JP2011072190A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧（インバータの出力電圧）が飽和した場合にあっても、電流制御から電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて十分なトルクを確保することができる、交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】本制御装置は、ｄ，ｑ軸電流検出値から電流振幅検出値を演算し、電流振幅指令値と該電流振幅検出値とに基づいてフィードバック制御後電流振幅指令値を演算し、位相指令値と該フィードバック制御後電流振幅指令値とに基づいてｄ，ｑ軸電流指令値を演算しと、該交流電動機への印加電圧が飽和しているか否かを判定し、飽和していないときｄ，ｑ軸積分項を演算する一方、飽和しているときｄ，ｑ軸積分項を徐々に零に収束させる演算を行い、該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値と該ｄ，ｑ軸積分項とに基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値を決定する構成を具備する。
【選択図】図４

Description

本発明は、交流電動機の制御装置に関する。

交流電動機の制御方法として、インバータを使用し、電動機の磁極方向にとられるｄ軸とこれに直行するｑ軸とに流れる電流をそれぞれ独立に調整して、トルクを制御するベクトル制御が知られている。かかる電流の調整は、比例・積分（ＰＩ）動作によるフィードバック制御によって行われるのが主流である。

インバータに接続される直流電源電圧の低下時又は高速回転時にインバータの出力電圧すなわち電動機への印加電圧が飽和した場合には、電流制御を維持することができないために、電動機の出力トルクが限界に達してしまう。そこで、例えば、特開平９−２８０９９号公報は、インバータの出力電圧が飽和した場合に、積分電流制御により作成される出力電圧指令値の更新を中止することにより、良好な電流制御を行う技術を開示している。しかし、この場合、出力トルクを安定させることはできるが、十分なトルクを得ることはできないという問題がある。

また、特開２０００−２２４８８３号公報は、かかる状況にあっても最大限のトルクを得るために、ＰＷＭ変調信号ではなく矩形波信号をインバータに与えて方形波電圧を出力させるとともに、負荷角の調整によりトルクを制御する技術を開示している。すなわち、電流制御（ＰＷＭ変調制御）から電圧制御（矩形波制御）へと制御が切り換えられる。しかし、電流制御による電動機出力トルクと電圧制御による電動機出力トルクとに比較的大きな偏差があるために、滑らかな切り換え制御が行えないという問題がある。

特開平９−２８０９９号公報 特開２０００−２２４８８３号公報

本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧（インバータの出力電圧）が飽和した場合にあっても、電流制御から電圧制御へ制御を滑らかに切り換えて十分なトルクを確保することができる、交流電動機の制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明によれば、直流電源に接続されたインバータを使用して交流電動機をベクトル制御する、交流電動機の制御装置であって、該インバータから該交流電動機への固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電流検出値を回転座標系上のｄ，ｑ軸電流検出値に変換する固定／回転座標変換部と、該ｄ，ｑ軸電流検出値から電流振幅検出値を演算する振幅計算部と、電流振幅指令値と該電流振幅検出値とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたフィードバック制御後電流振幅指令値を演算する電流振幅制御部と、位相指令値と該フィードバック制御後電流振幅指令値とに基づいて、ｄ，ｑ軸電流指令値を演算する電流指令生成部と、該ｄ，ｑ軸電流指令値と、電機子抵抗と、角速度と、ｄ軸電機子巻線鎖交磁束と、ｄ，ｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ，ｑ軸フィードフォワード項を演算するフィードフォワード項演算部と、前回の処理により求められているｄ，ｑ軸電圧指令値と、該直流電源の電圧と、に基づいて、該交流電動機への印加電圧が飽和しているか否かを判定する電圧飽和判定部と、該印加電圧が飽和していないとき、該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値とに基づいてｄ，ｑ軸積分項を演算する一方、該印加電圧が飽和しているとき、該ｄ，ｑ軸積分項を徐々に零に収束させる演算を行い、次いで、求められている該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値と該ｄ，ｑ軸フィードフォワード項と該ｄ，ｑ軸積分項とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたｄ，ｑ軸電圧指令値を決定する電流制御部と、該ｄ，ｑ軸電圧指令値を固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値に変換する回転／固定座標変換部と、固定座標系上の該ｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値を所定の搬送波と比較してｕ，ｖ，ｗ相スイッチング信号を作成することにより、該インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、を具備する、交流電動機の制御装置が提供される。

また、本発明によれば、直流電源に接続されたインバータを使用して交流電動機をベクトル制御する、交流電動機の制御方法であって、該インバータから該交流電動機への固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電流検出値を回転座標系上のｄ，ｑ軸電流検出値に変換するステップと、該ｄ，ｑ軸電流検出値から電流振幅検出値を演算するステップと、電流振幅指令値と該電流振幅検出値とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたフィードバック制御後電流振幅指令値を演算するステップと、位相指令値と該フィードバック制御後電流振幅指令値とに基づいて、ｄ，ｑ軸電流指令値を演算するステップと、該ｄ，ｑ軸電流指令値と、電機子抵抗と、角速度と、ｄ軸電機子巻線鎖交磁束と、ｄ，ｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ，ｑ軸フィードフォワード項を演算するステップと、前回の処理により求められているｄ，ｑ軸電圧指令値と、該直流電源の電圧と、に基づいて、該交流電動機への印加電圧が飽和しているか否かを判定するステップと、該印加電圧が飽和していないとき、該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値とに基づいてｄ，ｑ軸積分項を演算する一方、該印加電圧が飽和しているとき、該ｄ，ｑ軸積分項を徐々に零に収束させる演算を行い、次いで、求められている該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値と該ｄ，ｑ軸フィードフォワード項と該ｄ，ｑ軸積分項とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたｄ，ｑ軸電圧指令値を決定するステップと、該ｄ，ｑ軸電圧指令値を固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値に変換するステップと、固定座標系上の該ｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値を所定の搬送波と比較してｕ，ｖ，ｗ相スイッチング信号を作成することにより、該インバータをＰＷＭ制御するステップと、を具備する、交流電動機の制御方法が提供される。

本発明によれば、直流電源電圧の低下等により電動機への印加電圧が飽和した場合にあっても、電流制御から電圧制御へ制御が滑らかに切り換えられて十分なトルクが確保される。

本発明に係る交流電動機の制御装置が適用されるシステムの一例を示す図である。 永久磁石同期電動機に対する一般的なベクトル制御の全体構成を示すブロック図である。 電圧計算部における従来の制御内容を説明するためのブロック図である。 本発明の一実施形態に係る電圧計算部における制御内容を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による交流電動機制御の手順を示すフローチャート（１／３）である。 本発明の一実施形態による交流電動機制御の手順を示すフローチャート（２／３）である。 本発明の一実施形態による交流電動機制御の手順を示すフローチャート（３／３）である。 本発明の一実施形態による交流電動機制御を行う場合の電圧ベクトル図である。 本発明によるトルク特性上の効果を説明するための特性図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明に係る交流電動機の制御装置が適用されるシステムの一例を示す図である。このシステムは、いわゆるハイブリッドカー用に構成されたものであり、この例における交流電動機１４０は、エンジン１５０や変速機１６０と組み合わされて使用される永久磁石同期電動機であり、交流発電機も兼ねている。

この交流電動機１４０の電機子には、インバータ１２０から三相の電圧が印加される。インバータ１２０は電圧形ＰＷＭインバータであり、インバータ１２０の直流電源としてバッテリ１３０が利用される。このようなシステムに適用される交流電動機では、バッテリ電圧の低下について考慮する必要がある。

制御装置１００は、中央処理装置（ＣＰＵ）１０２、メモリ１０４、入力部１０６、ＰＷＭ出力部１０８等からなるハードウェア構成を有し、インバータ１２０から電動機１４０に供給される三相交流のうちのｕ相及びｖ相の電流Ｉｕ及びＩｖ、並びに位置センサ１４２から出力される、交流電動機１４０の回転子（ロータ）すなわち磁極の角度位置θを入力して、それらに基づいて演算処理を行い、インバータ１２０に対してスイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを出力する。

図２は、永久磁石同期電動機に対する一般的なベクトル制御の全体構成を示すブロック図である。このベクトル制御は、図１における制御装置１００内のＣＰＵ１０２によって実行されるものであり、固定／回転座標変換部２００、電圧計算部２１０、回転／固定座標変換部２２０及びＰＷＭ制御部２３０によって実現される。

固定／回転座標変換部２００は、ｕ相電流検出値Ｉｕ、ｖ相電流検出値Ｉｖ及び回転子位置検出値θを入力し、それらに基づいてｄ−ｑ軸回転座標系上のｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑを算出する。また、電圧計算部２１０は、電流振幅指令値Ｉｃｔを受けてｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃを決定するとともに、電流指令値Ｉｄｃ及びＩｑｃと電流検出値Ｉｄ及びＩｑとに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。

また、回転／固定座標変換部２２０は、ｄ−ｑ軸回転座標系上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを固定座標系上のｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令値Ｖｗに変換する。そして、ＰＷＭ制御部２３０は、かかるｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令値Ｖｗを所定の搬送波（キャリヤ）と比較することにより、スイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを作成し、インバータ１２０へ出力する。

図３は、電圧計算部２１０における従来の制御内容を説明するためのブロック図である。電流振幅指令値Ｉｃｔを受けて電流指令生成部３００によって生成されたｄ、ｑ軸電流指令値Ｉｄｃ、Ｉｑｃは、加算器３１０ｄ、３１０ｑにおいて電流検出値Ｉｄ、Ｉｑと比較され、指令値と検出値との偏差が算出される。

それらの電流偏差は、それぞれｄ、ｑ軸電流ＰＩ制御部３２０ｄ、３２０ｑへ送られて、比例・積分動作による制御量が算出される。次いで、その制御量は、加算器３３０ｄ、３３０ｑに入力され、後述するｄ、ｑ軸非干渉電流制御のためのフィードフォワード（Ｆ／Ｆ）項演算部３４０からのＦ／Ｆ項と加算され、その加算結果がｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとして出力される。なお、このＦ／Ｆ項を省略して制御されることもある。

図３に示される従来の電圧計算部２１０に対し、本発明に係る電圧計算部２１０における制御内容が図４のブロック図に示される。図４の電圧計算部２１０は、図３のものと比較してわかるように、振幅計算部４００、加算器４１０、電流振幅制御部４２０及び電圧飽和判定部４６０を新たな要素として備えるとともに、ｄ、ｑ軸電流制御部４５０ｄ、４５０ｑにおいて新規な制御を行う。これらの本発明に係る新規な制御を含め、本実施形態における図２及び図４の制御の詳細な内容及び手順を以下に説明する。

図５、図６及び図７は、本発明の一実施形態による交流電動機制御の手順を示すフローチャートである。この制御は、図１における制御装置１００内のＣＰＵ１０２によって実行される。まず、ステップ５０２では、ｕ相電流検出値Ｉｕ及びｖ相電流検出値Ｉｖを入力するとともに、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があることから、Ｉｗ＝−Ｉｕ−Ｉｖなる演算により、ｗ相電流検出値Ｉｗを求める。

次いで、ステップ５０４では、位置センサ１４２から、回転子位置θを入力する。さらに、ステップ５０６では、図に示される三相／二相変換式に基づいて、ｕ相、ｖ相及びｗ相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを、ｄ軸及びｑ軸電流検出値Ｉｄ及びＩｑに変換する。以上のステップ５０２、５０４及び５０６の処理は、図２の制御ブロック図における固定／回転座標変換部２００に相当する。

次いで、ステップ５０８では、
Ｉ＝（Ｉｄ＊Ｉｄ＋Ｉｑ＊Ｉｑ）^1/2
なる演算により、電流振幅検出値Ｉを求める。この処理は、図４の制御ブロック図における振幅計算部４００に相当する。

次いで、ステップ５１０では、電流振幅指令値Ｉｃｔと電流振幅検出値Ｉとに基づいて、
Ｉｃ＝Ｋｐ２＊（Ｉｃｔ−Ｉ）＋Ｋｉ２＊Σ（Ｉｃｔ−Ｉ）
なる演算を行うことにより、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をした電流振幅指令値Ｉｃを求める。なお、Ｋｐ２は比例項のゲイン、Ｋｉ２は積分項のゲインである。ステップ５１０の処理は、図４の制御ブロック図における加算器４１０及び電流振幅制御部４２０に相当する。

次いで、ステップ５１２では、位相指令値θｃとフィードバック制御後の電流振幅指令値Ｉｃとに基づいて、
Ｉｄｃ＝Ｉｃ＊ｃｏｓ（θｃ）
Ｉｑｃ＝Ｉｃ＊ｓｉｎ（θｃ）
なる演算を行うことにより、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃを得る。ステップ５１２の処理は、図４の制御ブロック図における電流指令生成部４３０に相当する。

次いで、ステップ５１４では、ｄ、ｑ軸非干渉電流制御を行う。すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃ、電機子抵抗Ｒａ、角速度ω（＝ｄθ／ｄｔ）、永久磁石界磁によるｄ軸電機子巻線の鎖交磁束Φ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、
Ｖｄｆｆ＝Ｒａ＊Ｉｄｃ−ω＊Ｌｑ＊Ｉｑｃ
Ｖｑｆｆ＝Ｒａ＊Ｉｑｃ＋ω＊（Ｌｄ＊Ｉｄｃ＋Φ）
なる演算を行うことにより、Ｆ／Ｆ項Ｖｄｆｆ及びＶｑｆｆを求める。このステップ５１４は、図４の制御ブロック図におけるＦ／Ｆ項演算部４８０に相当する。なお、このＦ／Ｆ項を省略して制御してもよい。

次いで、ステップ５１６では、前回の本ルーチンの走行により求められているｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて、
Ｖｆｆｉ＝（Ｖｄ＊Ｖｄ＋Ｖｑ＊Ｖｑ）^1/2
なる演算を行い、電圧ベクトルの振幅Ｖｆｆｉを求める。

次いで、ステップ５１８及び５２０では、直流電源１３０の電圧Ｖｂａｔに所定の制御判定係数ＫＵを乗じて得た値ＫＵ＊Ｖｂａｔと、上記のＶｆｆｉとを比較し、Ｖｆｆｉ＞ＫＵ＊Ｖｂａｔが成立するときには、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇをオンにする。

また、次のステップ５２２及び５２４では、直流電源１３０の電圧Ｖｂａｔに所定の制御判定係数ＫＬを乗じて得た値ＫＬ＊Ｖｂａｔと、上記のＶｆｆｉとを比較し、Ｖｆｆｉ＜ＫＬ＊Ｖｂａｔが成立するときには、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇをオフにする。

上記の制御判定係数ＫＵ及びＫＬについては、ＫＵ＞ＫＬの関係に設定されているため、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇは、ヒステリシスを有してオン及びオフされることとなる。ステップ５１６〜５２４は、図４の制御ブロック図における電圧飽和判定部４６０に相当する。

次いで、ステップ５２６では、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇがオンかオフかを判定する。そのフラグがオフのとき、すなわち電動機印加電圧が飽和していないと判断されるときには、ステップ５３０に進み、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｃ並びにｄ軸電流検出値Ｉｄ及びｑ軸電流検出値Ｉｑに基づいて、
Ｖｄｉ＝Ｖｄｉ＋Ｋｉ＊（Ｉｄｃ−Ｉｄ）
Ｖｑｉ＝Ｖｑｉ＋Ｋｉ＊（Ｉｑｃ−Ｉｑ）
なる演算を行うことにより、ｄ軸及びｑ軸に関する積分項Ｖｄｉ及びＶｑｉを求める。なお、Ｋｉは、積分項のゲインである。

一方、電圧飽和判定フラグＶｓａｔｆｌａｇがオンのとき、すなわち電動機印加電圧が飽和していると判断されるときには、ステップ５２８に進み、
Ｖｄｉ＝Ｖｄｉ＊（１−Ｔ／τ）
Ｖｑｉ＝Ｖｑｉ＊（１−Ｔ／τ）
なる演算を行うことにより、積分項Ｖｄｉ及びＶｑｉを徐々に零に収束させる。なお、Ｔは本ルーチンによる制御周期であり、τは所定の時定数である。

次いで、ステップ５３２では、先に求めた電流指令値Ｉｄｃ及びＩｑｃ、電流検出値Ｉｄ及びＩｑ、Ｆ／Ｆ項Ｖｄｆｆ及びＶｑｆｆ、並びに積分項Ｖｄｉ及びＶｑｉを用いて、
Ｖｄ＝Ｋｐ＊（Ｉｄｃ−Ｉｄ）＋Ｖｄｉ＋Ｖｄｆｆ
Ｖｑ＝Ｋｐ＊（Ｉｑｃ−Ｉｑ）＋Ｖｑｉ＋Ｖｑｆｆ
なる演算を行うことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを決定する。なお、Ｋｐは、比例項のゲインである。ステップ５２６〜５３２は、図４の制御ブロック図における加算器４４０ｄ及び４４０ｑ、電流制御部４５０ｄ及び４５０ｑ、並びに加算器４７０ｄ及び４７０ｑに相当する。なお、前述のステップ５１６においては、Ｆ／Ｆ項と積分項とによる電圧ベクトルの振幅としてＶｆｆｉを求めてもよい。

次いで、ステップ５３４では、図に示される計算式に従って、ｄ−ｑ軸回転座標系上のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを固定座標系上のｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びｗ相電圧指令値Ｖｗに変換する。このステップ５３４は、図２の制御ブロック図における回転／固定座標変換部２２０に相当する。

最後のステップ５３６では、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを所定の搬送波（キャリヤ）と比較することにより、スイッチング信号Ｓｕ、Ｓｖ及びＳｗを作成し、インバータ１２０へ出力する。ステップ５３６は、図２の制御ブロック図におけるＰＷＭ制御部２３０に相当する。

以上に説明した実施形態の作用について説明する。図３に示される従来の電圧計算部の制御によれば、常に電流の積分制御が実行されるために、インバータの出力電圧が飽和した場合には、電流制御を維持することができなくなる。

一方、図４に示される本発明の制御によれば、出力電圧が飽和状態（すなわち、ＰＷＭ変調度１００％以上の状態）か非飽和状態かを判定する制御が備えられている。また、その電圧飽和・非飽和判定の際には、その判定のハンチングを防止するためにヒステリシスが設けられているため、トルクハンチングなどの問題が生ずることはない。

そして、電圧非飽和時には、通常の積分動作による電流制御（積分電流制御）が行われるが、一旦、電流指令値増加、回転数上昇、直流電源電圧低下等による電圧飽和状態と判定されると、積分項が速やかに零に収束せしめられた後、比例項とＦ／Ｆ項とによる電圧制御（比例電圧制御）に切り替わる。比例項とＦ／Ｆ項とによる電圧制御では、電流指令値の増加に伴い、ＰＷＭ変調度１００％以上の台形波変調が活用され、バッテリ電圧利用率（電動機印加電圧）が上げられる。電圧位相は、Ｆ／Ｆ項より決定される。そのときの電圧ベクトルについて図８を用いて説明する。

図８の例においては、逆突極性電動機を使用し、リラクタンストルクが最大限に利用され得るように、Ｉｄ及びＩｑは、一定角度θにより、Ｉｄ＝−Ｉｃ＊ｓｉｎθ、Ｉｑ＝Ｉｃ＊ｃｏｓθ（０＜θ＜９０°）と分配し、また比較的高回転の領域では、電機子抵抗Ｒａは無視することができるものと仮定している。

電流指令値Ｉｃを増加させていく場合、図８の例ではＩｃ１未満では出力電圧非飽和で電流制御状態であるが、Ｉｃ＝Ｉｃ１（電流指令ベクトル１３）のとき電圧飽和に達して電圧ベクトルが１１となる。さらに、電流指令値をＩｃ２、Ｉｃ３（電流指令ベクトル２３、３３）と増加させると、比例項とＦ／Ｆ項とによる電圧制御状態に移行する。そして、それに対応する電圧指令ベクトル２１、３１に対し、出力可能電圧は、ＰＷＭ変調度によって定まる制限２５、３５を受けるため、実電圧ベクトルは、２２、３２となる。

その結果、電流ベクトルは、各々、１３、２４、３４となる。ここで、永久磁石同期電動機のトルクＴは、
Ｔ＝Φ＊Ｉｑ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）＊Ｉｄ＊Ｉｑ
によって算出されるため、電圧飽和状態においてもトルクを増加させることが可能となる。以上により、比較的簡単な制御式により連続的にトルク出力の範囲を広げることができる。

また、電流制御式のｄ、ｑ各積分項については、本来、Ｆ／Ｆ項内の電動機パラメータが正確であれば、常に零になるはずである。しかしながら、実際にはかかるパラメータは誤差を伴うことが多く、零でない積分項が存在する場合がある。その場合には、電圧飽和時に、電圧の位相がずれて十分なトルクが出なかったり、電圧非飽和から飽和へと移行するときの、制御上の過渡的な変化速度（例えば、電流指令値の変化速度）によってもガードにかかる積分項が変化し、その都度、出力トルクが異なるなどの問題が生ずる。したがって、電圧非飽和から飽和へと移行したときには、一次遅れなどにより速やかに積分項を零に収束させることが好ましい。

また、図４に示される実施形態においては、Ｉｄ及びＩｑにより電流振幅を計算し、電圧飽和時にも指令値どおりの電流を流すことができるように、Ｉｄ及びＩｑを電流指令にフィードバック（帰還）させるループが組み込まれている。かかる電流振幅フィードバックループが存在しない場合、電圧飽和状態でＰＷＭ変調度が１００％を超えると、電流を指令値どおりに流すことが次第にできなくなり、電流指令に比例したトルクが得られなくなる（トルクが飽和する）。これは、図８を使用して説明することができる。

電流指令ベクトル１３：２３：３３＝１：２：３に対し、実電流ベクトルは１３：２４：３４であり、図からわかるように、電流指令ほどには実電流は増えておらず、出力トルクも飽和する。このときのトルクは、直流電源電圧や回転数の影響を大きく受け、特に、直流電源としてバッテリを用いた場合や、負荷のイナーシャが小さく回転数変化が早い場合には、正確にトルクを制御することは困難である。

それを解決するため、電流指令Ｉｃｔに対して、実際の電流振幅をフィードバック制御（ＰＩ制御）することにより、電流を指令どおりに流すことができる。図９は、本発明によるトルク特性上の効果を説明するための特性図であるが、この図に示されるように、フィードバック（Ｆ／Ｂ）制御なしの場合に比較して、より広い範囲で、電流指令に比例したトルクを確保することができる。このとき、電流振幅は一定に制御されるのに対して、図８からもわかるように電流位相は多少ずれるが、トルクに与える影響は小さいと考えてよい。

以上、永久磁石同期電動機を対象とする実施形態について述べてきたが、本発明は、その他の同期電動機及び誘導電動機や、これら電動機に限らず、発電機に対しても、ベクトル制御を行うものであれば、適用することができる。

１００ 制御装置
１０２ 中央処理装置（ＣＰＵ）
１０４ メモリ
１０６ 入力部
１２０ インバータ
１３０ バッテリ
１４０ 交流電動機
１４２ 位置センサ
１５０ エンジン
１６０ 変速機
２００ 固定／回転座標変換部
２１０ 電圧計算部
２２０ 回転／固定座標変換部
２３０ ＰＷＭ制御部
３００ 電流指令生成部
３１０ｄ、３１０ｑ 加算器
３２０ｄ ｄ軸電流ＰＩ制御部
３２０ｑ ｑ軸電流ＰＩ制御部
３３０ｄ、３３０ｑ 加算器
３４０ フィードフォワード（Ｆ／Ｆ）項演算部
４００ 振幅計算部
４１０ 加算器
４２０ 電流振幅制御部
４３０ 電流指令生成部
４４０ｄ、４４０ｑ 加算器
４５０ｄ ｄ軸電流制御部
４５０ｑ ｑ軸電流制御部
４６０ 電圧飽和判定部
４７０ｄ、４７０ｑ 加算器
４８０ Ｆ／Ｆ項演算部

Claims (2)

1. 直流電源に接続されたインバータを使用して交流電動機をベクトル制御する、交流電動機の制御装置であって、
   該インバータから該交流電動機への固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電流検出値を回転座標系上のｄ，ｑ軸電流検出値に変換する固定／回転座標変換部と、
   該ｄ，ｑ軸電流検出値から電流振幅検出値を演算する振幅計算部と、
   電流振幅指令値と該電流振幅検出値とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたフィードバック制御後電流振幅指令値を演算する電流振幅制御部と、
   位相指令値と該フィードバック制御後電流振幅指令値とに基づいて、ｄ，ｑ軸電流指令値を演算する電流指令生成部と、
   該ｄ，ｑ軸電流指令値と、電機子抵抗と、角速度と、ｄ軸電機子巻線鎖交磁束と、ｄ，ｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ，ｑ軸フィードフォワード項を演算するフィードフォワード項演算部と、
   前回の処理により求められているｄ，ｑ軸電圧指令値と、該直流電源の電圧と、に基づいて、該交流電動機への印加電圧が飽和しているか否かを判定する電圧飽和判定部と、
   該印加電圧が飽和していないとき、該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値とに基づいてｄ，ｑ軸積分項を演算する一方、該印加電圧が飽和しているとき、該ｄ，ｑ軸積分項を徐々に零に収束させる演算を行い、次いで、求められている該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値と該ｄ，ｑ軸フィードフォワード項と該ｄ，ｑ軸積分項とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたｄ，ｑ軸電圧指令値を決定する電流制御部と、
   該ｄ，ｑ軸電圧指令値を固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値に変換する回転／固定座標変換部と、
   固定座標系上の該ｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値を所定の搬送波と比較してｕ，ｖ，ｗ相スイッチング信号を作成することにより、該インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、
   を具備する、交流電動機の制御装置。
2. 直流電源に接続されたインバータを使用して交流電動機をベクトル制御する、交流電動機の制御方法であって、
   該インバータから該交流電動機への固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電流検出値を回転座標系上のｄ，ｑ軸電流検出値に変換するステップと、
   該ｄ，ｑ軸電流検出値から電流振幅検出値を演算するステップと、
   電流振幅指令値と該電流振幅検出値とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたフィードバック制御後電流振幅指令値を演算するステップと、
   位相指令値と該フィードバック制御後電流振幅指令値とに基づいて、ｄ，ｑ軸電流指令値を演算するステップと、
   該ｄ，ｑ軸電流指令値と、電機子抵抗と、角速度と、ｄ軸電機子巻線鎖交磁束と、ｄ，ｑ軸インダクタンスとに基づいて、ｄ，ｑ軸フィードフォワード項を演算するステップと、
   前回の処理により求められているｄ，ｑ軸電圧指令値と、該直流電源の電圧と、に基づいて、該交流電動機への印加電圧が飽和しているか否かを判定するステップと、
   該印加電圧が飽和していないとき、該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値とに基づいてｄ，ｑ軸積分項を演算する一方、該印加電圧が飽和しているとき、該ｄ，ｑ軸積分項を徐々に零に収束させる演算を行い、次いで、求められている該ｄ，ｑ軸電流指令値と該ｄ，ｑ軸電流検出値と該ｄ，ｑ軸フィードフォワード項と該ｄ，ｑ軸積分項とに基づいて、ＰＩ動作によるフィードバック制御処理をしたｄ，ｑ軸電圧指令値を決定するステップと、
   該ｄ，ｑ軸電圧指令値を固定座標系上のｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値に変換するステップと、
   固定座標系上の該ｕ，ｖ，ｗ相電圧指令値を所定の搬送波と比較してｕ，ｖ，ｗ相スイッチング信号を作成することにより、該インバータをＰＷＭ制御するステップと、
   を具備する、交流電動機の制御方法。

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