図は、前記図８に示
すブロック線図においてｄ相に対する電流指令をモータ
の速度に応じて設定し、これによって、逆起電力Ｅ（＝
ωｅ・Φ）と逆方向の電圧ｅを実質的に発生し、逆起電
力Ｅを減少させるものである。
すブロック線図においてｄ相に対する電流指令をモータ
の速度に応じて設定し、これによって、逆起電力Ｅ（＝
ωｅ・Φ）と逆方向の電圧ｅを実質的に発生し、逆起電
力Ｅを減少させるものである。
【００２１】図１のブロック線図において、ｄ相コント
ローラおよびｑ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
この構成は、前記図８で示した従来のブロック線図と共
通している。
ローラおよびｑ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各ｄ相，ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
この構成は、前記図８で示した従来のブロック線図と共
通している。
【００２２】本発明では、ｄ相コントローラに対してモ
ータの回転速度に応じたｄ相電流指令Ｉｄ＊を供給し、
ｑ相コントローラに対してトルク指令Ｉｑ＊を供給す
る。モータの回転速度に応じたｄ相電流指令Ｉｄ＊とし
て、例えば図１中の矩形で囲まれるような特性のｄ相電
流指令を用いることができる。図示されるｄ相電流指令
は、モータの回転速度ｖが０からベース速度ｖｂまでの
速度領域では零とし、回転速度ｖがベース速度ｖｂを超
える高速領域では速度ｖに比例して増加し、回転速度ｖ
がクランプ速度ｖｃを超える高速領域では一定値に固定
する。
ータの回転速度に応じたｄ相電流指令Ｉｄ＊を供給し、
ｑ相コントローラに対してトルク指令Ｉｑ＊を供給す
る。モータの回転速度に応じたｄ相電流指令Ｉｄ＊とし
て、例えば図１中の矩形で囲まれるような特性のｄ相電
流指令を用いることができる。図示されるｄ相電流指令
は、モータの回転速度ｖが０からベース速度ｖｂまでの
速度領域では零とし、回転速度ｖがベース速度ｖｂを超
える高速領域では速度ｖに比例して増加し、回転速度ｖ
がクランプ速度ｖｃを超える高速領域では一定値に固定
する。
【００２３】なお、ベース速度ｖｂは、逆起電力がＤＣ
リンク電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度とし
て設定することができ、また、クランプ速度ｖｃはｄ相
電流の増加によって発生する発熱等の障害が許容できる
境界の速度として設定することができる。
リンク電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度とし
て設定することができ、また、クランプ速度ｖｃはｄ相
電流の増加によって発生する発熱等の障害が許容できる
境界の速度として設定することができる。
【００２４】モータの回転速度がベース速度ｖｂ以下の
速度領域では、ｄ相コントローラに入力されるｄ相電流
指令は零であって図８で示した従来の制御と共通し、加
速時におけるｄ相およびｑ相の電圧状態は前記図９と同
様である。このときには、ＤＣリンク電圧から逆起電力
Ｅを差し引いた電圧分によって、モータを制御する電流
を生成することができる。
速度領域では、ｄ相コントローラに入力されるｄ相電流
指令は零であって図８で示した従来の制御と共通し、加
速時におけるｄ相およびｑ相の電圧状態は前記図９と同
様である。このときには、ＤＣリンク電圧から逆起電力
Ｅを差し引いた電圧分によって、モータを制御する電流
を生成することができる。
【００２５】次に、モータの回転速度が増大してベース
速度ｖｂを超えると、逆起電力が増大してＤＣリンク電
圧に接近し、電圧飽和が始まる。このとき、ｄ相コント
ローラに対してｄ相電流の入力を始める。図２は高速領
域においてｑ相電流指令Ｉｑ＊を入力した場合のｄ相お
よびｑ相の電圧状態を示す図である。図２において、ｄ
相電流指令Ｉｄ＊によってｄ相巻線にｄ相電流Ｉｄが流
れると、ｄ相巻線の抵抗分Ｒによって無効電圧分Ｒ・Ｉ
ｄが発生し、ｄ相巻線のインダクタンス分Ｌによって有
効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄが発生する（図２中の破線）。こ
の有効電圧分ωｅ・Ｌ・Ｉｄの方向は逆起電力Ｅと逆方
向であるため、逆起電力は減少して図中の一点鎖線で示
される補償逆起電力Ｅ’となる。したがって、ｑ相方向
の電圧について見ると、補償逆起電力Ｅ’はＤＣリンク
電圧内に収まり、制御電流を流すために十分な電圧が生
成される。図１中の電圧ｅはｄ相巻線のインダクタンス
分Ｌによる有効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄであり、ｄ相への電
流の供給は逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）と逆方向の電圧ｅ
をｑ相コントローラに入力することと実質的に一致し、
これによって、端子電圧における逆起電力Ｅを減少させ
る。
速度ｖｂを超えると、逆起電力が増大してＤＣリンク電
圧に接近し、電圧飽和が始まる。このとき、ｄ相コント
ローラに対してｄ相電流の入力を始める。図２は高速領
域においてｑ相電流指令Ｉｑ＊を入力した場合のｄ相お
よびｑ相の電圧状態を示す図である。図２において、ｄ
相電流指令Ｉｄ＊によってｄ相巻線にｄ相電流Ｉｄが流
れると、ｄ相巻線の抵抗分Ｒによって無効電圧分Ｒ・Ｉ
ｄが発生し、ｄ相巻線のインダクタンス分Ｌによって有
効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄが発生する（図２中の破線）。こ
の有効電圧分ωｅ・Ｌ・Ｉｄの方向は逆起電力Ｅと逆方
向であるため、逆起電力は減少して図中の一点鎖線で示
される補償逆起電力Ｅ’となる。したがって、ｑ相方向
の電圧について見ると、補償逆起電力Ｅ’はＤＣリンク
電圧内に収まり、制御電流を流すために十分な電圧が生
成される。図１中の電圧ｅはｄ相巻線のインダクタンス
分Ｌによる有効電圧分ω・Ｌ・Ｉｄであり、ｄ相への電
流の供給は逆起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）と逆方向の電圧ｅ
をｑ相コントローラに入力することと実質的に一致し、
これによって、端子電圧における逆起電力Ｅを減少させ
る。
【００２６】モータの回転速度がさらに増大すると、逆
起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）は回転速度にしたがって増大す
る。このとき、ｄ相コントローラに対するｄ相電流指令
Ｉｑ＊を回転速度に応じて増加させることによって、ｄ
相巻線のインダクタンス分Ｌに発生する有効電圧分ωｅ
・Ｌ・Ｉｄを増加して逆起電力Ｅを打ち消す方向の電圧
を増やし、逆起電力Ｅの増大を抑制する。
起電力Ｅ（＝ωｅ・Φ）は回転速度にしたがって増大す
る。このとき、ｄ相コントローラに対するｄ相電流指令
Ｉｑ＊を回転速度に応じて増加させることによって、ｄ
相巻線のインダクタンス分Ｌに発生する有効電圧分ωｅ
・Ｌ・Ｉｄを増加して逆起電力Ｅを打ち消す方向の電圧
を増やし、逆起電力Ｅの増大を抑制する。
【００２７】図１に示すｄ相電流指令では、クランプ速
度ｖｃを超えた回転速度ｖに対してｄ相電流がクランプ
されるようｄ相電流指令値を固定する。これは、ｄ相電
流の無制限の増大によって発生する過剰電流や過熱等の
障害を防止するためである。
度ｖｃを超えた回転速度ｖに対してｄ相電流がクランプ
されるようｄ相電流指令値を固定する。これは、ｄ相電
流の無制限の増大によって発生する過剰電流や過熱等の
障害を防止するためである。
【００２８】次に、図３のフローチャートを用いて、速
度ループおよび電流ループの処理を説明する。
度ループおよび電流ループの処理を説明する。
【００２９】はじめに、図６に示すように速度制御ブロ
ックにおける速度ループにおいてトルク指令を計算し
（ステップＳ１）、電流制御ブロックにおける電流ルー
プにおいて求めたトルク指令をｑ相電流指令Ｉｑ＊とす
る（ステップＳ２）。
ックにおける速度ループにおいてトルク指令を計算し
（ステップＳ１）、電流制御ブロックにおける電流ルー
プにおいて求めたトルク指令をｑ相電流指令Ｉｑ＊とす
る（ステップＳ２）。
【００３０】次に、エンコーダからモータの実速度ｖを
求め、この実速度ｖとベース速度ｖｂとの比較を行う。
なお、ここでは、モータの回転方向を考慮してモータの
実速度ｖの絶対値とベース速度ｖｂとの差（｜実速度ｖ
｜−ベース速度ｖｂ）をとり、速度差の正負を判定を行
う。ここで、ベース速度ｖｂは、逆起電力がＤＣリンク
電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度である。こ
のベース速度ｖｂは、例えば使用するモータ特性に応じ
て任意に定めることができる。例えば、モータの定格速
度を用いたり、モータの定格電圧を印加したときのモー
タ速度を用いたり、それらに所定倍率を乗じた値を用い
たりすることができる。（ステップＳ３）。
求め、この実速度ｖとベース速度ｖｂとの比較を行う。
なお、ここでは、モータの回転方向を考慮してモータの
実速度ｖの絶対値とベース速度ｖｂとの差（｜実速度ｖ
｜−ベース速度ｖｂ）をとり、速度差の正負を判定を行
う。ここで、ベース速度ｖｂは、逆起電力がＤＣリンク
電圧に接近して電圧飽和が始まる付近の速度である。こ
のベース速度ｖｂは、例えば使用するモータ特性に応じ
て任意に定めることができる。例えば、モータの定格速
度を用いたり、モータの定格電圧を印加したときのモー
タ速度を用いたり、それらに所定倍率を乗じた値を用い
たりすることができる。（ステップＳ３）。
【００３１】モータの回転速度がベース速度ｖｂを超え
ていない場合には、前記速度差は負となる。この速度領
域は図１の矩形中のａで示される範囲であり、この場合
にはｄ相電流指令Ｉｄ＊を零に設定する。なお、このと
き、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は前記ステップＳ２で設定した
トルク指令である。また、速度差が零の場合も便宜上こ
の判定に含めるものとする（ステップＳ４）。
ていない場合には、前記速度差は負となる。この速度領
域は図１の矩形中のａで示される範囲であり、この場合
にはｄ相電流指令Ｉｄ＊を零に設定する。なお、このと
き、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は前記ステップＳ２で設定した
トルク指令である。また、速度差が零の場合も便宜上こ
の判定に含めるものとする（ステップＳ４）。
【００３２】一方、モータの回転速度がベース速度ｖｂ
を超えた場合には、前記速度差は正となる。この速度領
域は図１の矩形中のｂあるいはｃで示される範囲であ
り、この場合にはｄ相電流指令Ｉｄ＊をステップＳ５に
したがって設定する。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉ
ｑ＊は前記ステップＳ２で設定したトルク指令である。
を超えた場合には、前記速度差は正となる。この速度領
域は図１の矩形中のｂあるいはｃで示される範囲であ
り、この場合にはｄ相電流指令Ｉｄ＊をステップＳ５に
したがって設定する。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉ
ｑ＊は前記ステップＳ２で設定したトルク指令である。
【００３３】以下、ｄ相電流指令Ｉｄ＊の設定工程であ
るステップＳ５をステップＳ５−１〜ステップＳ５−３
で説明する。
るステップＳ５をステップＳ５−１〜ステップＳ５−３
で説明する。
【００３４】ステップＳ５において、エンコーダから求
めたモータの実速度ｖをクランプ速度ｖｃと比較する。
ここでは、モータの回転方向を考慮してモータの実速度
ｖの絶対値とクランプ速度ｖｃとの差（｜実速度ｖ｜−
クランプ速度ｖｃ）をとり、この速度差の正負を判定す
る。ここで、クランプ速度ｖｃはｄ相電流の増加によっ
て発生する発熱等の障害が許容できる境界の速度として
設定することができる（ステップＳ５−１）。
めたモータの実速度ｖをクランプ速度ｖｃと比較する。
ここでは、モータの回転方向を考慮してモータの実速度
ｖの絶対値とクランプ速度ｖｃとの差（｜実速度ｖ｜−
クランプ速度ｖｃ）をとり、この速度差の正負を判定す
る。ここで、クランプ速度ｖｃはｄ相電流の増加によっ
て発生する発熱等の障害が許容できる境界の速度として
設定することができる（ステップＳ５−１）。
【００３５】モータの回転速度がクランプ速度ｖｃを超
えていない場合には、前記速度差は正となる。この速度
領域は図１の矩形中のｂの範囲であり、この場合にはｄ
相電流指令Ｉｄ＊に係数αを乗じた値に設定する。この
係数αは、回転速度ｖに応じてｄ相電流指令Ｉｄ＊を一
次関数で増加させるときの係数であり、この係数に応じ
てｄ相電流指令Ｉｄ＊の増加の割合を調節することがで
きる。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は前記ステ
ップＳ２で設定したトルク指令である（ステップＳ５−
２）。
えていない場合には、前記速度差は正となる。この速度
領域は図１の矩形中のｂの範囲であり、この場合にはｄ
相電流指令Ｉｄ＊に係数αを乗じた値に設定する。この
係数αは、回転速度ｖに応じてｄ相電流指令Ｉｄ＊を一
次関数で増加させるときの係数であり、この係数に応じ
てｄ相電流指令Ｉｄ＊の増加の割合を調節することがで
きる。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は前記ステ
ップＳ２で設定したトルク指令である（ステップＳ５−
２）。
【００３６】一方、モータの回転速度がクランプ速度ｖ
ｃを超えた場合には、前記速度差は正または零となる。
この速度領域は図１の矩形中のｃで示される範囲であ
り、この場合にはｄ相電流指令Ｉｄ＊をクランプｑ相電
流指令Ｉｄｑ＊に設定する。このクランプｑ相電流指令
Ｉｄｑ＊は固定値とし、回転速度ｖの増大にかかわらず
一定値とする。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は
前記ステップＳ２で設定したトルク指令である。また、
速度差が零の場合も便宜上この判定に含めるものとする
（ステップＳ５−３）。
ｃを超えた場合には、前記速度差は正または零となる。
この速度領域は図１の矩形中のｃで示される範囲であ
り、この場合にはｄ相電流指令Ｉｄ＊をクランプｑ相電
流指令Ｉｄｑ＊に設定する。このクランプｑ相電流指令
Ｉｄｑ＊は固定値とし、回転速度ｖの増大にかかわらず
一定値とする。なお、このとき、ｑ相電流指令Ｉｑ＊は
前記ステップＳ２で設定したトルク指令である。また、
速度差が零の場合も便宜上この判定に含めるものとする
（ステップＳ５−３）。
【００３７】次に、電流フィードバックによってサーボ
モータのｄ相，ｑ相の電流フィードバックＩｄｆ，およ
びＩｑｆの取込みを行う。このｄ相，ｑ相の電流フィー
ドバックＩｄｆ，およびＩｑｆの取込みは、サーボモー
タのｕ相およびｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み、Ｉｕ
＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係を用いて、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉ
ｖ）の演算によってｗ相の実電流Ｉｗを求め、また、ロ
ータ位置検出器の出力からロータの電気角θｅを求め、
次に、次式（１）で示されるような、３相交流電流から
２相の直流電流を求めるＤＱ変換により行うことができ
る（ステップＳ６）。
モータのｄ相，ｑ相の電流フィードバックＩｄｆ，およ
びＩｑｆの取込みを行う。このｄ相，ｑ相の電流フィー
ドバックＩｄｆ，およびＩｑｆの取込みは、サーボモー
タのｕ相およびｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み、Ｉｕ
＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係を用いて、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉ
ｖ）の演算によってｗ相の実電流Ｉｗを求め、また、ロ
ータ位置検出器の出力からロータの電気角θｅを求め、
次に、次式（１）で示されるような、３相交流電流から
２相の直流電流を求めるＤＱ変換により行うことができ
る（ステップＳ６）。
【００３８】
【数１】 次に、ｄ相，ｑ相の電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆをｄ相ｐ相の各
相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この
電流偏差を電流制御ブロックでの電流ループで比例・積
分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧
Ｖｑを求める（ステップＳ７）。さらに、２相電圧から
３相電圧に変換する手段において、次式（２）で示され
るような、２相直流電圧から３相の交流電圧を求めるＤ
Ｑ変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗを求め（ステップＳ８）、この指令電圧を電力増幅
器に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対し
て電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を
行う。
相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この
電流偏差を電流制御ブロックでの電流ループで比例・積
分制御を行って、ｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧
Ｖｑを求める（ステップＳ７）。さらに、２相電圧から
３相電圧に変換する手段において、次式（２）で示され
るような、２相直流電圧から３相の交流電圧を求めるＤ
Ｑ変換によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗを求め（ステップＳ８）、この指令電圧を電力増幅
器に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対し
て電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を
行う。
【００３９】
【数２】 図４は、本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系
のブロック図である。この構成は従来のデジタルサーボ
制御を行う装置と同一であるため、概略的に示してい
る。図４において、２０はコンピュータを内蔵した数値
制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２はプロセ
ッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有するデジタルサ
ーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の電力増幅
器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボモータＭ
の回転とともにパルスを発生するエンコーダ、２５はロ
ータ位相を検出するためのロータ位置検出器である。
のブロック図である。この構成は従来のデジタルサーボ
制御を行う装置と同一であるため、概略的に示してい
る。図４において、２０はコンピュータを内蔵した数値
制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２２はプロセ
ッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有するデジタルサ
ーボ回路、２３はトランジスタインバータ等の電力増幅
器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサーボモータＭ
の回転とともにパルスを発生するエンコーダ、２５はロ
ータ位相を検出するためのロータ位置検出器である。
【００４０】（実施の形態の結果例）次に、本発明の制
御方法を適用した場合のトルクカーブの結果例を図５に
示す。
御方法を適用した場合のトルクカーブの結果例を図５に
示す。
【００４１】図５（ａ）は、従来の制御方法によるサー
ボモータのトルクカーブであり、図５（ｂ）は、本発明
の制御方法によるサーボモータのトルクカーブであり、
回転数（ｒ．ｐ．ｍ）に対する発生トルク（ｋｇ・ｃ
ｍ）を示している。
ボモータのトルクカーブであり、図５（ｂ）は、本発明
の制御方法によるサーボモータのトルクカーブであり、
回転数（ｒ．ｐ．ｍ）に対する発生トルク（ｋｇ・ｃ
ｍ）を示している。
【００４２】両トルクカーブにおいて、回転数が４００
０ｒｐｍ付近のトルク特性を比較すると、本発明による
制御方法によって４０００ｒｐｍ付近におけるトルクの
低下が減少し、高速トルクでの伸びを得ることができ
る。
０ｒｐｍ付近のトルク特性を比較すると、本発明による
制御方法によって４０００ｒｐｍ付近におけるトルクの
低下が減少し、高速トルクでの伸びを得ることができ
る。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無
効電流による発熱を抑制し、かつ高速域まで安定した回
転を行うことができるサーボモータの電流制御方法を提
供することができる。
電圧飽和が発生しない領域では無効電流を少なくして無
効電流による発熱を抑制し、かつ高速域まで安定した回
転を行うことができるサーボモータの電流制御方法を提
供することができる。
【図１】本発明の実施の形態を説明するためのブロック
線図である。
線図である。
【図２】本発明の実施の形態によるｄ相およびｑ相の電
圧状態を説明する図である。
圧状態を説明する図である。
【図３】本発明の実施の形態における速度ループおよび
電流ループの処理を説明するためのフローチャートであ
る。
電流ループの処理を説明するためのフローチャートであ
る。
【図４】本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系
のブロック図である。
のブロック図である。
【図５】本発明の制御方法を適用した場合のトルクカー
ブの結果例である。
ブの結果例である。
【図６】従来から行われているＡＣサーボモータの制御
系のブロック線図である。
系のブロック線図である。
【図７】ＡＣサーボモータをＤＱ変換により制御するブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図８】ＤＱ変換される従来のＡＣサーボモータを説明
するためのブロック線図である。
するためのブロック線図である。
【図９】ｑ相電流指令Ｉｑ＊を零とした場合の加速中の
ｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
ｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
【図１０】逆起電力とＤＣリンク電圧が一致した場合の
ｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
ｄ相およびｑ相の電圧状態を示す図である。
【図１１】電流位相をｄ相方向にずらした場合のｄ相お
よびｑ相の電圧状態を示す図である。
よびｑ相の電圧状態を示す図である。
１ 位置制御ブロック ２ 速度制御ブロック ３ 電流制御ブロック ５ｄ，５ｑ 電流制御器 ６，２３ 電力増幅器 ７ ロータ位相器 ８ ２相電圧から３相電圧に変換する手段 ９ ３相電流から２相電流に変換する手段 １１，１２ 積分項 １３，１４ 比例項 １５，１６ 干渉項 ２０ ＣＮＣ ２１ 共有メモリ ２２ デジタルサーボ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 遠藤 裕一 山梨県南都留郡忍野村忍草字古馬場3580番 地 ファナック株式会社内 (72)発明者 岡本 敬 山梨県南都留郡忍野村忍草字古馬場3580番 地 ファナック株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 サーボモータのＤＱ変換による電流制御
において、高速回転時にのみｄ相に無効電流を流し、該
無効電流によってモータの端子電圧を下げることを特徴
とするサーボモータの電流制御方法。 - 【請求項２】 前記無効電流の供給は、電圧飽和が発生
する速度の近傍の設定速度から開始し、速度に応じて増
加することを特徴とする請求項１記載のサーボモータの
電流制御方法。 - 【請求項３】 前記無効電流の供給は、速度に対して一
次の増加関数に従って増加し、第２の設定速度以上で一
定値に固定することを特徴とする請求項２記載のサーボ
モータの電流制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7261042A JPH0984400A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | サーボモータの電流制御方法 |
| EP96930426A EP0793338B1 (en) | 1995-09-14 | 1996-09-17 | Method for controlling current of servomotor |
| PCT/JP1996/002661 WO1997010643A1 (fr) | 1995-09-14 | 1996-09-17 | Procede de regulation du courant d'un servomoteur |
| DE69630667T DE69630667T2 (de) | 1995-09-14 | 1996-09-17 | Verfahren zur stromregelung von servomotoren |
| US08/836,712 US5877603A (en) | 1995-09-14 | 1996-09-17 | Electric current control method for a servomotor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7261042A JPH0984400A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | サーボモータの電流制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0984400A true JPH0984400A (ja) | 1997-03-28 |
Family
ID=17356253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7261042A Pending JPH0984400A (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | サーボモータの電流制御方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5877603A (ja) |
| EP (1) | EP0793338B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0984400A (ja) |
| DE (1) | DE69630667T2 (ja) |
| WO (1) | WO1997010643A1 (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074933A (ja) * | 2004-09-03 | 2006-03-16 | Toshiba Mach Co Ltd | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
| US7235947B2 (en) | 2004-11-25 | 2007-06-26 | Kawasaki Jukogyo Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control method and synchronous motor control system |
| JP2010041748A (ja) * | 2008-07-31 | 2010-02-18 | Nippon Reliance Kk | モータ制御装置及び制御方法 |
| US8174218B2 (en) | 2008-05-09 | 2012-05-08 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Servomotor current control method and servomotor |
| DE102013004589A1 (de) | 2012-03-23 | 2013-09-26 | Fanuc Corp. | Regelvorrichtung für einen Synchronmotor |
| DE112010005981T5 (de) | 2010-11-09 | 2013-09-26 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Verfahren zum Steuern des Stroms eines Motors und Steuergerät eines Motors |
| US9054622B2 (en) | 2009-09-15 | 2015-06-09 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Method of controlling a current of a motor and control device of a motor |
| JP2015192473A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 日本電産サンキョー株式会社 | サーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法 |
| DE102015013769A1 (de) | 2014-10-31 | 2016-05-25 | Fanuc Corporation | Motorregelvorrichtung zum Regeln einer Stromphase in dq/Dreiphasen-Koordinaten |
| US9621093B2 (en) | 2013-02-21 | 2017-04-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
| US10684594B2 (en) | 2018-02-08 | 2020-06-16 | Fanuc Corporation | Machine learning device, servo motor controller, servo motor control system, and machine learning method |
| WO2020208785A1 (ja) * | 2019-04-11 | 2020-10-15 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3403175B2 (ja) | 1999-02-11 | 2003-05-06 | ティーアールダブリュー・インコーポレーテッド | 電気モータを制御する装置及び方法 |
| JP3783695B2 (ja) * | 2003-03-20 | 2006-06-07 | 日産自動車株式会社 | モーター制御装置 |
| US7102305B2 (en) * | 2003-05-22 | 2006-09-05 | Toyoda Koki Kabushiki Kaisha | Apparatus and method for controlling motor |
| JP4380247B2 (ja) * | 2003-08-25 | 2009-12-09 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラム |
| JP2005219133A (ja) * | 2004-02-03 | 2005-08-18 | Fanuc Ltd | ロボット用サーボモータ制御装置およびロボット |
| JP4967584B2 (ja) * | 2006-10-12 | 2012-07-04 | トヨタ自動車株式会社 | コンバータ制御装置 |
| DE102009015690A1 (de) * | 2009-03-31 | 2010-10-07 | Logicdata Electronic & Software Entwicklungs Gmbh | Linearantrieb und Tisch mit Linearantrieb |
| JP2011194914A (ja) * | 2010-03-17 | 2011-10-06 | Honda Motor Co Ltd | 電動パワーステアリング装置およびこれに用いられる電動機駆動制御装置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6038954B2 (ja) * | 1980-12-30 | 1985-09-03 | ファナック株式会社 | 誘導電動機駆動方式 |
| US5083039B1 (en) * | 1991-02-01 | 1999-11-16 | Zond Energy Systems Inc | Variable speed wind turbine |
| EP0638457B1 (en) * | 1993-08-10 | 1999-03-03 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Apparatus for driving and controlling synchronous motor using permanent magnets as its field system |
| JP3117880B2 (ja) * | 1993-09-17 | 2000-12-18 | 松下電器産業株式会社 | 同期モータのベクトル制御における弱め界磁制御方法 |
| US5504404A (en) * | 1993-09-17 | 1996-04-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method and apparatus for controlling motor |
| US5652495A (en) * | 1994-05-25 | 1997-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controller for permanent magnet synchronous motor |
| JP3399156B2 (ja) * | 1995-05-29 | 2003-04-21 | 株式会社デンソー | ブラシレスｄｃモータの制御装置 |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP7261042A patent/JPH0984400A/ja active Pending
-
1996
- 1996-09-17 EP EP96930426A patent/EP0793338B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-09-17 DE DE69630667T patent/DE69630667T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-09-17 US US08/836,712 patent/US5877603A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-09-17 WO PCT/JP1996/002661 patent/WO1997010643A1/ja active IP Right Grant
Cited By (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7728536B2 (en) | 2004-09-03 | 2010-06-01 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Servomotor current control method and servomotor |
| JP4555640B2 (ja) * | 2004-09-03 | 2010-10-06 | 東芝機械株式会社 | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
| JP2006074933A (ja) * | 2004-09-03 | 2006-03-16 | Toshiba Mach Co Ltd | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ |
| US7235947B2 (en) | 2004-11-25 | 2007-06-26 | Kawasaki Jukogyo Kabushiki Kaisha | Synchronous motor control method and synchronous motor control system |
| US8174218B2 (en) | 2008-05-09 | 2012-05-08 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Servomotor current control method and servomotor |
| JP2010041748A (ja) * | 2008-07-31 | 2010-02-18 | Nippon Reliance Kk | モータ制御装置及び制御方法 |
| US9054622B2 (en) | 2009-09-15 | 2015-06-09 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Method of controlling a current of a motor and control device of a motor |
| DE112010005981T5 (de) | 2010-11-09 | 2013-09-26 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Verfahren zum Steuern des Stroms eines Motors und Steuergerät eines Motors |
| US9136789B2 (en) | 2012-03-23 | 2015-09-15 | Fanuc Corporation | Synchronous motor control apparatus |
| US9000694B2 (en) | 2012-03-23 | 2015-04-07 | Fanuc Corporation | Synchronous motor control apparatus |
| DE102013004589A1 (de) | 2012-03-23 | 2013-09-26 | Fanuc Corp. | Regelvorrichtung für einen Synchronmotor |
| DE102013004589B4 (de) | 2012-03-23 | 2023-06-22 | Fanuc Corp. | Regelvorrichtung für einen Synchronmotor |
| US9621093B2 (en) | 2013-02-21 | 2017-04-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
| US9742333B2 (en) | 2013-02-21 | 2017-08-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
| JP2015192473A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-11-02 | 日本電産サンキョー株式会社 | サーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法 |
| DE102015013769A1 (de) | 2014-10-31 | 2016-05-25 | Fanuc Corporation | Motorregelvorrichtung zum Regeln einer Stromphase in dq/Dreiphasen-Koordinaten |
| DE102015013769A9 (de) | 2014-10-31 | 2016-06-02 | Fanuc Corporation | Motorregelvorrichtung zum Regeln einer Stromphase in dq/Dreiphasen-Koordinaten |
| US10684594B2 (en) | 2018-02-08 | 2020-06-16 | Fanuc Corporation | Machine learning device, servo motor controller, servo motor control system, and machine learning method |
| WO2020208785A1 (ja) * | 2019-04-11 | 2020-10-15 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ |
| JPWO2020208785A1 (ja) * | 2019-04-11 | 2021-12-02 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO1997010643A1 (fr) | 1997-03-20 |
| EP0793338A4 (en) | 1998-12-09 |
| DE69630667T2 (de) | 2004-05-13 |
| DE69630667D1 (de) | 2003-12-18 |
| EP0793338A1 (en) | 1997-09-03 |
| US5877603A (en) | 1999-03-02 |
| EP0793338B1 (en) | 2003-11-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0984400A (ja) | サーボモータの電流制御方法 | |
| JP3709239B2 (ja) | Ａｃサーボモータの磁気飽和補正方式 | |
| KR101027231B1 (ko) | 영구 자석 동기 전동기의 벡터 제어 장치 | |
| JP3515460B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| US6927551B2 (en) | Motor control apparatus and motor control method | |
| US20020109474A1 (en) | Motor control device | |
| JP2016063559A (ja) | モータ制御装置 | |
| US5955863A (en) | Electric current control method for a servomotor | |
| JP6347639B2 (ja) | サーボモータ制御システムおよびサーボモータ制御方法 | |
| JP2005219133A (ja) | ロボット用サーボモータ制御装置およびロボット | |
| EP0751613B1 (en) | Current controlling method for servo motor | |
| JP3383682B2 (ja) | Ａｃサーボモータの電流制御方法 | |
| JP2006254618A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP3751991B2 (ja) | Ａｃサーボモータの電流制御方法 | |
| JPH0614592A (ja) | Ａｃサーボモータの加速度制御方式 | |
| JP3534722B2 (ja) | モータの制御装置 | |
| JP3683304B2 (ja) | Ａｃサーボモータの制御方法 | |
| JP2002325498A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP6680104B2 (ja) | モータの制御装置、及び、制御方法 | |
| JP2011072190A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3688353B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP4544057B2 (ja) | 多相電動機の制御装置 | |
| JPH03207296A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JPH09285200A (ja) | サーボモータの電流制御方式 | |
| JPH11243700A (ja) | 交流電動機の電流制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000905 |