JP2006087161A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 駆動電流のみでなく回生電流も参照して正確なモータ電流を検出し、このモータ電流にもとづいてＰＷＭ制御可能なモータ駆動装置の提供する。
【解決手段】 モータ駆動装置１００は、スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ２、電流検出回路１０、絶対値回路１２、ＰＷＭ制御回路１４、駆動回路１６を含む。スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ゲート端子に印加される電圧に応じてスイッチング動作し、モータ２００に間欠的に駆動電圧を供給する。電流検出回路１０は、検出抵抗Ｒｄを含んでいる。絶対値回路１２は、検出電圧Ｖｄの絶対値を検出電圧Ｖｘとして出力する回路である。ＰＷＭ制御回路１４は、絶対値化された検出電圧ＶｘにもとづいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号を駆動回路１６に出力する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特にパルス幅変調制御されるモータ駆動装置に関する。

モータを所望の回転数などで駆動する方法として、モータの駆動状態をモータに流れる電流を検出することによりフィードバックし、フィードバックした信号にもとづいてモータに印加する電圧を間欠的にオンオフすることで回転制御を行うパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌｔｉｏｎ、以下ＰＷＭと略す）制御方式が知られている。このＰＷＭ制御方式によれば、モータに電圧を印加するスイッチング素子として機能するパワートランジスタを飽和領域で使用する為、電力ロスが軽減され、トランジスタの発熱を抑制することができる。更にＰＷＭ信号のオン期間に応じて、必要な時間だけ通電するので、モータ駆動装置全体の効率があがるという利点を有している。

このようなＰＭＷ制御方式においては、パワートランジスタによってモータに間欠的に電圧が印加され、モータには、ＰＷＭ信号のオン期間にパワートランジスタを介して流れる駆動電流と、ＰＭＷ信号のオフ期間にスイッチングトランジスタと並列に設けられたフライホイールダイオードを介して流れる回生電流が交互に流れることになる。

従来においては、駆動電流を検出抵抗に流すことにより電圧に変換し、この電圧にもとづいてＰＷＭ信号を生成していた。駆動電流は、ＰＷＭ信号のオン期間のみ流れるため、駆動電流にもとづいてＰＭＷ信号を生成するためには、サンプルホールド回路や、平均値回路を用いて駆動電流を直流化していた（特許文献１参照）。

特開平８−９６８１号公報

ところが従来のサンプルホールド回路を用いたＰＷＭ制御回路においては、駆動電流のみを参照してＰＷＭ信号を生成しており、回生電流は参照していなかったため、モータに実際に流れる電流を正確に帰還していることにはならず、検出誤差が生じ、正確なモータ制御には限界があった。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、駆動電流のみでなく回生電流も参照して正確なモータ電流を検出し、このモータ電流にもとづいてＰＷＭ制御可能なモータ駆動装置の提供にある。

本発明のある態様はモータ駆動装置に関する。このモータ駆動装置は、駆動対象であるモータに流れる電流を電圧に変換する一端の電位が固定された変換抵抗と、変換抵抗の他端に現れる検出電圧にもとづき前記モータを駆動する駆動制御部と、を備える。駆動制御部は、検出電圧の絶対値にもとづいてモータの駆動を制御する。
この態様によれば、検出電圧が負電圧である場合にも、帰還制御を行うことができ、正確なモータの回転制御を行うことが可能となる。

本発明の別の態様もモータ駆動装置に関する。このモータ駆動装置は、駆動対象であるモータに、駆動電圧を供給するためのスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタと並列に設けられたフライホイールダイオードと、スイッチングトランジスタをオンオフするためのパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調駆動回路と、スイッチングトランジスタまたはフライホイールダイオードを介してモータに流れる電流を一端が固定電位に接続された検出抵抗に流すことにより、検出抵抗の他端に現れる電圧を検出電圧として出力する電流検出回路と、検出電圧の絶対値を出力する絶対値回路と、を備える。パルス幅変調駆動回路は、絶対値回路の出力信号と、モータの駆動を制御する制御信号とを比較し、その電圧の大小関係に応じてパルス幅変調信号のオン期間を調節する。

この態様によれば、スイッチングトランジスタを介してモータに流れる駆動電流と、フライホイールダイオードを介してモータに流れる回生電流の両方を参照し、実際にモータに流れる駆動電流と回生電流の合計であるモータ電流にもとづいて、パルス幅変調駆動を行う。その結果、駆動電流のみを間欠的に参照する場合よりも正確なモータの回転制御を行うことが可能となる。

絶対値回路は、電圧電流変換部と、電流電圧変換部と、を備えてもよい。電圧電流変換部は、検出電圧が固定電位よりも高いときにはその差に比例する第１検出電流に変換し、検出電流が固定電位よりも低いときにはその差に比例する第２検出電流に変換し、２つの検出電流を合成して出力し、電流電圧変換部は、電圧電流変換部によって合成された電流を再び電圧に変換して検出電圧の絶対値を出力してもよい。
「固定電位」とは、接地電位のように、回路の動作とは無関係に一定の電圧に保たれている電位をいう。電流を「合成する」とは、一の経路に複数の電流を同方向に流すことをいう。
検出電圧を電流に一度変換して電流増幅を行うことにより、電圧増幅を行うよりも高精度に制御を行うことができる。

電圧電流変換部は、検出電圧に所定の基準電圧を加算してレベルシフトする電圧加算器と、一端に電圧加算器の出力電圧が印加され、他端に基準電圧が印加された変換抵抗と、を備え、変換抵抗を一端から他端に向かって流れる電流を第１検出電流とし、他端から一端に向かって流れる電流を第２検出電流とすることで、検出電圧を、固定電位との大小関係に対応させて第１、第２検出電流に変換してもよい。
検出抵抗に流れる駆動電流と回生電流は逆向きとなるため、検出抵抗の一端が接地されている場合、他端には流れる電流の向きに応じて正負の電圧が現れることになる。そこで、基準電圧を加算することによって正方向にレベルシフトし、基準電圧との差にもとづき、電流変換および増幅を行うことにより、回生電流が検出抵抗に流れるときに現れる負の電圧を、正の電圧として扱うことが可能となる。

逆に検出抵抗の一端が電源電圧に接続される場合には、基準電圧として負の値を加算してもよい。

電圧電流変換部は、非反転端子に電圧加算器の出力電圧が印加され、反転入力端子に出力端子が接続され、出力端子に変換抵抗の一端が接続された第１演算増幅器と、非反転端子に基準電圧が印加され、反転入力端子に出力端子が接続され、出力端子に変換抵抗の他端が接続された第２演算増幅器と、を含んでもよい。この第１、第２演算増幅器は、それぞれの出力端子から変換抵抗に流れ出る第１、第２検出電流に対応する電流を生成して出力するソース電流出力端子をそれぞれ備えてもよい。第１、第２演算増幅器のソース電流出力端子から出力される第１、第２検出電流に対応する電流を合成することにより、合成された電流は前記検出抵抗に現れる電圧の正負に関係なく、絶対値に対応する電流を生成することができる。

第１、第２演算増幅器はそれぞれ、出力段に設けられた増幅トランジスタと、増幅トランジスタと電源電位間に直列に接続され、増幅トランジスタに所定の基準電流を流す第１定電流源と、増幅トランジスタと接地電位間に設けられた第１トランジスタと、第１トランジスタと並列に設けられ、第１トランジスタに流れる電流に対応する電流を生成するカレントミラーを構成する第２トランジスタと、第２トランジスタと電源電位間に直列に設けられ、基準電流を生成する第２定電流源と、を含み、増幅トランジスタと第１定電流源の接続点を出力端子とし、第２トランジスタと第２定電流源との接続点をソース電流出力端子としてもよい。
演算増幅器の出力段をこのような構成とすることにより、出力端子から流れ出る電流を複製してソース電流出力端子から取り出すことができる。その結果、第１演算増幅器のソース電流出力端子からは、第１検出電流が出力され、第２演算増幅器のソース電流出力端子からは、第２検出電流が出力されることになり、この２つの電流を一の経路に流して合成すれば、正負の検出電圧を、電流として絶対値化することができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係るモータ駆動装置により、正確にモータを駆動することができる。

図１は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置１００の構成を示す回路図である。
モータ駆動装置１００は、スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４、電流検出回路１０、絶対値回路１２、ＰＷＭ制御回路１４、駆動回路１６を含む。

スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ＭＯＳＦＥＴであり、ゲート端子に印加される電圧に応じてスイッチング動作し、モータ２００に間欠的に駆動電圧を供給する。これらのスイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４はＨブリッジ回路を構成しており、各スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４には、それぞれに並列にフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が設けられている。スイッチングトランジスタＭ２、Ｍ３はオフしておき、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ４を同期してオンオフさせることにより、モータ２００の端子Ａには電源電圧Ｖｄｄが、端子Ｂには接地電圧に近い電圧が印加され、モータ２００をある方向に回転させることができる。

逆に、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ４はオフしておき、スイッチングトランジスタＭ２、Ｍ３を同期してオンオフさせる場合には、モータ２００は逆向きに回転することになる。

電流検出回路１０は、検出抵抗Ｒｄを含んでいる。検出抵抗Ｒｄは、スイッチングトランジスタＭ３、Ｍ４およびフライホイールダイオードＤ３、Ｄ４に接続されており、モータ２００に流れるモータ電流が検出電流Ｉｄとして流れるように構成されている。検出抵抗Ｒｄには、Ｒｄ×Ｉｄの電圧降下が発生し、この降下電圧を検出電圧Ｖｄとして出力する。

後述のように、スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４がオンする期間に、スイッチングトランジスタを介してモータ２００に流れる駆動電流は、検出抵抗Ｒｄを接地電位に向かって流れるのに対して、スイッチングトランジスタがオフする期間にフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４を介してモータに流れる回生電流は、検出抵抗Ｒｄを接地電位からモータに向かって流れることになる。したがって、検出抵抗Ｒｄに流れる検出電流Ｉｄの向きは、オン期間とオフ期間で逆向きとなるため、検出電圧Ｖｄはオン期間には正電圧となり、オフ期間には負電圧となる。

絶対値回路１２は、検出電圧Ｖｄの絶対値を絶対値検出電圧Ｖｘとして出力する回路である。絶対値回路１２の構成については図３を用いて後述する。

ＰＷＭ制御回路１４は、絶対値化された絶対値検出電圧ＶｘにもとづいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号を駆動回路１６に出力する。駆動回路１６は、ＰＷＭ信号をもとに、各スイッチングトランジスタＭ１からＭ４をオンオフ可能な電圧レベルをもつスイッチング信号を生成し、各スイッチングトランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート端子に印加する。

図２は、絶対値回路１２の構成を示す回路図である。この絶対値回路１２は、電圧加算器２０、第１演算増幅器２２、第２演算増幅器２４、トランジスタＱ２０、Ｑ２１、第１変換抵抗Ｒ１、第２変換抵抗Ｒ２を含む。

電圧加算器２０は、検出抵抗Ｒｄから出力される検出電圧Ｖｄに、基準電圧Ｖｒｅｆを電圧加算してレベルシフトする機能をもつ。電圧加算器２０は、第３演算増幅器３０、抵抗Ｒ１０、Ｒ１２、Ｒ１４、Ｒ１６を含む。第３演算増幅器３０の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１２が接続されており、それぞれの抵抗には、検出電圧Ｖｄおよび基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。第３演算増幅器３０の入力インピーダンスが十分に高いとき、出力端子に現れる電圧Ｖ１は、Ｖ１＝（Ｒ１０・Ｖｒｅｆ＋Ｒ１２・Ｖｄ）／（Ｒ１０＋Ｒ１２）×Ｒ１６／Ｒ１４で与えられる。以下では、説明の簡略化のため、Ｖ１＝Ｖｒｅｆ＋Ｖｄとなるように抵抗値が調節されているものとして説明する。

第１演算増幅器２２は、その出力端子が反転入力端子にそのまま帰還されるボルテージフォロアとなっており、その出力電圧Ｖ２は、非反転入力端子に印加された電圧と等しくなるため、Ｖ１＝Ｖ２が成り立つ。
同様に第２演算増幅器２４もボルテージフォロアを構成しており、その出力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが出力される。
第１演算増幅器２２および第２演算増幅器２４の出力端子は、それぞれ第１変換抵抗Ｒ１に接続されている。したがって、第１変換抵抗Ｒ１の一端には、Ｖｄ＋Ｖｒｅｆが印加され、他端には電圧Ｖｒｅｆが印加されることになる。

Ｖｄ＞０のとき、第１変換抵抗Ｒ１には、第１演算増幅器２２から第２演算増幅器２４に向かって検出電圧Ｖｄに比例した第１検出電流Ｉｄ＝Ｖｄ／Ｒ１が流れる。逆に、Ｖｄ＜０のとき、第１変換抵抗Ｒ１には、第２演算増幅器２４から第１演算増幅器２２に向かって検出電圧Ｖｄに比例した第２検出電流Ｉｄ＝Ｖｄ／Ｒ１が流れる。
第１演算増幅器２２、第２演算増幅器２４はいずれも、出力端子から第１変換抵抗Ｒ１に向かって流れ出るソース電流に対応した電流Ｉｒ１、Ｉｒ２を出力するソース電流出力端子２０２、２０４を備えている。

第１演算増幅器２２および第２演算増幅器２４から第１変換抵抗Ｒ１に流れ出るソース電流に比例した電流Ｉｒ１、Ｉｒ２は、合成されてトランジスタＱ２０に流れ込む。このトランジスタＱ２０に流れる電流は、検出電圧Ｖｄに比例した電流であって、同一方向に流れるため、検出電圧Ｖｄを絶対値化して電流に変換したものと考えることができる。

トランジスタＱ２０とトランジスタＱ２１は、カレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ２１には、電流Ｉｒ３＝Ｉｒ１＋Ｉｒ２が流れることになる。以下説明を簡略化するため、トランジスタＱ２０、Ｑ２１のミラー比を１：１とし、トランジスタの電流増幅率ｈｆｅが十分に大きく、ベース電流がコレクタ電流に比べて無視できると仮定する。

いま、電流の向きを考えず、その大きさのみを考えると、Ｉｒ１＝Ｖｄ／Ｒ１＝Ｉｄ×Ｒｄ／Ｒ１であり、同様にＩｒ２＝Ｖｄ／Ｒ１＝Ｉｄ×Ｒｄ／Ｒ１が成り立っている。後述するように、Ｉｒ１とＩｒ２はいずれか一方のみが出力されるため、トランジスタＱ２１に流れる電流Ｉｒ３は、検出電流Ｉｄの絶対値｜Ｉｄ｜に定数Ｒｄ／Ｒ１を乗じた電流となる。

トランジスタＱ２１と、基準電圧Ｖｒｅｆ間には、第２変換抵抗Ｒ２が接続されている。この第２変換抵抗Ｒ２には、電流Ｉｒ３による電圧降下が発生するため、絶対値回路１２の出力端子２０６には、Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ２×Ｉｒ３＝Ｖｒｅｆ−｜Ｉｄ｜×Ｒｄ／Ｒ１×Ｒ２の電圧が現れる。

このように構成された絶対値回路１２においては、入力された検出電圧Ｖｄを電圧加算器２０によりレベルシフトし、第１変換抵抗Ｒ１によって電流に変換し、この電流を合成して絶対値化して、再度第２変換抵抗Ｒ２によって電流電圧変換が行われる。

図３は、ソース電流出力端子２０２を備える第１演算増幅器２２の構成を示す回路図である。第１演算増幅器２２は、差動入力段２１０、定電流源２１２、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２、増幅トランジスタＱ３、トランジスタＱ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、ダイオード６０を含む。また、この第１演算増幅器２２は、端子として反転入力端子２０８ａ、非反転入力端子２０８ｂ、出力端子２０１に加えて、ソース電流出力端子２０２を備える。

反転入力端子２０８ａと、非反転入力端子２０８ｂは、差動入力段２１０に接続されている。差動入力段２１０は、２つの入力信号を差動増幅して増幅トランジスタＱ３に出力する。
増幅トランジスタＱ３のコレクタ端子には、トランジスタＱ１１が接続されている。このトランジスタＱ１１は、トランジスタＱ１０、Ｑ１２とカレントミラー回路を構成しており、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２には、ほぼ等しい電流が流れる。トランジスタＱ１０のコレクタ端子には、定電流源２１２が接続されており、トランジスタＱ１０、Ｑ１１、Ｑ１２には、定電流源２１２により生成される基準電流Ｉｒｅｆが流れるため、トランジスタＱ１１を第１定電流源、トランジスタＱ１２を第２定電流源とよぶ。

増幅トランジスタＱ３と第１定電流源Ｑ１１の接続点は、第１演算増幅器２２の出力端子２０１となっている。いま、第１変換抵抗Ｒ１に、第１検出電流Ｉｒ１が流れるとき、増幅トランジスタＱ３には、コレクタ電流としてＩｒｅｆ−Ｉｒ１の電流が流れ、第１トランジスタＱ１に流れ込む。その結果、第１トランジスタＱ１とカレントミラー回路を構成する第２トランジスタＱ２にも電流Ｉｒｅｆ−Ｉｒ１が流れる。第２トランジスタＱ２のコレクタ端子は第２定電流源Ｑ１２に接続されており、定電流Ｉｒｅｆが供給される。したがって、ソース電流出力端子２０２からは、Ｉｒｅｆ−（Ｉｒｅｆ−Ｉｒ１）＝Ｉｒ１が出力される。このＩｒ１は、出力端子２０１から流れ出るソース電流に他ならないから、ソース電流出力端子２０２からは、第１演算増幅器２２のソース電流に対応する電流を出力することができる。

第２演算増幅器２４も、第１演算増幅器２２と同様の構成とされ、ソース電流出力端子２０４が設けられている。

なお、第１演算増幅器２２において、出力端子２０１からシンク電流が内部に流れ込む場合においては、逆流防止用のダイオード６０によって、ソース電流出力端子２０２を介しての電流の出入りはなくなる。その結果、図２のトランジスタＱ２０には、第１検出電流Ｉｒ１もしくは第２検出電流Ｉｒ２のいずれかのみが流れることになるため、２つの検出電流を合成することができる。

以上のように構成されたモータ駆動装置１００の動作について図４をもとに説明する。図４は、モータ駆動装置１００の各部における電圧、電流の時間波形を示す。

モータ２００は、等価回路的にはインダクタと抵抗により表現することができる。いまモータの端子Ａに端子Ｂより高い電圧を印加すると、モータ２００内のインダクタには、端子Ａから端子Ｂに向かってモータ電流が流れることになる。
ここで、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ３は、ＰＷＭ信号Ｖｐｗｍにもとづきオンオフを繰り返しており、オン期間においては、電源端子ＶｄｄからスイッチングトランジスタＭ１、モータ２００、第４トランジスタＭ４、検出抵抗Ｒｄの経路で駆動電流が流れる。この際にモータ２００のインダクタには、それまで流れていた駆動電流によって電流の２乗するエネルギが蓄えられている。

次にＰＷＭ信号がオフ期間となると、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ４はオフする。ところが、インダクタに蓄えられたエネルギはすぐには消散しないため、逆起電力が発生し、端子Ａ、Ｂ間には電圧が印加されていないにもかかわらず、上述の駆動電流と同一方向、すなわちＡからＢに向かって電流が流れようとする。この電流は、回生電流とよばれ、接地電位から検出抵抗Ｒｄ、フライホイールダイオードＤ３、Ｄ２を介して供給される。

したがって、オン期間にモータ２００に流れる駆動電流は、モータ２００から検出抵抗Ｒｄを介して接地電位に向かって流れ、オフ期間にモータ２００に流れる回生電流は、接地電位から検出抵抗Ｒｄを介してモータに向かって流れる。その結果、図４に示すように、検出抵抗Ｒｄに現れる検出電圧Ｖｄは、駆動電流が流れるオン期間においては、正の値を、回生電流が流れるオフ期間においては負の値をとることになる。図４において、検出電圧Ｖｄと検出電流Ｉｄは同一波形として示している。

図４の電圧Ｖ１は、電圧加算器２０の出力電圧であり、検出電圧Ｖｄに基準電圧Ｖｒｅｆが加算されて正方向にシフトされている。

ＰＷＭ信号がオン期間においては、Ｖ１＞Ｖｒｅｆであるため、図２の絶対値回路１２において、第１変換抵抗Ｒ１には、右向きに第１検出電流Ｉｒ１が流れることになる。逆にＰＷＭ信号がオフ期間には、Ｖ１＜Ｖｒｅｆであるため、第１変換抵抗Ｒ１には、左向きに第２検出電流Ｉｒ２が流れることになる。
第１、第２検出電流Ｉｒ１、Ｉｒ２は、トランジスタＱ２０において合成され、トランジスタＱ２１に流れる電流Ｉｒ３は、検出電流Ｉｄを絶対値化した電流に相当する。

電流Ｉｒ３は、第２変換抵抗Ｒ２によって電圧に変換され、絶対値電圧Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ−Ｉｒ３×Ｒ２として出力される。電流Ｉｒ３＝｜Ｉｄ｜×Ｒｄ／Ｒ１であり、絶対値回路１２の出力である絶対値検出電圧Ｖｘは、Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ−｜Ｉｄ｜×Ｒｄ／Ｒ１×Ｒ２と表すことができる。したがって、絶対値回路１２における電圧利得ΔＶｄ／ΔＶｘは、Ｒ２／Ｒ１で与えられることになる。

なお、絶対値回路１２から出力される絶対値検出電圧Ｖｘは、Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ−｜Ｉｄ｜×Ｒｄ／Ｒ１×Ｒ２＝Ｖｒｅｆ−｜Ｖｄ｜／Ｒ１×Ｒ２であるため、検出電圧Ｖｄ、あるいは検出電流Ｉｄを絶対値化した信号とはなっていない点に留意する必要がある。実質的に検出電流Ｉｄを絶対値化した信号は、第２変換抵抗Ｒ２での降下電圧に相当し、Ｖｒｅｆ−Ｖｘで与えられる電圧である。したがって、絶対値検出電圧ＶｘからＰＷＭ信号を生成するには、以下のようにＰＷＭ制御回路１４を構成すればよい。

図５は、ＰＷＭ制御回路１４の構成を示す回路図である。ＰＷＭ制御回路１４は、演算増幅器４２、４４、電圧比較器４６、発振器４０を含む。

演算増幅器４２は、モータ２００の駆動を制御する制御信号Ｖｃｏｎｔと絶対値検出電圧Ｖｘを電圧加算する加算器を構成する。演算増幅器４２の非反転入力端子には制御信号Ｖｃｏｎｔおよび絶対値検出電圧Ｖｘがそれぞれ抵抗Ｒ２２およびＲ２０を介して入力されている。いま、Ｒ２０＝Ｒ２２＝Ｒ２４＝Ｒ２６ととれば、演算増幅器４２の出力端子には、Ｖｙ＝Ｖｃｏｎｔ＋Ｖｘが現れる。

演算増幅器４２の出力電圧Ｖｙは、後段の演算増幅器４４の反転入力端子に印加されている。演算増幅器４４の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。その結果、
この演算増幅器４４によって、電圧ＶｒｅｆとＶｙの誤差電圧が増幅されて電圧比較器４６へと出力される。この演算増幅器４４において、非反転入力端子および反転入力端子の電圧が等しくなるようにその出力電圧Ｖｚが調節され、帰還により絶対値検出電圧Ｖｘ、ひいてはＶｙが調節されることになる。

非反転入力端子と反転入力端子には、それぞれＶｒｅｆおよびＶｙが入力されているから、結局、演算増幅器４４によってＶｙ＝Ｖｒｅｆとなるように帰還がかけられる。Ｖｙ＝Ｖｃｏｎｔ＋Ｖｘであり、Ｖｘ＝Ｖｒｅｆ−｜Ｖｄ｜／Ｒ１×Ｒ２が成り立っているから、演算増幅器４４の出力電圧Ｖｚは、Ｖｃｏｎｔ＝｜Ｖｄ｜／Ｒ１×Ｒ２が成り立つように調節されることになる。

電圧比較器４６において、演算増幅器４４の出力電圧Ｖｚと、発振器４０から出力される三角波電圧Ｖｏｓｃが比較され、Ｖｚ＞Ｖｏｓｃのときハイレベルが、Ｖｚ＜Ｖｏｓｃのときローレベルが出力される。すなわち、電圧比較器４６によって、電圧ＶｚとＶｏｓｃの大小関係に応じてオン期間、オフ期間の変化するパルス幅変調信号Ｖｐｗｍが生成される。

パルス幅変調信号Ｖｐｗｍのオン期間は、モータ２００に駆動電圧が印加される期間に他ならず、パルス幅変調信号Ｖｐｗｍのオン期間は、Ｖｃｏｎｔ＝｜Ｖｄ｜／Ｒ１×Ｒ２となるように帰還制御され、かつ｜Ｖｄ｜=｜Ｉｄ｜×Ｒｄであるから、モータ２００は、モータ電流ＩｄがＩｄ＝Ｖｃｏｎｔ／Ｒｄ×Ｒ１／Ｒ２を満たすように制御され、所望の回転に制御されることになる。

以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置１００によれば、検出電圧Ｖｄを絶対値化することにより、モータ２００に回生電流が流れて検出電圧Ｖｄが負電圧となる期間においても、帰還制御を行うことが可能となり、駆動電流のみを検出して間欠的にＰＷＭ制御を行う場合に比べて、より正確なモータ駆動を行うことが可能となる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態においては、Ｈブリッジ回路によって直流モータを駆動する場合について説明したが、本発明は、３相モータ、６相モータなど他のモータを駆動制御する場合にも適用することが可能である。この場合、スイッチングトランジスタおよびフライホイールダイオードをそれぞれの駆動形式に適した配置とすればよい。

図２の絶対値回路１２においては、電流Ｉｒ３を第２変換抵抗Ｒ２に流すことによって絶対値検出電圧Ｖｘを生成したが以下のような構成としてもよい。トランジスタＱ２１のコレクタ端子には、第２変換抵抗Ｒ２を接続せず、代わりに電源電圧に接続したｐｎｐ型トランジスタ（ＦＥＴであればＰ型トランジスタ）で構成するカレントミラー回路を接続し、電流Ｉｒ３を再度コピーした後、カレントミラー回路を構成するトランジスタ対のうち、トランジスタＱ２１と接続されていないトランジスタのコレクタ端子と接地電位の間に第２変換抵抗Ｒ２を接続する。このような構成とした場合、第２変換抵抗Ｒ２の一端には、Ｖｘ＝Ｉｒ３×Ｒ２という値が現れることになり、検出電流Ｉｄを絶対値化した信号を直接扱うことが可能となる。また、絶対値回路は、公知の絶対値回路を用いてもよい。

図５のＰＷＭ制御回路１４における、絶対値検出電圧Ｖｘ、基準電圧Ｖｒｅｆ、制御信号Ｖｃｏｎｔの演算、比較の順序はさまざまな変形例が考えられるが、Ｖｃｏｎｔ＋Ｖｘ＝ＶｒｅｆとなるようにＰＷＭ信号Ｖｐｗｍを生成する形式であればよい。

また、本実施の形態においては、図３において第１演算増幅器２２の回路構成をバイポーラトランジスタの場合について説明したが、ＭＯＳＦＥＴなど他のトランジスタによっても同様の機能を持つ回路を構成することができる。これらの選択は、回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。

本実施の形態において、モータ駆動装置１００を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置の構成を示す回路図である。 絶対値回路の構成を示す回路図である。 ソース電流出力端子を備える第１演算増幅器の構成を示す回路図である。 モータ駆動装置の各部における電圧、電流の時間波形を示す図である。 ＰＷＭ制御回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｍ スイッチングトランジスタ、 Ｄ フライホイールダイオード、 １０ 電流検出回路、 １２ 絶対値回路、 １４ ＰＷＭ制御回路、 １６ 駆動回路、 ２０ 電圧加算器、 ２２ 第１演算増幅器、 ２４ 第２演算増幅器、 ３０ 第３演算増幅器、 １００ モータ駆動装置、 ２００ モータ、 ２０２ ソース電流出力端子。

Claims (6)

1. 駆動対象であるモータに流れる電流を電圧に変換する一端の電位が固定された変換抵抗と、
   前記変換抵抗の他端に現れる検出電圧にもとづき前記モータを駆動する駆動回路と、
   を備え、前記駆動回路は、前記検出電圧の絶対値にもとづいてモータの駆動を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 駆動対象であるモータに、駆動電圧を供給するためのスイッチングトランジスタと、
   前記スイッチングトランジスタと並列に設けられたフライホイールダイオードと、
   前記スイッチングトランジスタをオンオフするためのパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調駆動回路と、
   前記スイッチングトランジスタまたは前記フライホイールダイオードを介して前記モータに流れる電流を一端が固定電位に接続された検出抵抗に流すことにより、前記検出抵抗の他端に現れる電圧を検出電圧として出力する電流検出回路と、
   前記検出電圧の絶対値を出力する絶対値回路と、
   を備え、前記パルス幅変調駆動回路は、前記絶対値回路の出力信号と、前記モータの駆動を制御する制御信号とを比較し、その電圧の大小関係に応じてパルス幅変調信号のオン期間を調節することを特徴とするモータ駆動装置。
3. 前記絶対値回路は、電圧電流変換部と、電流電圧変換部と、を備え、
   前記電圧電流変換部は、前記検出電圧が前記固定電位よりも高いときにはその差に比例する第１検出電流に変換し、前記検出電流が前記固定電位よりも低いときにはその差に比例する第２検出電流に変換し、２つの検出電流を合成して出力し、
   前記電流電圧変換部は、前記電圧電流変換部によって合成された電流を再び電圧に変換して前記検出電圧の絶対値を出力することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記電圧電流変換部は、
   前記検出電圧に所定の基準電圧を加算してレベルシフトする電圧加算器と、
   一端に前記電圧加算器の出力電圧が印加され、他端に前記基準電圧が印加された変換抵抗と、
   を備え、前記変換抵抗を前記一端から前記他端に向かって流れる電流を前記第１検出電流とし、前記他端から前記一端に向かって流れる電流を前記第２検出電流とすることで、前記検出電圧を、前記固定電位との大小関係に対応させて前記第１、第２検出電流に変換することを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記電圧電流変換部は、
   非反転端子に前記電圧加算器の出力電圧が印加され、反転入力端子に出力端子が接続され、出力端子に前記変換抵抗の一端が接続された第１演算増幅器と、
   非反転端子に前記基準電圧が印加され、反転入力端子に出力端子が接続され、出力端子に前記変換抵抗の他端が接続された第２演算増幅器と、
   を含み、前記第１、第２演算増幅器は、それぞれの出力端子から前記変換抵抗に流れ出る前記第１、第２検出電流に対応する電流を生成して出力するソース電流出力端子をそれぞれ備え、
   前記第１、第２検出電流の合成を、前記第１、第２演算増幅器のソース電流出力端子から出力される電流を合成することによって行うことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記第１、第２演算増幅器はそれぞれ、
   出力段に設けられた増幅トランジスタと、
   前記増幅トランジスタと電源電位間に直列に接続され、前記増幅トランジスタに所定の基準電流を流す第１定電流源と、
   前記増幅トランジスタと接地電位間に設けられた第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタと並列に設けられ、前記第１トランジスタに流れる電流に対応する電流を生成するカレントミラーを構成する第２トランジスタと、
   前記第２トランジスタと前記電源電位間に直列に設けられ、前記基準電流を生成する第２定電流源と、
   を含み、前記増幅トランジスタと前記第１定電流源の接続点を前記出力端子とし、前記第２トランジスタと前記第２定電流源との接続点を前記ソース電流出力端子としたことを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動装置。

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