JP2000333488A - 直流モータ駆動装置および電動パワーステアリング制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流モータの反転時に衝撃や振動を生じない
直流モータ駆動装置を提供し、もってハンドルの切り返
し時にコツンとした衝撃を生じない電動パワーステアリ
ング制御装置を提供すること。 【解決手段】 本発明の電動パワーステアリング制御装
置は、電流指令値演算手段１０、直流モータ駆動手段２
０、Ｈブリッヂ回路３０および電流検出手段４０を有す
る。直流モータ駆動手段２０の補償項リセット演算手段
２４は、ハンドルの切り返しによるパワーアシストモー
タ（直流モータ）３の反転時に、ＰＩ制御演算手段２５
によって積分された補償項をゼロリセットする。する
と、デューティ比演算手段２６によって設定されるデュ
ーティ比Ｄｔはいったんゼロになり、パワーアシストモ
ータ３は反転時に衝撃や振動を生じない。その結果、ハ
ンドルの切り返し時にもハンドルにコツンとした衝撃が
伝わることがない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、回転方向が反転す
る直流モータの駆動技術分野に属する。本発明はまた、
このような直流モータ駆動技術を利用した電動パワース
テアリング装置の制御技術分野に属する。本発明の応用
分野としては、たとえば、自動車の電動式後輪操舵装置
や工作ロボットのアーム駆動装置などがあり、本発明は
広い分野での適用が可能である。

【０００２】

【従来の技術】通常の電動パワーステアリング装置にお
けるパワーアシストモータとしての直流モータは、Ｈブ
リッヂ回路と電流検出手段と電流制御手段とをもつ駆動
装置によって駆動されている。ここで、Ｈブリッヂ回路
は、四つのパワートランジスタをもち直流モータにパル
ス幅変調された駆動電流を流してパワーアシストモータ
としての直流モータを駆動する回路である。また、電流
検出手段は、この直流モータに流されている駆動電流の
絶対値を検知して電流検出値とする検出手段であり、フ
ィードバックのためのセンサないしセンサ回路に相当す
る。さらに、電流制御手段は、直流モータに流すべき電
流を定める電流指令値の絶対値と電流検出値との差に基
づきＰＩＤなどのフィードバックを行って適正な駆動電
流のデューティ比を設定し、Ｈブリッヂ回路を制御する
電子回路等である。

【０００３】すなわち、図１６に示すように、操舵トル
ク信号Ｔｑおよび車速信号Ｖに基づいて、機能要素１
３，１４，１５，１６からなる電流指令値演算手段によ
り、直流モータとしてのパワーアシストモータ（図略）
に流すべき電流を定める電流指令値Ｉｃが設定される。
次に、通常の電流制御手段２００は、この電流指令値Ｉ
ｃと実際にパワーアシストモータに流れた駆動電流の検
出値Ｉｍとに基づき、パルス幅変調（ＰＷＭ）を行って
パワーアシストモータを駆動する駆動回路２７を制御す
る。通常の電流制御手段２００では、図１７に示すよう
に、電流指令値Ｉｃの絶対値と駆動電流検出値Ｉｍとの
電流偏差Ｉｄに基づいてＰＩ制御演算手段２５によりＰ
Ｉ（比例積分）フィードバック制御が行われ、デューテ
ィ比Ｄｔが定められる。これと並行して、電流指令値Ｉ
ｃの符号を判定する方向指令演算手段２３により方向指
令値Ｄｉｒが算出されており、電流制御手段２００から
は方向指令値Ｄｉｒおよびデューティ比Ｄｔが駆動回路
２７に入力される。

【０００４】ところが、ＰＩフィードバックなど積分補
償項をもつフィードバックを行っていると、図１８に示
すように、積分補償項に蓄積がなされて積分補償項が無
視できないほど大きくなってしまうことがある。このよ
うな状態で電流指令値の正負を反転させ、直流モータの
回転方向を反転させようとすると、蓄積した積分補償項
により過大なデューティ比Ｄｔがいきなり生じる。それ
ゆえ、直流モータには回転方向を反転させる方向に大き
な駆動電流Ｉｍａがインパルス的に流れ、直流モータの
回転軸に衝撃的な駆動作用が働く。その結果、直流モー
タが衝動的に反転し、直流モータおよびその周辺部材の
バネ弾性によって振動が生じたりするなどの不都合が生
じる。

【０００５】ここで、直流モータが電動パワーステアリ
ング装置のパワーアシストモータである場合には、ステ
アリング系に小さな衝撃を生じ、コツンとした不自然な
衝撃がハンドルを通して運転者に感知される。その結
果、当該電動パワーステアリング装置の操舵感覚に違和
感を生じ、その電動パワーステアリング装置に対する運
転者の評価が低下してしまうという不都合が生じる。

【０００６】従来の技術としては、特開平１０−２０３
３８４号公報に、電流指令値と電流検出値との差に基づ
き、デジタル演算器によるフィードバック制御を基本的
に行う電動パワーステアリング装置が開示されている。
この装置の特徴は、デジタル演算器によって算出された
駆動電流が過大であった場合には、駆動電流を所定の制
限値内に制限するとともに、フィードフォワード的にデ
ジタル演算器の内部変数を補正することである。それゆ
え、この公報の技術によれば、駆動電流が過大にならな
いように制限されるとともに、操舵応答の応答速度が向
上するという効果がある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
従来技術では、パワーアシストモータである直流モータ
を反転させる際等に、デューティ比に制限が設けられて
いるとはいえ、蓄積した積分補償項に相当する部分が多
分に残っている。その結果、やはり直流モータの回転方
向の反転時には、インパルス的に過大な駆動電流が直流
モータに流れて、電流異常検知手段が作動したり、直流
モータが衝撃的に作動して振動を生じたりする不都合が
生じる。この不都合は、電動パワーステアリング装置に
おいては、操舵角速度の反転時にコツンとした衝撃がハ
ンドルに伝達され、操舵感覚が劣化するという形で発現
する。

【０００８】そこで本発明は、直流モータの回転方向を
反転させる際にも、インパルス的な駆動電流を生じず、
直流モータに衝撃的な作動や振動を生じることが防止さ
れている直流モータ駆動装置を提供することを解決すべ
き課題とする。また、かような直流モータ駆動装置を採
用して、電動パワーステアリング装置の操舵角速度の反
転時にも操舵感覚に違和感を生じることが防止されてい
る電動パワーステアリング制御装置を提供することをも
解決すべき課題とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、発明者は以下の手段を発明した。 （第１手段）本発明の第１手段は、請求項１記載の直流
モータ駆動装置である。本手段では、電流制御手段は、
補償項リセット演算手段により、直流モータの駆動状態
の所定の切替え時に、フィードバックの各成分のうち少
なくとも積分補償項を、適正なリセット値にリセットす
る。すなわち、フィードバック成分のうち積分補償項に
蓄積がされて積分補償項が大きくなっていた場合にも、
直流モータの反転時などの駆動状態所定の切替え時に
は、積分補償項の値が強制的にゼロ付近か負のリセット
値にリセットされる。すると、直流モータが反転なり始
動なりする際には、積分補償項が小さなリセット値また
は負のリセット値にリセットされているので、駆動電流
のデューティ比も小さく抑制されており、インパルス的
に大きな駆動電流を生じることがなくなる。その結果、
駆動電流の電流指令値に対する追随性が向上し、直流モ
ータの動作が滑らかになって、直流モータに衝撃的な作
動や振動を生じることが防止される。

【００１０】したがって本手段によれば、直流モータの
駆動状態の所定の切替え時に当たっても、直流モータに
衝撃的な作動や振動を生じることが防止され、直流モー
タの動作が滑らかになるという効果がある。また、イン
パルス的に大きな駆動電流を生じることが防止されてい
るので、異常電流を検知して直流モータの駆動を停止さ
せるなどの安全機能を持つフェールセーフ手段の誤動作
が防止されるという効果もある。さらに、インパルス的
に生じる急激な電流変化が抑止されているので、周囲の
器機に対するノイズ輻射による悪影響（ＥＭＩ）が抑制
されるという効果もある。

【００１１】（第２手段）本発明の第２手段は、請求項
２記載の直流モータ駆動装置である。本手段では、前記
第１手段において、所定の切替え時とは、電流指令値の
正負が切り替わったときであり、直流モータの回転方向
を反転させようとするときである。それゆえ、このよう
なときにフィードバックのうち積分補償項がリセットさ
れているので、駆動電流が突出することが防止され、デ
ューティ比も小さく抑制されており、インパルス的に大
きな駆動電流を生じることがない。その結果、駆動電流
の電流指令値に対する追随性が向上し、直流モータの動
作が滑らかになって、直流モータに衝撃的な作動や振動
を生じることが有効に防止される。

【００１２】したがって本手段によれば、直流モータの
反転時に当たって、直流モータに衝撃的な作動や振動を
生じることが防止され、直流モータの動作が滑らかにな
るという効果がある。 （第３手段）本発明の第３手段は、請求項３記載の直流
モータ駆動装置である。

【００１３】本手段では、前記第１手段において、所定
の切替え時とは、電流指令値の正負が切り替わり、か
つ、電流指令値の方向が直流モータの回転方向と異なる
ときである。すなわち、電流指令値の正負が切り替わっ
て直流モータを反転させようとしていながら、新たな電
流指令値の方向に対して依然として直流モータが従来の
方向へと回転を続けているときである。

【００１４】このような場合は、急激な電流指令値の反
転時に起こりやすく、積分補償項が過大に蓄積されてい
る可能性が高いので、積分補償項のリセットなしには大
きな衝撃を生じてしまう。そこで、本手段のように、大
きな衝撃を生じる可能性が高い場合に限って積分補償項
をリセットすることにすれば、最低限必要なときにだけ
しか積分補償項のリセットが行われないことになり、制
御系の線形性が連続的に保たれることが多くなる。

【００１５】したがって本手段によれば、直流モータの
急激な反転時に当たってのみ、直流モータに衝撃的な作
動や振動を生じることが防止され、通常の反転時も含め
て直流モータの動作がより滑らかになるという効果があ
る。 （第４手段）本発明の第４手段は、請求項４記載の直流
モータ駆動装置である。

【００１６】本手段では、所定の切替え時は、第２手段
または第３手段のときに加え、電源投入後の直流モータ
の始動時と、電流異常時の駆動停止状態から正常状態へ
の復帰に際しての直流モータの再始動時とのうち、少な
くとも一方である。すなわち、通常の制御においては、
電源投入後の直流モータの始動時にも、電流異常時の駆
動停止状態から正常状態への復帰に際しての直流モータ
の再始動時にも、積分補償項が蓄積されて大きな値をと
っている場合があり得る。すると、始動時ないし再始動
時にいきなり大きな積分補償項が作用して、インパルス
状に大きな駆動電流が直流モータに流れ、直流モータが
衝撃的に始動したり振動を生じたりする不都合を生じ
る。そこで本手段では、始動時ないし再始動時に積分補
償項をリセットして、いきなり大きな駆動電流が流れる
ことを防止している。その結果、始動時ないし再始動時
にも、直流モータに衝撃的な作動や振動を生じることが
防止され、直流モータの動作がより滑らかになる。

【００１７】したがって本手段によれば、前述の第２手
段または第３手段の効果に加えて、始動時ないし再始動
時にも、直流モータに衝撃的な作動や振動を生じること
が防止され、直流モータの動作がより滑らかになるとい
う効果がある。 （第５手段）本発明の第５手段は、請求項５記載の直流
モータ駆動装置である。

【００１８】本手段では、前記第１手段において、積分
補償項等がリセットされるリセット値は、正の所定値以
下である。すなわち、正の所定値が適正に小さく設定さ
れていれば、積分補償項がリセットされて取りうるリセ
ット値は、微少な駆動電流しか出さない小さな正の値
か、ゼロか、あるいは負の値かである。積分補償項等が
リセットされるリセット値が、微少な駆動電流しか出さ
ない小さな正の値であれば、リセット直後には直流モー
タは微少な駆動力しか出さないので、直流モータが衝動
的に作動したり振動したりすることは防止される。ま
た、積分補償項等がリセットされるリセット値がゼロで
あった場合にも、リセット直後には直流モータはほとん
ど駆動力を発揮しないので、直流モータが衝動的に作動
したり振動したりすることは防止される。さらに、積分
補償項等がリセットされるリセット値が負の値であった
場合には、リセット直後にはデューティ比がゼロになっ
ており、直流モータには駆動電流が流れないので、直流
モータが衝動的に作動したり振動したりすることは防止
される。

【００１９】したがって本手段によれば、積分補償項の
リセット直後に直流モータが衝動的に作動したり振動し
たりすることは防止されるという効果がある。なお、積
分補償項がリセットされるリセット値の最適値は、モー
タの特性や電流指令値によって異なるので、最適値を定
めることは設計事項に属する。また、本手段の直流モー
タ駆動装置は、適正な演算手段をもって自動的に最適値
を定めるように構成されていてもよい。

【００２０】（第６手段）本発明の第６手段は、請求項
６記載の直流モータ駆動装置である。本手段では、前記
第１手段において、積分補償項等がリセットされるリセ
ット値は、正の所定値以下であり、かつ、負の所定値以
上である。すなわち、前述の第５手段の限定だけでは、
負の大きな値に積分補償項がリセットされる可能性があ
る。このように積分補償項があまり大きく負の値にリセ
ットされると、リセット後にしばらくデューティ比が立
ち上がらず、直流モータの応答がやや遅れる可能性があ
るという不都合を生じる。それゆえ本手段では、積分補
償項がリセットされるリセット値のとりうる範囲につい
て、負の値の大きさにも適正な制限が加えられており、
直流モータの応答速度にも配慮されている。

【００２１】したがって本手段によれば、前述の第５手
段の効果に加えて、積分補償項のリセット直後にも直流
モータが電流指令値に対する良好な追随性を発揮するこ
とができるという効果がある。 （第７手段）本発明の第７手段は、請求項７記載の直流
モータ駆動装置である。

【００２２】本手段では、前記第１手段において、積分
補償項等がリセットされるリセット値は、直流モータに
発生する誘起電圧に対抗する値である。すなわち、回転
中の直流モータには誘起電圧が発生するので、この誘起
電圧に対抗する値に積分補償項をリセットしてやれば、
リセット直後の直流モータの駆動力はほとんどなくな
り、直流モータの駆動状態の切替えがよりスムースに行
われるようになる。

【００２３】したがって本手段によれば、直流モータの
駆動状態の切替えがよりスムースに行われるようになる
という効果がある。 （第８手段）本発明の第８手段は、請求項８記載の電動
パワーステアリング制御装置である。すなわち本手段
は、ステアリングシャフトにかかる操舵トルクの検出値
である操舵トルク信号と操舵車輪を持つ車両の速度の検
出値である車速信号とに基づいて前記電流指令値を定め
る電流指令値演算手段と、前記第１手段ないし前記第７
手段の直流モータ駆動装置とを有し、操舵力を高めるパ
ワーアシストモータとしての直流モータを駆動する電動
パワーステアリング制御装置である。

【００２４】本手段では、ハンドルの切り返し時や始動
時および制御再始動時などの直流モータ（パワーアシス
トモータ）の駆動状態の所定の切替え時に、フィードバ
ック成分のうち少なくとも積分補償項が適正な値にリセ
ットされる。それゆえ、リセット直後に直流モータが衝
動的に作動したり振動したりすることは防止されている
ので、ハンドルにコツンとした衝撃が加わるなどの不都
合は防止されている。その結果、ハンドル操作における
操舵感覚が改善される。

【００２５】したがって本手段によれば、ハンドル操作
等による直流モータ（パワーアシストモータ）の駆動状
態の所定の切替え時に、ハンドルにコツンとした衝撃が
加わることは防止されており、その結果、操舵感覚が向
上するという効果がある。また、直流モータに流れる駆
動電流の異常を検知して直流モータの駆動を抑制するな
どの機能を持ったフェールセーフ機能を持つ場合には、
誤判定が少なくなり、やはり操舵感覚が向上するという
効果がある。さらに、インパルス的に生じる急激な電流
変化が防止されているので、周囲の器機に対するノイズ
輻射による悪影響（ＥＭＩ）が抑制されるという効果も
ある。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明の直流モータ駆動装置およ
び電動パワーステアリング制御装置の実施の形態につい
ては、当業者に実施可能な理解が得られるよう、以下の
実施例で明確かつ十分に説明する。 ［実施例１］ （実施例１の構成および作用）本発明の実施例１として
の電動パワーステアリング制御装置は、図１に示すよう
に、操舵トルクセンサ１からの信号と車速センサ２から
の信号とに基づいて、直流モータであるパワーアシスト
モータ３を駆動するＥＣＵ１０００である。パワーアシ
ストモータ３は、減速機を介して、ステアリングシャフ
トにかかる運転者の操舵力を補強し、操舵車輪の向きを
変える（操舵する）作用を持つ。また、ＥＣＵ１０００
のハードウェア上の構成は、図２に示すように、ＬＰＦ
（ローパスフィルタ）および波形整形器と、Ａ／Ｄ変換
器１１およびＣＰＵ１１１とをもつマイクロコンピュー
タ１００と、駆動回路２７と、Ｈブリッヂ回路３０とか
らなる。ＥＣＵ１０００は、運転者のハンドル操作に追
随して操舵力を高めるパワーアシストモータ３を駆動す
る。すなわち、操舵トルクセンサ１の出力信号によって
主に定まる電流指令値の正負が切り替わるので、この電
流指令値に従って、ＥＣＵ１０００は、パワーアシスト
モータ３の回転方向を適宜切替える。

【００２７】本実施例の電動パワーステアリング制御装
置であるＥＣＵ１０００の機能的な構成は、図３に示す
ように、電流指令値演算手段１０、電流制御手段２０、
Ｈブリッヂ回路３０および電流検出手段４０からなる。
ここで、電流制御手段２０、Ｈブリッヂ回路３０および
電流検出手段４０は、本発明の直流モータ駆動装置の一
実施例を構成しており、ＥＣＵ１０００（図２参照）
は、この直流モータ駆動装置の一実施例を構成要素とし
て内蔵している。すなわち、ＥＣＵ１０００は、電流制
御手段２０、Ｈブリッヂ回路３０および電流検出手段４
０からなる直流モータ駆動装置と、電流指令値演算手段
１０とを有する。

【００２８】電流指令値演算手段１０は、ステアリング
シャフト（図１参照）にかかる操舵トルクの検出値であ
る操舵トルク信号Ｔｑと、操舵車輪（図１参照）を持つ
車両の速度の検出値である車速信号Ｖとに基づいて電流
指令値を定める手段である。電流指令値演算手段１０
は、Ａ／Ｄ変換器１１およびパルス計測手段１２と、Ｃ
ＰＵ１１１（図２参照）に格納されたソフトウェアよっ
て実現される位相補償演算手段１３、電流マップ演算手
段１４、慣性補償演算手段１５および加算手段１６とか
らなる。

【００２９】操舵トルクセンサ１からの出力信号は、ロ
ーパスフィルタＬＰＦ（図２参照）を介してノイズ成分
が除かれた後、Ａ／Ｄ変換器１１によってデジタル信号
に変換され、操舵トルク信号Ｔｑとして位相補償演算手
段１３および慣性補償演算手段１５に入力される。位相
補償演算手段１３に入力された操舵トルク信号Ｔｑは、
伝達関数Ｈ（ｓ）＝（τｓ＋１）／（Ａτｓ＋１）に相
当するデジタル演算により位相進み補償を受けて補償ト
ルク信号Ｔｐに変換され、電流マップ演算手段１４に入
力される。これと並行して、車速センサ２から波形整形
回路（図２参照）を介してＣＰＵ１１１（図２参照）に
車速パルスの割り込みがあると、パルス計測手段１２が
作動し、前回の車速パルスからの経過時間に基づいて車
速信号Ｖが算出される。車速信号Ｖも、補償トルク信号
Ｔｐと共に電流マップ演算手段１４に入力される。電流
マップ演算手段１４は、補償トルク信号Ｔｐが大きくな
るほど大きくなり、車速信号Ｖが大きくなるほど小さく
なるように、操舵アシストの基本電流指令値Ｉｃｂをマ
ップの補間演算ないし関数演算により算出する。

【００３０】一方、慣性補償演算手段１５に入力された
操舵トルク信号Ｔｑは、微分値に相当する差分値が取ら
れたうえで適正なゲインをかけられ、慣性補償電流指令
値Ｉｃｉとして慣性補償演算手段１５から出力される。
そして、基本電流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉ
ｃｉとは、加算手段１６で加算され、電流指令値Ｉｃ＝
Ｉｃｂ＋Ｉｃｉが合成される。

【００３１】直流モータ駆動手段２０は、電流指令値演
算手段１０によって算出された電流指令値Ｉｃと、電流
検出手段４０からフィードバックされる電流検出値Ｉｍ
ａとに基づいて、Ｈブリッヂ回路３０を制御する電子装
置である。すなわち、直流モータ駆動手段２０は、ＣＰ
Ｕ１１１（図２参照）によりソフトウェア的に実現され
る各演算手段２１〜２６と、同演算手段によって算出さ
れる方向指令値Ｄｉｒおよびデューティ比Ｄｔに基づい
て制御される駆動回路２７とからなる。

【００３２】電流指令値演算手段１０によって算出され
た電流指令値Ｉｃは、直流モータ駆動手段２０の絶対値
演算手段２１および方向指令演算手段２３に、それぞれ
入力される。方向指令演算手段２３は、電流指令値Ｉｃ
の正負に基づいて、電流指令値Ｉｃによりパワーアシス
トモータ３を回そうとする回転方向を示す方向指令値Ｄ
ｉｒを−１，０，１のうちいずれかに設定して、補償項
リセット演算手段２４と駆動回路２７とに供給する。こ
こで、Ｄｉｒ＝１は正転指令値を、Ｄｉｒ＝０は非駆動
指令値を、Ｄｉｒ＝−１は逆転指令値をそれぞれ示す。

【００３３】一方、絶対値演算手段２１は、電流指令値
Ｉｃの絶対値｜Ｉｃ｜である電流指令値Ｉｃａを算出
し、減算手段２２に供給する。すると減算手段２２は、
電流指令値Ｉｃａから前述の電流検出値Ｉｍａ（これも
絶対値）を減算することにより電流偏差Ｉｄを算出し、
ＰＩ制御演算手段２５に供給する。ＰＩ制御演算手段２
５は、電流偏差Ｉｄ（＝Ｉｃａ−Ｉｍａ）に基づいて比
例積分フィードバック制御演算を行い、適正範囲に制限
された制限駆動電圧Ｖｄｇを算出し、デューティ比演算
手段２６に供給する。この際、補償項リセット演算手段
２４は、方向指令値Ｄｉｒを基に電流指令値Ｉｃの正負
が切り替わったときにリセット指令信号を生成し、ＰＩ
制御演算手段２５に供給する。すると、ＰＩ制御演算手
段２５は、積算されていた積分項を含む比例積分項を強
制的にゼロ（または小さな正負の値）に再設定（リセッ
ト）する。こうして適正に設定された制限駆動電圧Ｖｄ
ｇに基づいて、デューティ比演算手段２６は、０〜１０
０％の範囲でデューティ比Ｄｔを算出し、駆動回路２７
に提供する。

【００３４】駆動回路２７は、方向指令演算手段２３に
よって設定された方向指令値Ｄｉｒと、ＰＩ制御演算手
段２５およびデューティ比演算手段２６によって設定さ
れたデューティ比Ｄｔとに基づいて、Ｈブリッヂ回路３
０を適正に制御する。すなわち駆動回路２７は、方向指
令値Ｄｉｒおよびデューティ比Ｄｔに基づいてパルス幅
変調（ＰＷＭ）を行い、Ｈブリッヂ回路３０の四つのパ
ワートランジスタ３１〜３４のＯＮ／ＯＦＦを制御する
ことによって、パワーアシストモータ３を駆動する。

【００３５】Ｈブリッヂ回路３０は、パワーアシストモ
ータ３の周囲にＨ字状に配設された四つのパワートラン
ジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）３１〜３４を回路要素とする
回路である。Ｈブリッヂ回路３０には、バッテリ４から
リレー５を介して所定の電圧がかけられている。それゆ
え、前述のように各パワートランジスタ３１〜３４が適
正なＰＷＭでＯＮ／ＯＦＦされれば、Ｈブリッヂ回路３
０は、直流モータであるパワーアシストモータ３を適正
な電流をもって所望の方向に駆動する。

【００３６】電流検出手段４０は、Ｈブリッヂ回路３０
の一端とアースとの間に設けられたシャント抵抗４１
と、シャント抵抗４１の両端の間に生じる電圧差をもっ
てパワーアシストモータ３に流れた電流を検出するオペ
アンプ４２と、オペアンプ４２の出力をデジタル化する
Ａ／Ｄ変換器４３とからなる。Ａ／Ｄ変換器４３によっ
てデジタル信号とされた電流検出値（モータ電流の絶対
値）Ｉｍａは、フィードバック信号として、前述のよう
に直流モータ駆動手段２０の減算手段２２に供給され
る。

【００３７】以上のように、本実施例の電動パワーステ
アリング制御装置は、電流指令値演算手段１０と、直流
モータ駆動装置とを有し、同直流モータ駆動装置は、直
流モータ駆動手段２０、Ｈブリッヂ回路３０および電流
検出手段４０を有する。ここで、Ｈブリッヂ回路３０
は、四つのパワートランジスタ３１〜３４をもち、直流
モータとしてのパワーアシストモータ３にパルス幅変調
された駆動電流を流してパワーアシストモータ３を駆動
する回路である。一方、電流検出手段４０は、パワーア
シストモータ３に流される駆動電流の絶対値を検知して
電流検出値Ｉｍａとする電気電子回路である。

【００３８】直流モータ駆動手段２０は、電流制御手段
であって、パワーアシストモータ３に流すべき電流を定
める電流指令値の絶対値Ｉｃａと電流検出値Ｉｍａとの
差である電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａに基づいてＰＩ
フィードバックを行う。そして、パワーアシストモータ
３に流すべき駆動電流に適正なデューティ比Ｄｔと、同
駆動電流の方向を示す方向指令値Ｄｉｒとを設定してＨ
ブリッヂ回路３０を制御する。この際、直流モータ駆動
手段２０は、パワーアシストモータ３の駆動状態の所定
の切替え時に、ＰＩフィードバックの積分比例補償項
を、適正なリセット値Ｖｒｓｔにリセットする補償項リ
セット演算手段２４をもっている。

【００３９】ここで、前述の所定の切替え時は、電流指
令値Ｉｃの正負が切り替わったときであり、前記リセッ
ト値Ｖｒｓｔは、ゼロであって、正の所定値以下かつ負
の所定値以上である。 （実施例１の制御ロジック）本実施例の電動パワーステ
アリング制御装置は、以上の構成を持ち、その直流モー
タ駆動手段２０の各機能要素２１〜２６は、図４に示す
ように、以下の制御ロジックに従って作用する。

【００４０】この制御ロジックは、ＥＣＵ１０００のマ
イクロコンピュータ１１１（図２参照）に２５０μｓ毎
に割り込みがかけられてスタートする。そして、電流指
令値Ｉｃと電流検出値Ｉｍａとに基づいて、駆動電流の
方向指令値Ｄｉｒおよびデューティ比Ｄｔを設定する。
先ず、ステップＳ１〜Ｓ５では、方向指令演算が行わ
れ、電流指令値Ｉｃの値に基づいて方向指令値Ｄｉｒが
設定される。すなわち、Ｉｃ＞０のときにはＤｉｒ＝１
（正転指令）、Ｉｃ＝０のときにはＤｉｒ＝０（停止指
令）、Ｉｃ＜０のときにはＤｉｒ＝−１（逆転指令）と
いうように設定される。

【００４１】次に、処理ステップＳ６〜Ｓ１０では、電
流指令値Ｉｃおよび電流検出値Ｉｍａから、適正な範囲
内で制限駆動電圧Ｖｄｇが算出される。すなわち、処理
ステップＳ６では、絶対値演算手段２１（図３参照）に
より電流指令値Ｉｃの絶対値Ｉｃａ＝｜Ｉｃ｜が算出さ
れ、処理ステップＳ７では電流検出値Ｉｍａが読み込ま
れる。次いで処理ステップＳ８では、減算手段２２によ
り、両者の差から電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａが算出
される。そして、処理ステップＳ９では、ＰＩ制御演算
手段２５により、ガードのかけられた制限駆動電圧Ｖｄ
ｇに基づいて、電流偏差Ｉｄによる離散時間でのＰＩフ
ィードバック演算が行われ、次の数１に従って駆動電圧
Ｖｄが算出される。

【００４２】

【数１】Ｖｄ（ｎ）＝Ｖｄｇ（ｎ−１）＋Ｎ・Ｉｄ
（ｎ）−Ｍ・Ｉｄ（ｎ−１） ここで、ＮおよびＭは、後述するが、それぞれ離散時間
ＰＩフィードバック制御を行う際の比例積分係数であ
る。また、（ｎ）は今回値を示し、（ｎ−１）は前回値
を示す。さらに、処理ステップＳ１０では、同じくＰＩ
制御演算手段２５により、駆動電圧Ｖｄ（ｎ）の範囲が
±Ｖｌｉｍの範囲に制限されて、制限駆動電圧Ｖｄｇが
設定される。すなわち、Ｖｄ（ｎ）＜−Ｖｌｉｍのとき
にはＶｄｇ（ｎ）＝−Ｖｌｉｍ、Ｖｄ（ｎ）＞Ｖｌｉｍ
のときにはＶｄｇ（ｎ）＝Ｖｌｉｍと置かれ、いずれで
もない場合には、Ｖｄｇ（ｎ）＝Ｖｄ（ｎ）と制限駆動
電圧Ｖｄｇ（ｎ）が設定される。

【００４３】しかる後、ステップＳ１１，Ｓ１２で、パ
ワーアシストモータ３の駆動状態の所定の切替え時に
は、フィードバック補償項がリセットされる補償項リセ
ット演算が行われる。すなわち、判断ステップＳ１１で
補償項リセット演算手段２４による判定が行われ、Ｄｉ
ｒ（ｎ）≠Ｄｉｒ（ｎ−１）かつＤｉｒ（ｎ）≠０であ
る場合に限って処理ステップＳ１２に進み、しからざる
場合は処理ステップＳ１２をスキップする。処理ステッ
プＳ１２に進んだ場合には、同ステップで、再びＰＩ制
御演算手段２５により、制限駆動電圧Ｖｄｇが所定のリ
セット電圧値Ｖｒｓｔ（本実施例ではゼロ）に設定され
る。この場合は、電流指令値Ｉｃの符号が反転した場合
と、電流指令値Ｉｃがいったんゼロになりその後正負い
ずれかになった場合とだけである。このようにして、制
限駆動電圧Ｖｄｇが適正に設定される。

【００４４】最後に、処理ステップＳ１３〜Ｓ１５で、
デューティ比Ｄｔが適正に設定され、方向指令値Ｄｉｒ
およびデューティ比Ｄｔが出力される。すなわち、デュ
ーティ比演算手段２６により、処理ステップＳ１３で
は、適正に設定された制限駆動電圧Ｖｄｇに適正な正の
係数Ｋｄｔがかけられて、仮のデューティ比Ｄｔａが算
出され、続いて処理ステップＳ１４でデューティ比Ｄｔ
が０〜１００％の範囲に収まるように、Ｄｔａに基づい
てデューティ比Ｄｔが適正に定められる。すなわち、Ｄ
ｔａ＜０％のときにはＤｔ＝０％と置かれ，Ｄｔａ＞１
００％のときにはＤｔ＝１００％と置かれ、いずれでも
ない場合には、Ｄｔ＝Ｄｔａとデューティ比Ｄｔが設定
される。そして最後に、処理ステップＳ１５で、以上の
ようにして適正に定められた方向指令値Ｄｉｒおよびデ
ューティ比Ｄｔが、方向指令演算手段２３およびデュー
ティ比演算手段２６から、駆動回路２７（図３参照）に
出力される。

【００４５】以上のようにして、方向指令値Ｄｉｒおよ
びデューティ比Ｄｔの二信号が駆動回路２７に入力され
ると、駆動回路２７は両信号に基づいて各パワートラン
ジスタ３１〜３４（図３参照）を制御する。すなわち、
駆動回路２７は、方向指令値Ｄｉｒが１であれば、パワ
ーアシストモータ３を正転させるように、二つのパワー
トランジスタ３２，３３をオフにしておいたうえで、パ
ワートランジスタ３１をオンにし、パワートランジスタ
３４をデューティ比Ｄｔに応じたＰＷＭでＯＮ／ＯＦＦ
する。逆に、方向指令値Ｄｉｒが−１であれば、パワー
アシストモータ３を逆転させるように、二つのパワート
ランジスタ３１，３４をオフにしておいたうえで、パワ
ートランジスタ３２をオンにし、パワートランジスタ３
３をデューティ比Ｄｔに応じたＰＷＭでＯＮ／ＯＦＦす
る。そして、方向指令値Ｄｉｒがゼロの場合には、全て
のパワートランジスタ３１〜３４をオフにして、パワー
アシストモータ３への通電を停止する。このようにし
て、パワーアシストモータ３が駆動される。

【００４６】ところで、前述の数１は次のようにして導
き出される。すなわち、ＰＩフィードバック制御演算で
は、電流指令値Ｉｃａと電流検出値Ｉｍａとの差である
電流偏差Ｉｄは、伝達関数Ｇ（ｓ）＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓを
通して伝達され、図示しない内部値である駆動電圧Ｖｄ
（ｓ）＝Ｇ（ｓ）Ｉｄ（ｓ）が生成される。ここで、Ｋ
ｐは比例ゲインであり、Ｋｉは積分ゲインであって、ｓ
はラプラス演算子である。

【００４７】ここでさらに、演算周期をｔとして、伝達
関数Ｇ（ｓ）を双一次変換の式ｓ＝（２／ｔ）・（ｚ−
１）／（ｚ＋１）によってｚ変換すると、次の数２のよ
うに、離散時間での伝達関数Ｇ（ｚ）が得られる。

【００４８】

【数２】 Ｇ（ｚ） ＝｛（Ｋｐ＋Ｋｉ・ｔ／２）−
（Ｋｐ＋Ｋｉ・ｔ／２）ｚ^-1｝／（１−ｚ^-1） そこで、駆動電圧Ｖｄは、電流偏差Ｉｄが伝達関数Ｇ
（ｚ）を通して伝達されたものであるから、Ｎ＝Ｋｐ＋
Ｋｉ・ｔ／２，Ｍ＝Ｋｐ−Ｋｉ・ｔ／２と置くと、前述
の数１で離散時間表記されるに至る。

【００４９】（実施例１の作用効果）本実施例の電動パ
ワーステアリング制御装置では、補償項リセット演算手
段２４の判定により、直流モータの駆動状態の所定の切
替え時に、フィードバック制御値である制限駆動電圧Ｖ
ｄｇが、リセット電圧値Ｖｒｓｔにリセットされる。こ
こで、リセット電圧値Ｖｒｓｔはゼロである。すなわ
ち、積分フィードバック作用により積分補償成分が大き
くなっていた場合にも、直流モータであるパワーアシス
トモータ３の反転時などには、制限駆動電圧Ｖｄｇが強
制的にゼロにリセットされる。

【００５０】たとえば、図５に示すように、電流指令値
Ｉｃの符号が正転側から逆転側に反転した場合には、方
向指令値Ｄｉｒが０を経て−１になった瞬間に、制限駆
動電圧Ｖｄｇが強制的にゼロにリセットされる。する
と、デューティ比Ｄｔもゼロにリセットされ、Ｄｔ＝０
からパワーアシストモータ３のＰＷＭ制御が始まるの
で、パワーアシストモータ３に流れる駆動電流ないし電
流検出値Ｉｍはゼロからスタートして徐々に逆転方向に
増していく。この際、従来技術と異なり、フィードバッ
ク積分項などの蓄積がゼロにリセットされているので、
大きな駆動電流Ｉｍがパルス的に発生することはない。
その結果、駆動電流Ｉｍの電流指令値Ｉｃに対する追随
性が向上し、パワーアシストモータ３の動作が滑らかに
なって、パワーアシストモータ３に衝撃的な作動や振動
を生じることが防止される。

【００５１】すなわち、本実施例の電動パワーステアリ
ング装置では、ハンドルの切り返し時に、パワーアシス
トモータ３にインパルス的な駆動電流Ｉｍが流れること
がなくなる。それゆえ、ハンドルの切り返し時にパワー
アシストモータ３が衝動的に作動したり振動したりする
ことは防止されているので、ハンドルにコツンとした衝
撃が加わるなどの不都合は防止されている。その結果、
ハンドル操作における操舵感覚が改善される。

【００５２】したがって、本実施例の電動パワーステア
リング制御装置によれば、インパルス的に大きな駆動電
流Ｉｍを生じることが防止されているから、ハンドル切
り返し時にハンドルにコツンとした衝撃が加わることは
防止されており、その結果、操舵感覚が向上するという
効果がある。また、パワーアシストモータ３に流れる駆
動電流Ｉｍの異常を検知してパワーアシストモータ３の
駆動を抑制するなどの機能を持ったフェールセーフ機能
を持つものとすると、同機能による誤判定が少なくな
り、安全性と操舵感覚とが向上するという効果がある。
さらに、インパルス的に生じる急激な電流変化が抑止さ
れているので、本実施例の電動パワーステアリング制御
装置と周囲の器機とに対するノイズ輻射による悪影響
（ＥＭＩ）が抑制されるという効果もある。

【００５３】（実施例１の変形態様１）本実施例の変形
態様１として、図６のフローチャートに示すように、制
御ロジックを変更した電動パワーステアリング制御装置
の実施が可能である。この制御ロジックは、直流モータ
駆動手段２０（図３参照）のうちマイクロコンピュータ
１１１（図２参照）によって実行されるデジタル演算で
あるから、ソフトウェアの変更によって実施例１の制御
ロジックから容易に変更することができる。

【００５４】本変形態様では、実施例１と同様の方向指
令演算（ステップＳ１〜Ｓ５）の直後に、絶対値での電
流指令値Ｉｃａの値が、電流指令値Ｉｃの反転時などに
リセット電流値Ｉｒｓｔにリセットされる。ここで、リ
セット電流値Ｉｒｓｔは、流しうる最大電流を目安にし
てある程度大きな負の所定値、たとえば−２０［Ａ］な
どの負の所定値にあらかじめ設定されている。

【００５５】すなわち、方向指令値Ｄｉｒがゼロでなく
前回と異なる場合には、処理ステップＳ１２’でＩｃａ
＝Ｉｒｓｔと設定され、そうでない場合には、処理ステ
ップＳ６でＩｃａ＝｜Ｉｃ｜と設定される。つまり、ハ
ンドルの切り返し時等にＰＩフィードバック制御の演算
結果がゼロになるように、本来は絶対値としての内部変
数である電流指令値Ｉｃａを負の所定値に強制的にリセ
ットすることで、擬似的に積分補償項をリセットするわ
けである。

【００５６】すると、リセット電流値Ｉｒｓｔが。流し
うる最大電流を目安にした負の所定値に設定されている
ので、次の処理ステップＳ８では、電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃ
ａ−Ｉｍａは、リセット直後には通常はある程度絶対値
の大きな負の値になる。これに伴い、処理ステップＳ９
では前記数１によって定まる駆動電圧Ｖｄも小さな値に
なる。今回演算された駆動電圧Ｖｄは、次回の制限駆動
電圧Ｖｄｇに反映されるので、結果として前述の実施例
１のように制限駆動電圧Ｖｄｇをリセットすることと同
様の作用が得られる。

【００５７】したがって本変形態様によっても、前述の
実施例１と同様の効果が得られる。 （実施例１の変形態様２）本実施例の変形態様２とし
て、図７に示すように、直流モータ駆動手段２０の一部
をアナログ回路で代替した構成の電動パワーステアリン
グ制御装置を実施することが可能である。本変形態様で
は、実施例１のＰＩ制御演算手段２５はアナログ回路か
らなるＰＩ制御演算回路２５’によって置換され、実施
例１のデューティ比演算手段２６はやはりアナログ回路
からなるデューティ比設定回路２６’によって置換され
ている。

【００５８】先ず、電流検出手段４０からアナログ信号
（電圧）として絶対値の電流検出値Ｉｍａが、直流モー
タ駆動手段２０のＰＩ制御演算回路２５’に供給され
る。ＰＩ制御演算回路２５’は、リセットスイッチＳ
Ｗ、入力抵抗Ｒ１，Ｒ１’、帰還抵抗Ｒ２、帰還容量Ｃ
およびオペアンプ２５１からなる。通常はリセットスイ
ッチＳＷは開いており、補償項リセット演算手段２４に
よってリセット信号が供給された瞬間にだけリセットス
イッチＳＷは閉じる。また、デューティ比設定回路２
６’は、入力抵抗Ｒ３，コンパレータ２６１および三角
波発生回路２６１から構成されている。

【００５９】ＰＩ制御演算回路２５’のリセットスイッ
チＳＷが開いている通常の場合には、次のようにしてＰ
Ｉフィードバック制御が行われる。すなわち、帰還抵抗
Ｒ２と入力抵抗Ｒ１との比Ｒ２／Ｒ１が比例ゲインに相
当し、帰還容量Ｃと入力抵抗Ｒ１との積の逆数１／（Ｒ
１・Ｃ）が積分ゲインに相当して、ＰＩ制御のアナログ
演算が行われる。そして、デューティ比設定回路２６’
では、オペアンプ２５１の出力電圧と三角波発生回路２
５２の出力電流との大小を、コンパレータ２６１によっ
て比較することにより、デューティ比Ｄｔに相当するＰ
ＷＭ信号が得られる。その結果、方向指令値ＤｉｒとＰ
ＷＭ信号とが駆動回路２７’に供給されるので、駆動回
路２７’はＨブリッヂ回路３０を制御してパワーアシス
トモータ３を駆動する。

【００６０】逆に、電流指令値Ｉｃの符号が変わったり
してＰＩ制御演算回路２５’のリセットスイッチＳＷが
閉じると、一時的に帰還抵抗Ｒ２および帰還容量Ｃが短
絡し、帰還容量Ｃに蓄積された電荷である積分値はゼロ
クリヤされる。同時に、オペアンプ２５１のゲインもゼ
ロになり、デューティ比設定回路２６’の出力であるＰ
ＷＭのデューティ比Ｄｔはゼロになるので、インパルス
的な駆動電流Ｉｍの突発は防止される。その後、方向指
令値Ｄｉｒの値が一定であれば、リセットスイッチＳＷ
が開いた状態に保たれ、ＰＩ演算により徐々にデューテ
ィ比Ｄｔが増大する。それゆえ、電流指令値Ｉｃに追随
性のよい駆動電流Ｉｍによって、パワーアシストモータ
３は滑らかに駆動される。

【００６１】したがって、本変形態様の電動パワーステ
アリング制御装置によっても、前述の実施例１と同様の
効果が得られる。ただし、ＰＩ制御演算回路２５’およ
びデューティ比設定回路２６’がアナログ回路要素から
構成されているので、部品コスト、組立コストおよび調
整コストが実施例１よりも余計にかかる。逆に言えば、
実施例１では、本変形態様の回路要素のうちデジタル化
できるものは、マイクロコンピュータ１１１（図２参
照）のソフトウェアに取り込まれているので、部品コス
ト、組立コストおよび調整コストが低減されている。

【００６２】［実施例２］ （実施例２の構成）本発明の実施例２としての電動パワ
ーステアリング制御装置は、要部を図８に示すように、
方向指令値Ｄｉｒに加えて、パワーアシストモータ３の
回転方向にも基づいて補償項リセット演算手段２４の判
定が行われる。

【００６３】すなわち、本実施例の電動パワーステアリ
ング装置は、実施例１の構成に加えて、オペアンプ２
８’、Ａ／Ｄ変換器２８、回転数演算手段２９を有して
いる。また、補償項リセット演算手段２４’の制御ロジ
ックも、図９に示すように、判断ステップＳ１１’の部
分が実施例１の制御ロジックと異なっている。すなわ
ち、本実施例では、電流指令値Ｉｃの正負が切り替わ
り、かつ、電流指令値Ｉｃの方向Ｄｉｒがパワーアシス
トモータ３の回転方向と異なるときが、補償項リセット
すべきパワーアシストモータ３の駆動状態の切替え時で
ある。

【００６４】（実施例２の作用効果）再び図８に示すよ
うに、オペアンプ２８’は、パワーアシストモータ３の
端子間電圧検出用のものであって、その出力電圧はＡ／
Ｄ変換器２８によってデジタル信号の端子間電圧Ｖｍと
してマイクロコンピュータ１１１（図２参照）に入力さ
れる。マイクロコンピュータ１１１は、回転数演算手段
２９によりパワーアシストモータ３の回転数を推算し、
モータ回転数θｍ’を算出して補償項リセット演算手段
２４’に提供する。この際、回転数演算手段２９は、端
子間電圧Ｖｍおよび電流検出値Ｉｍａに基づき、次の数
３に従ってモータ回転数θｍ’を算出する。

【００６５】

【数３】 θｍ’＝ Ｋｖ・（Ｖｍ−Ｒ・Ｉｍａ・Ｄｉ
ｒ） ここで、Ｋｖは誘起電圧定数の逆数に相当する定数であ
り、Ｒはパワーアシストモータ３およびそのハーネス等
の回路抵抗である。回転数演算手段２９はさらに、図示
しないデジタル・ローパスフィルタを内蔵しており、同
ＬＰＦにモータ回転数θｍ’を通すことによって、モー
タ回転数θｍ’から信号ノイズの影響をある程度取り除
いている。この演算処理は、図１０に示すように、段階
を分けて処理ステップＳ２１〜２４によって行うことが
できる。

【００６６】そして、再び図８に示すように、補償項リ
セット演算手段２４’では、回転数演算手段２９から提
供されるモータ回転数θｍ’と、方向指令演算手段２３
から提供される方向指令値Ｄｉｒとに基づいて、補償項
リセットの判定が行われる。この判定は、再び図９に示
すように、判断ステップＳ１１’で行われる。すなわ
ち、パワーアシストモータ３の回転方向（モータ回転数
θｍ’の正負から判定できる）と反対方向に方向指令値
Ｄｉｒが切り替わった瞬間に、制限駆動電圧Ｖｄｇはリ
セット電圧値Ｖｒｓｔ（＝０）にリセットされる。

【００６７】図９を図４と比べてみれば明らかなよう
に、本実施例での制御ロジックは判断ステップＳ１１’
でのみ実施例１の制御ロジックと異なっており、その他
の部分では実施例１と同一である。それゆえ、本実施例
の電動パワーステアリング制御装置によれば、実施例１
と同様の効果が得られる。すなわち、図１１の右側の矢
印に示すように、電流指令値Ｉｃの符号が反転し方向指
令値Ｄｉｒが反転すると、制限駆動電圧Ｖｄｇはリセッ
ト電圧値Ｖｒｓｔ（ゼロ）にリセットされる。その結
果、実施例１と同様に、電流指令値Ｉｃの符号が反転し
ても、パワーアシストモータ３の逆器電圧に起因してイ
ンパルス的に大電流が流れることは防止されている。

【００６８】そればかりではなく、図１１のＡ部に示す
ように、実施例１とは異なり、方向指令値Ｄｉｒがいっ
たんゼロになった後、正負反転することなしに以前と同
一符号に復帰した場合には、制限駆動電圧Ｖｄｇはゼロ
にリセットされない。なぜならば、このような場合には
パワーアシストモータ３が慣性で回っているので、モー
タ回転数θｍ’の符号が反転しておらず、復帰した方向
指令値Ｄｉｒの符号と方向指令値Ｄｉｒの符号とが同一
であるからである。それゆえ、方向指令値Ｄｉｒが反転
することなくゼロから復帰したこのような場合には、制
限駆動電圧Ｖｄｇのリセットが行われず、継続してパワ
ーアシストモータ３の逆起電力にうち勝つように、高い
制限駆動電圧Ｖｄｇが維持される。その結果、一時的に
電流指令値Ｉｃがゼロになっても、駆動電流Ｉｍは電流
指令値Ｉｃに高い追随性をもって追随し、パワーアシス
トモータ３の動作に遅れを生じることが有効に防止され
ている。

【００６９】さらに発明者は、本実施例の電動パワース
テアリング制御装置を装備して実車試験を行い、図１２
に示すように、実際的な各種データを得た。その結果、
前述のように、電流指令値Ｉｃの符号を示す方向指令値
Ｄｉｒがいったんゼロになっても復帰している場合に
は、制限駆動電圧Ｖｄｇのリセットは行われず、電流検
出値Ｉｍａは電流指令値Ｉｃａに対して高い追随性を保
っている。一方、電流指令値Ｉｃの符号が反転した場合
には、制限駆動電圧Ｖｄｇがリセットされているので、
電流検出値Ｉｍａにインパルスは生ぜず、モータ回転数
θｍ’はスムースに制御されている。

【００７０】したがって、本実施例の電動パワーステア
リング制御装置によれば、実施例１と同様の効果を持つ
ばかりではなく、電流指令値Ｉｃが一時的にゼロになっ
た後復帰した場合でも、ハンドルに引きずり感が発生し
ないという効果がある。それゆえ、実施例１に勝って操
舵感覚が向上するという効果がある。 （実施例２の変形態様１）本実施例の変形態様１とし
て、前述のリセット値Ｖｒｓｔは可変とし、パワーアシ
ストモータ３に発生する誘起電圧に対抗する値をもって
これに当てる電動パワーステアリング制御装置の実施が
可能である。

【００７１】すなわち、本変形態様では、前述の実施例
２と同様に電流指令値Ｉｃの符号が反転した時には制限
駆動電圧Ｖｄｇがリセット電圧値Ｖｒｓｔに強制的に設
定されるが、実施例２とは異なり、このリセット電圧値
Ｖｒｓｔが可変である。そして、リセット電圧値Ｖｒｓ
ｔは、パワーアシストモータ３に生じる誘起電圧すなわ
ち逆起電力Ｖｅに応じて可変とされている。逆起電力Ｖ
ｅは、以前に図１０のフローチャートにおけるステップ
Ｓ２２で示したように、次の数４に従って算出される。

【００７２】

【数４】 Ｖｅ ＝ Ｖｍ−Ｒ・Ｉｍａ・Ｄｉｒ ここで、Ｒはパワーアシストモータ３およびそのハーネ
ス等の回路抵抗である。そして、本変形態様では、リセ
ット電圧値Ｖｒｓｔは次の数５によって逆起電力Ｖｅに
相当する値として設定される。

【００７３】

【数５】 Ｖｒｓｔ ＝ Ｖｅ・Ｄｉｒ たとえばモータ回転数θｍ’が正であるときに、方向指
令値Ｄｉｒが１から−１に反転したとすると、そのとき
の逆起電力Ｖｅの符号はモータ回転数θｍ’の符号と同
じ正である。すると、リセット電圧値Ｖｒｓｔは、Ｄｉ
ｒ＝−１であるから、この数５に従って−Ｖｅという負
の値になり、デューティ比Ｄｔは０％に設定されるの
で、パワーアシストモータ３の逆起電力Ｖｅに起因する
電流パルスの発生は防止される。逆に、モータ回転数θ
ｍ’が負の時に方向指令値Ｄｉｒが−１から１に反転す
ると、逆起電力Ｖｅの符号は負であるが、リセット電圧
値Ｖｒｓｔの符号も負であるから、やはりデューティ比
Ｄｔは０％に設定される。その結果、いずれの場合に
も、方向指令値Ｄｉｒが反転するとデューティ比Ｄｔは
０％に設定されるので、パワーアシストモータ３の逆起
電力Ｖｅに起因する電流パルスの発生は防止される。

【００７４】一方、モータ回転数θｍ’が正であるとき
に方向指令値Ｄｉｒが１に反転する場合や、逆にモータ
回転数θｍ’が負であるときに方向指令値Ｄｉｒが−１
に反転する場合も、まれに起こりうる。これらの場合に
は、いずれもモータ回転数θｍ’と方向指令値Ｄｉｒと
が同符号であるので、制限駆動電圧Ｖｄｇのリセットは
行われない。それゆえ、これらの場合には継続的にパワ
ーアシストモータ３の逆起電力Ｖｅにうち勝つ制限駆動
電圧Ｖｄｇが維持され、駆動電流Ｉｍの電流指令値Ｉｃ
に対する追随性は確保される。

【００７５】すなわち本変形態様では、制限駆動電圧Ｖ
ｄｇがリセットされるリセット電圧値Ｖｒｓｔは、パワ
ーアシストモータ３に発生する逆起電力Ｖｅに対抗する
値である。つまり、回転中のパワーアシストモータ３に
は逆起電力Ｖｅが発生しているので、逆起電力Ｖｅに対
抗する値に制限駆動電圧Ｖｄｇをリセットしてやるわけ
である。すると、デューティ比Ｄｔが０％に設定される
ので、リセット直後にはパワーアシストモータ３の駆動
力はなくなり、パワーアシストモータ３の駆動状態の切
替えがよりスムースに行われるようになる。

【００７６】したがって本変形態様によれば、前述の実
施例２の効果に加えて、パワーアシストモータ３の駆動
状態の切替えがよりスムースに行われるようになるとい
う効果がある。 （実施例２の変形態様２）本実施例の変形態様２とし
て、運転中のハンドル切り返し時だけではなく、始動時
と、異常停止状態からの復帰時とにも、制限駆動電圧Ｖ
ｄｇのリセットが行われる制御ロジックを持つ電動パワ
ーステアリング制御装置の実施が可能である。すなわち
本変形態様では、実施例２と同様のハンドル切り返し時
に加えて、イグニッションスイッチ操作による電源投入
後のパワーアシストモータ３の始動時と、フェールセー
フ手段の作動による電流異常時の駆動停止状態から正常
状態への復帰に際してのパワーアシストモータ３の再始
動時とに、制限駆動電圧Ｖｄｇがリセットされる。

【００７７】すなわち、本変形態様の電動パワーステア
リング制御装置の要部構成は、図８を参照して説明した
実施例２の構成において、補償項リセット演算手段２
４’の判定ロジックに改修が加えられたものとしてとら
えることができる。本変形態様の電動パワーステアリン
グ制御装置における主要な制御ロジックは、図１３に示
すように、図９を参照して説明した実施例２の制御ロジ
ックに判断ステップＳ１１’が加わったものである。判
断ステップＳ１１’では、電動パワーステアリング装置
のシステムチェックの結果、異常発見によるパワーアシ
ストモータ３の駆動禁止状態から駆動許可状態に復帰し
た瞬間にも、制限駆動電圧Ｖｄｇのリセットが行われ
る。

【００７８】それゆえ、電動パワーステアリング装置の
システムチェックで異常が発見されパワーアシストモー
タ３の駆動が禁止されている状態から、駆動を許可され
ている状態に復帰した瞬間に、大きくなったままの制限
駆動電圧Ｖｄｇにより過大な駆動電流Ｉｍがインパルス
的に発生するような不都合は防止されている。その結
果、パワーアシストモータ３の駆動力の復帰が徐々に行
われるので、復帰直後に運転者が力余ってハンドルを切
りすぎてしまうような不都合は防止され、異常時からの
回復時においても、操舵感覚が改善されるという効果が
ある。

【００７９】この際、電動パワーステアリング装置のシ
ステムチェックには、図１４に示すように、自己診断ロ
ジックがマイクロコンピュータ１００のＣＰＵ１１１
（図２参照）に組み込まれており、この自己診断ロジッ
クがシステム初期化とシステムチェックとを行う。すな
わち、イグニッションスイッチをオンにすると、他のロ
ジックに先立って処理ステップＳ３１でシステム初期化
が行われる。すなわち、マイクロコンピュータ１００の
メモリの初期化や、前述の制御ロジックを含む各種割り
込み処理の初期化が行われ、パワーアシストモータ３は
駆動禁止状態に初期設定される。

【００８０】そして、所定の周期でシステムチェックの
ルーチン（ステップＳ３２〜Ｓ３７）が実行される。す
なわち、処理ステップＳ３２においては、操舵トルク信
号Ｔｑが正常か、電流検出値Ｉｍａの値が正常かなどの
各種診断が行われ、その結果をもって判断ステップＳ３
３で異常なしか否かが判定される。判断ステップＳ３３
で異常なしと判定された場合には、処理ステップＳ３４
でパワーアシストモータ３の駆動を許可する判定フラッ
グが立てられる。そして、システムチェックのルーチン
が繰り返されるたびに、処理ステップＳ３５で、駆動電
流Ｉｍａの制限値である電流制限値Ｉｇｄが正常状態の
所定値に達するまで徐々に増大させられる。逆に、判断
ステップ３３Ｓで異常ありと判定された場合には、パワ
ーアシストモータ３の暴走を防止するために、処理ステ
ップＳ３６で電流制限値Ｉｄｇを即時ゼロにセットし、
処理ステップＳ３７で駆動を許可する判定フラッグが寝
かされてパワーアシストモータ３の駆動が禁止される。

【００８１】前述の制御ロジック（図１３参照）では、
判断ステップＳ１１’でこの判定フラッグが禁止状態か
ら許可状態に変化したか否かが判定される。その結果、
この判定フラッグが禁止状態から許可状態に変化した場
合には、前述のように、制限駆動電圧Ｖｄｇがリセット
電圧値Ｖｒｓｔにリセットされてデューティ比Ｄｔがい
ったん０％になる。それゆえ、パワーアシストモータ３
が徐々に立ち上がるので、始動時にも異常状態からの復
帰時にもパワーアシストモータ３の駆動力が徐々に増す
ようになっており、運転者が操舵感覚の急変に驚かされ
るような不都合は防止されている。

【００８２】なお、本変形態様における電流指令値演算
手段１０（図３参照）での演算処理は、図１５に示すフ
ローチャートに従って行われている。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施例１を含む電動パワーステアリング装置
の構成を示す模式図

【図２】 実施例１としての電動パワーステアリング制
御装置のハードウェア構成を示すブロック図

【図３】 実施例１の構成を示すブロック図

【図４】 実施例１の直流モータ駆動装置がもつ制御ロ
ジックを示す流れ図

【図５】 実施例１の効果を模式的に示すグラフ

【図６】 実施例１の変形態様１の直流モータ駆動装置
がもつ制御ロジックを示す流れ図

【図７】 実施例１の変形態様２の構成を示すブロック
図

【図８】 実施例２としての電動パワーステアリング制
御装置の要部構成を示すブロック図

【図９】 実施例２の直流モータ駆動装置の制御ロジッ
クを示す流れ図

【図１０】実施例２での回転数演算手順を示す流れ図

【図１１】実施例２の効果を模式的に示すグラフ

【図１２】実施例２の効果を実験的に示すグラフ

【図１３】実施例２の変形態様２の直流モータ駆動装置
がもつ制御ロジックを示す流れ図

【図１４】実施例２の変形態様２の自己診断ロジックを
示す流れ図

【図１５】実施例２の変形態様２の予備演算ロジックを
示す流れ図

【図１６】通常の電動パワーステアリング制御装置の概
略構成を示すブロック図

【図１７】通常の電流制御手段の構成を示すブロック図

【図１８】通常の電動パワーステアリング制御装置の不
都合を示すグラフ

【符号の説明】

１：トルクセンサ ２：車速センサ ３：パワーアシストモータ（直流モータとして） ４：バッテリ ５：リレー １０００：ＥＣＵ（電動パワーステアリング制御装置と
して） １００：マイクロコンピュータ １１１：ＣＰＵ １０：電流指令値演算手段 １１：Ａ／Ｄ変換器 １２：パルス計測手段 １３：位相補償演算手段 １４：電流マップ演算手段 １５：慣性補償演算手段（微分演算） １６：加算手
段 ２０：直流モータ駆動手段（３０，４０とで直流モータ
駆動装置として） ２１：絶対値演算手段 ２２：減算手段 ２３：方
向指令演算手段 ２４，２４’：補償項リセット演算手段 ２５：ＰＩ
制御演算手段 ２６：デューティ比演算手段 ２７，２７’：駆動回
路 ２５’：ＰＩ制御演算回路 ２５１：オペアンプ（電流検出手段として） ２６’：デューティ比設定回路 ２６１：コンパレータ ２６２：三角波発生回路 ２８：オペアンプ（端子電圧検出用） ２８’：Ａ／Ｄ変換器 ２９：回転数演算手段 ３０：Ｈブリッヂ回路 ３１，３２，３３，３４：パワートランジスタ（ＭＯＳ
−ＦＥＴ） ４０：電流検出手段 ４１：シャント抵抗 ４２：オペアンプ ４３：Ａ
／Ｄ変換器 Ｄｉｒ：方向指令値（−１，０，１） Ｄｔ：デュー
ティ比（０〜１００％） Ｉｃ：電流指令値 Ｉｃａ：電流指令値（絶対値） Ｉｃｂ：基本電流指令値 Ｉｃｉ：慣性補償電流指令
値 Ｉｄ：電流偏差 Ｉｒｓｔ：リセット電流値（負のリ
セット値として） Ｉｍ：電流検出値（駆動電流） Ｉｍａ：電流検出値
（絶対値） Ｔｑ：操舵トルク信号 Ｖ：車速信号 Ｖｄ：駆動電圧 Ｖｄｇ：制限駆動電圧（制限後の駆
動電圧） Ｖｌｉｍ：駆動電圧制限値 Ｖｒｓｔ：リセット電圧
値（リセット値として） θｍ’：モータ回転数（角速度）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D032 CC08 CC26 CC48 DA01 DA15 DA23 DA63 DA64 DC01 DC02 DC03 DC08 DC12 DC17 DC29 DC33 DC34 DC40 DD07 DD10 DD17 DE02 DE09 EB04 EB11 EC23 EC25 GG01 3D033 CA03 CA13 CA16 CA20 CA21 CA32 5H570 AA21 AA23 BB06 DD06 FF10 GG01 GG10 HA08 HB16 JJ02 JJ16 JJ24 JJ25 LL02 LL12 LL28 LL33 PP02

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】四つのパワートランジスタをもち直流モー
   タにパルス幅変調された駆動電流を流して該直流モータ
   を駆動するＨブリッヂ回路と、 該駆動電流の絶対値を検知して電流検出値とする電流検
   出手段と、 該直流モータに流すべき電流を定める電流指令値の絶対
   値と該電流検出値との電流偏差に基づいてＰＩＤのうち
   少なくともＰＩフィードバックを行い、該駆動電流に適
   正なデューティ比を設定して該Ｈブリッヂ回路を制御す
   る電流制御手段とを有し、 該電流指令値の正負が切り替わって該直流モータの回転
   方向を切替えることがある直流モータ駆動装置におい
   て、 前記電流制御手段は、前記直流モータの駆動状態の所定
   の切替え時に、前記フィードバックの各成分のうち少な
   くとも積分補償項を、適正なリセット値にリセットする
   補償項リセット演算手段をもつことを特徴とする、 直流モータ駆動装置。
2. 【請求項２】前記所定の切替え時は、前記電流指令値の
   正負が切り替わったときである、 請求項１記載の直流モータ駆動装置。
3. 【請求項３】前記所定の切替え時は、前記電流指令値の
   正負が切り替わり、かつ、該電流指令値の方向が前記直
   流モータの回転方向と異なるときである、 請求項１記載の直流モータ駆動装置。
4. 【請求項４】前記所定の切替え時は、請求項２または請
   求項３のときに加え、電源投入後の前記直流モータの始
   動時と、電流異常時の駆動停止状態から正常状態への復
   帰に際しての該直流モータの再始動時とのうち、少なく
   とも一方である、 請求項２〜３のうちいずれかに記載の直流モータ駆動装
   置。
5. 【請求項５】前記リセット値は、正の所定値以下であ
   る、 請求項１記載の直流モータ駆動装置。
6. 【請求項６】前記リセット値は、負の所定値以上であ
   る、 請求項５記載の直流モータ駆動装置。
7. 【請求項７】前記リセット値は、前記直流モータに発生
   する誘起電圧に対抗する値である、 請求項１記載の直流モータ駆動装置。
8. 【請求項８】ステアリングシャフトにかかる操舵トルク
   の検出値である操舵トルク信号と操舵車輪を持つ車両の
   速度の検出値である車速信号とに基づいて電流指令値を
   定める電流指令値演算手段と、 請求項１ないし請求項７に記載の直流モータ駆動装置
   と、を有し、操舵力を高めるパワーアシストモータとし
   ての直流モータを駆動することを特徴とする、 電動パワーステアリング制御装置。