JPH07163177A - モータ制御装置とモータ制御方法 - Google Patents
モータ制御装置とモータ制御方法Info
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- JPH07163177A JPH07163177A JP5299949A JP29994993A JPH07163177A JP H07163177 A JPH07163177 A JP H07163177A JP 5299949 A JP5299949 A JP 5299949A JP 29994993 A JP29994993 A JP 29994993A JP H07163177 A JPH07163177 A JP H07163177A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/40—Regulating or controlling the amount of current drawn or delivered by the motor for controlling the mechanical load
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/40—Testing power supplies
- G01R31/42—AC power supplies
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は電流制御方式のモータ制御にお
いて、電圧損失に伴うドライブ電流の減少を防止して、
結果的にモータの駆動トルクの減少を抑制できる高効率
のモータ制御を実現することにある。 【構成】TOP側ドライブFET1aと電流制御FET
1bとからなるドライブ電流回路と並列に、TOP側ミ
ラーFET2aと電流検出用抵抗10aを有するカレン
トミラー回路が設けられている。カレントミラー回路は
ドライブ電流DIの1/Nのミラー電流MIを発生す
る。このミラー電流MIは電流検出用抵抗10aにより
検出される。相切替電流制御回路5は検出されたミラー
電流値に基づいて電流制御FET1bのゲート電圧を制
御し、モータ13に供給すべきドライブ電流DIを制御
する。
いて、電圧損失に伴うドライブ電流の減少を防止して、
結果的にモータの駆動トルクの減少を抑制できる高効率
のモータ制御を実現することにある。 【構成】TOP側ドライブFET1aと電流制御FET
1bとからなるドライブ電流回路と並列に、TOP側ミ
ラーFET2aと電流検出用抵抗10aを有するカレン
トミラー回路が設けられている。カレントミラー回路は
ドライブ電流DIの1/Nのミラー電流MIを発生す
る。このミラー電流MIは電流検出用抵抗10aにより
検出される。相切替電流制御回路5は検出されたミラー
電流値に基づいて電流制御FET1bのゲート電圧を制
御し、モータ13に供給すべきドライブ電流DIを制御
する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばハードディスク
装置に使用されているスピンドルモータを駆動制御する
ためのモータ制御装置に関する。
装置に使用されているスピンドルモータを駆動制御する
ためのモータ制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、例えばハードディスク装置(HD
D)には、ディスクを高速回転させるためのスピンドル
モータが設けられている。このようなモータの駆動制御
(回転制御)は電流制御方式のモータ制御装置によりな
されている。
D)には、ディスクを高速回転させるためのスピンドル
モータが設けられている。このようなモータの駆動制御
(回転制御)は電流制御方式のモータ制御装置によりな
されている。
【0003】電流制御方式のモータ制御装置は通常で
は、図6に示すように、電流制御回路10、相切替信号
生成回路11およびドライバ回路12からなる。ドライ
バ回路12は、例えば三相モータ13の各相コイル13
a〜13cに流す電流方向を、相切替信号生成回路11
からの相切替信号に従って切替える。ドライバ回路12
は具体的には、図7(A)に示すように、MOS型電界
効果トランジスタ(MOS−FET)12a〜12fを
有するHブリッジ型回路であり、電流制御回路10を電
流源としてドライブ電流を各相コイル13a〜13cに
供給する。
は、図6に示すように、電流制御回路10、相切替信号
生成回路11およびドライバ回路12からなる。ドライ
バ回路12は、例えば三相モータ13の各相コイル13
a〜13cに流す電流方向を、相切替信号生成回路11
からの相切替信号に従って切替える。ドライバ回路12
は具体的には、図7(A)に示すように、MOS型電界
効果トランジスタ(MOS−FET)12a〜12fを
有するHブリッジ型回路であり、電流制御回路10を電
流源としてドライブ電流を各相コイル13a〜13cに
供給する。
【0004】このドライバ回路12により、相コイル1
3aから相コイル13bにドライブ電流を流す場合を簡
易的に示した回路図を図7(B)に示す。図7(B)に
示すように、相コイル13aと相コイル13bを直列接
続することにより構成される直列回路において、合成抵
抗を負荷抵抗23と仮定する。すると、ドライブ電流が
電流制御回路10からTOP側FET12a及び負荷抵
抗23(換言すれば、相コイル13aと相コイル13
b)を介して、BOTTOM側FET12bに流れる直
列回路が形成されることになる。
3aから相コイル13bにドライブ電流を流す場合を簡
易的に示した回路図を図7(B)に示す。図7(B)に
示すように、相コイル13aと相コイル13bを直列接
続することにより構成される直列回路において、合成抵
抗を負荷抵抗23と仮定する。すると、ドライブ電流が
電流制御回路10からTOP側FET12a及び負荷抵
抗23(換言すれば、相コイル13aと相コイル13
b)を介して、BOTTOM側FET12bに流れる直
列回路が形成されることになる。
【0005】電流制御回路10は、図6に示すように、
電流検出用抵抗10a、電流制御用トランジスタ10b
およびオペアンプ10cを有する。オペアンプ10c
は、電流検出用抵抗10aにより検出されるドライブ電
流値(検出電圧)と電流制御信号(目標電流値)とを比
較し、両者の電流値の誤差に相当するベース電圧を電流
制御用トランジスタ10bに出力する。このオペアンプ
10cにより、電流制御用トランジスタ10bは動作制
御されて、ドライバ回路12に供給するドライブ電流を
制御する。
電流検出用抵抗10a、電流制御用トランジスタ10b
およびオペアンプ10cを有する。オペアンプ10c
は、電流検出用抵抗10aにより検出されるドライブ電
流値(検出電圧)と電流制御信号(目標電流値)とを比
較し、両者の電流値の誤差に相当するベース電圧を電流
制御用トランジスタ10bに出力する。このオペアンプ
10cにより、電流制御用トランジスタ10bは動作制
御されて、ドライバ回路12に供給するドライブ電流を
制御する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】従来、例えばHDDの
スピンドルモータのモータ制御装置としては、Hブリッ
ジ型ドライバ回路12を有する電流制御方式の装置が使
用されている。このモータ制御装置には以下のような問
題点がある。即ち、電流検出用抵抗10aがドライバ回
路12(モータ13)に対して直列に配置されているた
め、電流検出に伴う電圧損失が発生する。また、ドライ
バ回路12の他に、電流制御用トランジスタ10bが設
けられているため、このトランジスタ10bでのVCE
飽和電圧の電圧損失も発生する。
スピンドルモータのモータ制御装置としては、Hブリッ
ジ型ドライバ回路12を有する電流制御方式の装置が使
用されている。このモータ制御装置には以下のような問
題点がある。即ち、電流検出用抵抗10aがドライバ回
路12(モータ13)に対して直列に配置されているた
め、電流検出に伴う電圧損失が発生する。また、ドライ
バ回路12の他に、電流制御用トランジスタ10bが設
けられているため、このトランジスタ10bでのVCE
飽和電圧の電圧損失も発生する。
【0007】よって、大きなドライブ電流が必要となる
スピンドルモータの起動時には、大きな電圧損失が発生
し、このためにスピンドルモータの起動トルクが減少し
てしまう。具体的には、図6に示す回路において、電源
電圧を5V、電流検出用抵抗10aを0.5オーム、V
CE飽和電圧を0.3V、ドライバ回路12のオン抵抗
を1.0オ−ム、モータ13の直流抵抗を5.0オーム
と仮定する。このような定数のとき、モータ13に流す
ことのできるドライブ電流の最大値Iは723mAとな
る。
スピンドルモータの起動時には、大きな電圧損失が発生
し、このためにスピンドルモータの起動トルクが減少し
てしまう。具体的には、図6に示す回路において、電源
電圧を5V、電流検出用抵抗10aを0.5オーム、V
CE飽和電圧を0.3V、ドライバ回路12のオン抵抗
を1.0オ−ム、モータ13の直流抵抗を5.0オーム
と仮定する。このような定数のとき、モータ13に流す
ことのできるドライブ電流の最大値Iは723mAとな
る。
【0008】しかし、図6において、電源電圧を3.3
Vとし、その他の定数を前記具体例と同一条件とした場
合、ドライブ電流の最大値Iは461mAとなり、電源
電圧が5Vの場合に比べて、最大電流値が約36%低下
することになる。これにより、起動トルクが減少するこ
とになる。従って、低電圧でスピンドルモータを起動す
る場合には、よりドライブ効率の良い制御方法が必要と
なる。本発明の目的は、スピンドルモータ等のモータに
流す起動電流を増大させて、起動トルクを増大させるこ
とができるモータ制御装置を提供することにある。
Vとし、その他の定数を前記具体例と同一条件とした場
合、ドライブ電流の最大値Iは461mAとなり、電源
電圧が5Vの場合に比べて、最大電流値が約36%低下
することになる。これにより、起動トルクが減少するこ
とになる。従って、低電圧でスピンドルモータを起動す
る場合には、よりドライブ効率の良い制御方法が必要と
なる。本発明の目的は、スピンドルモータ等のモータに
流す起動電流を増大させて、起動トルクを増大させるこ
とができるモータ制御装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明は、電流制御トラ
ンジスタを有し、所定のドライブ電流をモータの相コイ
ルに供給するためのドライブ電流回路手段、カレントミ
ラー回路手段、ミラー電流を検出するための電流検出手
段およびドライブ電流を制御する電流制御手段を備えた
モータ制御装置である。
ンジスタを有し、所定のドライブ電流をモータの相コイ
ルに供給するためのドライブ電流回路手段、カレントミ
ラー回路手段、ミラー電流を検出するための電流検出手
段およびドライブ電流を制御する電流制御手段を備えた
モータ制御装置である。
【0010】
【作用】本発明では、ドライブ電流回路手段とは別にカ
レントミラー回路手段が設けられている。カレントミラ
ー回路手段は、ドライブ電流回路手段のドライブ電流の
所定比率のミラー電流を発生する。電流検出手段はミラ
ー電流を電流制御用として検出する。電流制御手段は、
検出されたミラー電流に基づいて電流制御トランジスタ
の動作を制御し、モータに供給すべきドライブ電流量を
制御する。
レントミラー回路手段が設けられている。カレントミラ
ー回路手段は、ドライブ電流回路手段のドライブ電流の
所定比率のミラー電流を発生する。電流検出手段はミラ
ー電流を電流制御用として検出する。電流制御手段は、
検出されたミラー電流に基づいて電流制御トランジスタ
の動作を制御し、モータに供給すべきドライブ電流量を
制御する。
【0011】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。図1は本発明の第1の実施例に係わるモータ制御装
置の基本ユニットの構成を示す回路図、図2は第1の実
施例に係わるモータ制御装置を三相モータの制御に適用
した場合のブロック図、図3は本発明の第2の実施例に
係わるモータ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路
図である。
る。図1は本発明の第1の実施例に係わるモータ制御装
置の基本ユニットの構成を示す回路図、図2は第1の実
施例に係わるモータ制御装置を三相モータの制御に適用
した場合のブロック図、図3は本発明の第2の実施例に
係わるモータ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路
図である。
【0012】第1の実施例に係わるモータ制御装置の基
本ユニットは、図1に示すように、MOS型電界効果ト
ランジスタ(MOS−FET)1a,1bとモータ13
の励磁相コイルに相当する負荷抵抗3とが直列接続した
ドライブ電流回路を有する。さらに、およびMOS−F
ET2a,2bと電流検出用抵抗10aとが直列接続し
たカレントミラー回路を有する。
本ユニットは、図1に示すように、MOS型電界効果ト
ランジスタ(MOS−FET)1a,1bとモータ13
の励磁相コイルに相当する負荷抵抗3とが直列接続した
ドライブ電流回路を有する。さらに、およびMOS−F
ET2a,2bと電流検出用抵抗10aとが直列接続し
たカレントミラー回路を有する。
【0013】ここで、便宜的にMOS−FET1aをT
OP側ドライブFETと称し、MOS−FET2aをT
OP側ミラーFETと称する。また、MOS−FET1
bを電流制御FETと称し、MOS−FET2bを電圧
制御FETと称する。
OP側ドライブFETと称し、MOS−FET2aをT
OP側ミラーFETと称する。また、MOS−FET1
bを電流制御FETと称し、MOS−FET2bを電圧
制御FETと称する。
【0014】ドライブ電流回路とカレントミラー回路と
は並列に設けられている。TOP側ドライブFET1a
とTOP側ミラーFET2aは、各ゲートが接続され
て、相切替信号PSに従ってスイッチ制御動作を行な
う。TOP側ドライブFET1aは、ドライブ電流DI
の供給のスイッチ制御動作を行なう。TOP側ミラーF
ET2aは、TOP側ドライブFET1aに対して構成
セル比が1:Nに形成されて、カレントミラー回路を構
成する。
は並列に設けられている。TOP側ドライブFET1a
とTOP側ミラーFET2aは、各ゲートが接続され
て、相切替信号PSに従ってスイッチ制御動作を行な
う。TOP側ドライブFET1aは、ドライブ電流DI
の供給のスイッチ制御動作を行なう。TOP側ミラーF
ET2aは、TOP側ドライブFET1aに対して構成
セル比が1:Nに形成されて、カレントミラー回路を構
成する。
【0015】即ち、TOP側ミラーFET2aは、ドラ
イブ電流の所定比率(1/N倍)のミラー電流MIを発
生するためのトランジスタである。相切替信号PSは、
図4に示すように、例えば三相モータ13の各相コイル
13a〜13cに流す電流方向を切替えるための相切替
信号生成回路11から出力される。
イブ電流の所定比率(1/N倍)のミラー電流MIを発
生するためのトランジスタである。相切替信号PSは、
図4に示すように、例えば三相モータ13の各相コイル
13a〜13cに流す電流方向を切替えるための相切替
信号生成回路11から出力される。
【0016】電流制御FET1bは、相切替電流制御回
路5によりゲート電圧を制御されて、モータ13に供給
するドライブ電流DIの電流制御とスイッチ制御を行な
う。電圧制御FET2bは、オペアンプ4によりゲート
電圧制御されて、TOP側ミラーFET2aとTOP側
ドライブFET1aのそれぞれのソース・ドレイン間の
電圧が等しくなるように制御するためのトランジスタで
ある。オペアンプ4は、TOP側ドライブFET1aと
TOP側ミラーFET2aのそれぞれのソース・ドレイ
ン間の電圧が等しくなるように制御する。
路5によりゲート電圧を制御されて、モータ13に供給
するドライブ電流DIの電流制御とスイッチ制御を行な
う。電圧制御FET2bは、オペアンプ4によりゲート
電圧制御されて、TOP側ミラーFET2aとTOP側
ドライブFET1aのそれぞれのソース・ドレイン間の
電圧が等しくなるように制御するためのトランジスタで
ある。オペアンプ4は、TOP側ドライブFET1aと
TOP側ミラーFET2aのそれぞれのソース・ドレイ
ン間の電圧が等しくなるように制御する。
【0017】このTOP側ドライブFET1aとTOP
側ミラーFET2aのそれぞれのソース・ドレイン間電
圧を等しくすることにより、前記カレントミラー回路が
精度良く動作する。即ち、ドライブ電流DIに対して、
設定されたミラー比率に精度良く比例した電流をミラー
電流MIとして流すことができる。
側ミラーFET2aのそれぞれのソース・ドレイン間電
圧を等しくすることにより、前記カレントミラー回路が
精度良く動作する。即ち、ドライブ電流DIに対して、
設定されたミラー比率に精度良く比例した電流をミラー
電流MIとして流すことができる。
【0018】電流検出用抵抗10aは、ミラー電流MI
を検出するための抵抗であり、ミラー電流MIに相当す
る検出電圧を相切替電流制御回路5に供給する。相切替
電流制御回路5は、検出されたミラー電流MIと電流制
御信号(目標電流値)CSとを比較し、両者の電流値の
誤差に相当するゲート電圧を電流制御FET1bに出力
して、電流制御FET1bのオン抵抗の値を制御してド
ライブ電流DIの制御を行なう。
を検出するための抵抗であり、ミラー電流MIに相当す
る検出電圧を相切替電流制御回路5に供給する。相切替
電流制御回路5は、検出されたミラー電流MIと電流制
御信号(目標電流値)CSとを比較し、両者の電流値の
誤差に相当するゲート電圧を電流制御FET1bに出力
して、電流制御FET1bのオン抵抗の値を制御してド
ライブ電流DIの制御を行なう。
【0019】同実施例に係わるモータ制御装置を三相モ
ータの制御に適用する場合には、図2に示すように、図
1に示す基本ユニットを3ユニット分用意して、制御対
象であるモータ13の各相コイル13a〜13cのドラ
イブ電流を制御する。ここで、基本ユニットである各ユ
ニット1〜3において、各負荷抵抗3の両端子をA,B
と仮定する。モータ13の相コイル13a,13bは、
ユニット1の端子Aとユニット2の端子Bとの間に直列
接続されている。同様に、相コイル13a,13cは、
ユニット3の端子Aとユニット1の端子Bとの間に直列
接続されている。また、相コイル13b,13cは、ユ
ニット2の端子Aとユニット3の端子Bとの間に直列接
続されている。
ータの制御に適用する場合には、図2に示すように、図
1に示す基本ユニットを3ユニット分用意して、制御対
象であるモータ13の各相コイル13a〜13cのドラ
イブ電流を制御する。ここで、基本ユニットである各ユ
ニット1〜3において、各負荷抵抗3の両端子をA,B
と仮定する。モータ13の相コイル13a,13bは、
ユニット1の端子Aとユニット2の端子Bとの間に直列
接続されている。同様に、相コイル13a,13cは、
ユニット3の端子Aとユニット1の端子Bとの間に直列
接続されている。また、相コイル13b,13cは、ユ
ニット2の端子Aとユニット3の端子Bとの間に直列接
続されている。
【0020】次に、同実施例の動作を図1を参照して説
明する。図1に示す基本ユニットは、いわばVSS側で
電流検出用抵抗10aにより電流検出を行なう方式であ
り、TOP側ドライブFET1aと電流制御FET1b
とによりH型ブリッジを構成したドライブ電流回路を有
する。
明する。図1に示す基本ユニットは、いわばVSS側で
電流検出用抵抗10aにより電流検出を行なう方式であ
り、TOP側ドライブFET1aと電流制御FET1b
とによりH型ブリッジを構成したドライブ電流回路を有
する。
【0021】電流制御FET1bは、相切替電流制御回
路5のゲート電圧制御により、ドライブ電流DIの制御
とスイッチ制御の両方を実行する。即ち、電流制御FE
T1bは、モータ13にドライブ電流を供給するための
電流源と供給のスイッチの両機能を有している。相切替
電流制御回路5は、電流検出用抵抗10aにより検出さ
れたミラー電流MIと電流制御信号(目標電流値)CS
とを比較し、両者の電流値の誤差に相当するゲート電圧
を電流制御FET1bに出力する。
路5のゲート電圧制御により、ドライブ電流DIの制御
とスイッチ制御の両方を実行する。即ち、電流制御FE
T1bは、モータ13にドライブ電流を供給するための
電流源と供給のスイッチの両機能を有している。相切替
電流制御回路5は、電流検出用抵抗10aにより検出さ
れたミラー電流MIと電流制御信号(目標電流値)CS
とを比較し、両者の電流値の誤差に相当するゲート電圧
を電流制御FET1bに出力する。
【0022】本発明は、モータ13のドライブ電流DI
の制御に必要な検出電流として、TOP側ミラーFET
2aによるミラー電流MIを利用する方式である。カレ
ントミラー回路を構成するTOP側ミラーFET2aの
セル構成比をTOP側ドライブFET1aに対して1:
Nに形成すれば、ミラー電流MIをドライブ電流の1/
Nの電流値とすることができる。したがって、電流検出
に伴う消費電力を大幅に減少することが可能となる。
の制御に必要な検出電流として、TOP側ミラーFET
2aによるミラー電流MIを利用する方式である。カレ
ントミラー回路を構成するTOP側ミラーFET2aの
セル構成比をTOP側ドライブFET1aに対して1:
Nに形成すれば、ミラー電流MIをドライブ電流の1/
Nの電流値とすることができる。したがって、電流検出
に伴う消費電力を大幅に減少することが可能となる。
【0023】このようなミラー電流MIを利用した電流
検出方式を採用することにより、従来(図4を参照)の
ように、ドライブ電流回路とは別の電流源側に設けられ
た電流検出用抵抗や電流制御用トランジスタを不要にす
ることができるため、これらによる電圧損失の発生を防
止することができる。したがって、電圧損失によるドラ
イブ電流DIの減少を招くことなく、電源電圧に従った
ドライブ電流DIを高い効率でモータ13に供給するこ
とが可能となる。
検出方式を採用することにより、従来(図4を参照)の
ように、ドライブ電流回路とは別の電流源側に設けられ
た電流検出用抵抗や電流制御用トランジスタを不要にす
ることができるため、これらによる電圧損失の発生を防
止することができる。したがって、電圧損失によるドラ
イブ電流DIの減少を招くことなく、電源電圧に従った
ドライブ電流DIを高い効率でモータ13に供給するこ
とが可能となる。
【0024】また、このようにミラー電流MIを利用し
た電流検出方式を用いれば、小さい電流で電流検出がで
きるため、消費電力を改善することもできる。また、電
源電圧として3.3Vを使用した場合、電流制御FET
1bのオン抵抗を1.0オーム、モータ13の直流抵抗
を5.0オームとした条件で、モータ13の起動電流を
550mAとすることができる。
た電流検出方式を用いれば、小さい電流で電流検出がで
きるため、消費電力を改善することもできる。また、電
源電圧として3.3Vを使用した場合、電流制御FET
1bのオン抵抗を1.0オーム、モータ13の直流抵抗
を5.0オームとした条件で、モータ13の起動電流を
550mAとすることができる。
【0025】したがって、従来では前記のようにドライ
ブ電流の最大値Iが461mAとなるが、これに比べて
本発明では、約20%増加したドライブ電流の最大値I
を得ることができる。
ブ電流の最大値Iが461mAとなるが、これに比べて
本発明では、約20%増加したドライブ電流の最大値I
を得ることができる。
【0026】なお、同実施例において、カレントミラー
回路を構成するTOP側ミラーFET2aとTOP側ド
ライブFET1aとのセル構成比を正確に設定するため
に、基本ユニットを集積回路として構成することが望ま
しい。
回路を構成するTOP側ミラーFET2aとTOP側ド
ライブFET1aとのセル構成比を正確に設定するため
に、基本ユニットを集積回路として構成することが望ま
しい。
【0027】図3は本発明の第2の実施例に係わるモー
タ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路図である。
第2の実施例は、いわばVDD側で電流検出用抵抗10
aにより電流検出を行なう方式である。即ち、VSS側
のFET1bとミラーFET2aとにより、構成セル比
がN:1のカレントミラー回路を構成する。FET1b
は、相切替電流制御回路5のゲート電圧制御により、ド
ライブ電流DIの制御とスイッチ制御の両方を実行す
る。相切替電流制御回路5は、電流検出用抵抗10aに
より検出されたミラー電流MIと電流制御信号(目標電
流値)CSとを比較し、両者の電流値の誤差に相当する
ゲート電圧をFET1bに出力する。
タ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路図である。
第2の実施例は、いわばVDD側で電流検出用抵抗10
aにより電流検出を行なう方式である。即ち、VSS側
のFET1bとミラーFET2aとにより、構成セル比
がN:1のカレントミラー回路を構成する。FET1b
は、相切替電流制御回路5のゲート電圧制御により、ド
ライブ電流DIの制御とスイッチ制御の両方を実行す
る。相切替電流制御回路5は、電流検出用抵抗10aに
より検出されたミラー電流MIと電流制御信号(目標電
流値)CSとを比較し、両者の電流値の誤差に相当する
ゲート電圧をFET1bに出力する。
【0028】このような第2の実施例の基本ユニットを
使用した場合でも、前記図1に示す第1の実施例と同様
の作用効果を得ることができる。また、同実施例の基本
ユニットを三相モータの制御に適用する場合には、図2
に示すようなモータ制御装置を構成することになる。
使用した場合でも、前記図1に示す第1の実施例と同様
の作用効果を得ることができる。また、同実施例の基本
ユニットを三相モータの制御に適用する場合には、図2
に示すようなモータ制御装置を構成することになる。
【0029】次に、制御ゲインを切替えて、電流制御精
度を切替えることができる第3および第4の実施例につ
いて説明する。例えば、スピンドルモータに流す電流の
最大値を1Aとし、8ビットのD/Aコンバータを用い
て電流の制御をする場合、1ビットで制御できる電流は
約4mAである。しかし、スピンドルモータを起動させ
るときの電流量と回転数を所定の値に制御するときの電
流量とでは大きな差がある。
度を切替えることができる第3および第4の実施例につ
いて説明する。例えば、スピンドルモータに流す電流の
最大値を1Aとし、8ビットのD/Aコンバータを用い
て電流の制御をする場合、1ビットで制御できる電流は
約4mAである。しかし、スピンドルモータを起動させ
るときの電流量と回転数を所定の値に制御するときの電
流量とでは大きな差がある。
【0030】このため、大きな電流を流す起動時の電流
制御では、前記約4mA単位の電流制御精度で問題はな
いが、回転時での電流制御では前記約4mA単位の電流
制御精度では精度不足してしまうことが考えられる。そ
こで、制御する電流量に応じて電流制御精度を切替えら
れることが望まれる。
制御では、前記約4mA単位の電流制御精度で問題はな
いが、回転時での電流制御では前記約4mA単位の電流
制御精度では精度不足してしまうことが考えられる。そ
こで、制御する電流量に応じて電流制御精度を切替えら
れることが望まれる。
【0031】以下に、電流制御精度を切替える機能を有
した第3および第4の実施例を、それぞれ図4と図5を
参照して説明する。まず、第3の実施例を図4を参照し
て説明する。図4において、図1に示す同一要素につい
ては同一参照符号を付けて説明を省略する。図4が図1
に示すものと相違する点は、TOP側ミラーFET2a
の両端間に、FET2cとアナログスイッチ20とが直
列接続された直列回路を並列接続したことである。
した第3および第4の実施例を、それぞれ図4と図5を
参照して説明する。まず、第3の実施例を図4を参照し
て説明する。図4において、図1に示す同一要素につい
ては同一参照符号を付けて説明を省略する。図4が図1
に示すものと相違する点は、TOP側ミラーFET2a
の両端間に、FET2cとアナログスイッチ20とが直
列接続された直列回路を並列接続したことである。
【0032】このFET2cは、第2のTOP側ミラー
FETを構成している。アナログスイッチ20はゲイン
切替信号Gにより、そのスイッチの開閉が制御される。
また、FET2cのゲートには、相切替信号PSが入力
されている。カレントミラー回路の電流ミラー比は、T
OP側ミラーFETのセル構成比で決定される。
FETを構成している。アナログスイッチ20はゲイン
切替信号Gにより、そのスイッチの開閉が制御される。
また、FET2cのゲートには、相切替信号PSが入力
されている。カレントミラー回路の電流ミラー比は、T
OP側ミラーFETのセル構成比で決定される。
【0033】そこで、図4に示したように、そのセル構
成比が異なる2つ以上のFETを用いてカレントミラー
回路を構成すれば、2種類以上の電流ミラー比を得るこ
とができる。TOP側ドライブFET1aのセル構成比
をN、TOP側ミラーFET2aのセル構成数をM1、
TOP側ミラーFET2cのセル構成数M2とする。
成比が異なる2つ以上のFETを用いてカレントミラー
回路を構成すれば、2種類以上の電流ミラー比を得るこ
とができる。TOP側ドライブFET1aのセル構成比
をN、TOP側ミラーFET2aのセル構成数をM1、
TOP側ミラーFET2cのセル構成数M2とする。
【0034】スピンドルモータの起動時には、ゲイン切
替信号Gとしてローレベルの信号をアナログスイッチ2
0に入力し、アナログスイッチ20をオフさせる。この
ため、ミラー電流M1として、ドライブ電流D1に対し
てM2/N倍の電流が流れる。一方、スピンドルモータ
の回転数が所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン
切替信号Gとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ
20に入力し、アナログスイッチ20をオンさせる。こ
のため、ミラー電流M1として、ドライブ電流D1に対
して(M1+M2)/N倍の電流が流れる。
替信号Gとしてローレベルの信号をアナログスイッチ2
0に入力し、アナログスイッチ20をオフさせる。この
ため、ミラー電流M1として、ドライブ電流D1に対し
てM2/N倍の電流が流れる。一方、スピンドルモータ
の回転数が所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン
切替信号Gとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ
20に入力し、アナログスイッチ20をオンさせる。こ
のため、ミラー電流M1として、ドライブ電流D1に対
して(M1+M2)/N倍の電流が流れる。
【0035】このようにスピンドルモータの起動時と所
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Gを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じドライブ電流に対して流れるミ
ラー電流M1が異なるため、同じ電流目標値に対して異
なる比で電流が流れることになる。即ち、スピンドルモ
ータの起動時と比べて、回転時の電流制御精度は(M1
+M2)/M2倍良くなる。
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Gを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じドライブ電流に対して流れるミ
ラー電流M1が異なるため、同じ電流目標値に対して異
なる比で電流が流れることになる。即ち、スピンドルモ
ータの起動時と比べて、回転時の電流制御精度は(M1
+M2)/M2倍良くなる。
【0036】次に、第4の実施例を図5を参照して説明
する。図5において、図1に示す同一要素については同
一参照符号を付けて説明を省略する。図5が図1に示す
ものと相違する点は、電流検出抵抗10aの両端間に、
抵抗10bとアナログスイッチ20とが直列接続された
直列回路を並列接続したことである。
する。図5において、図1に示す同一要素については同
一参照符号を付けて説明を省略する。図5が図1に示す
ものと相違する点は、電流検出抵抗10aの両端間に、
抵抗10bとアナログスイッチ20とが直列接続された
直列回路を並列接続したことである。
【0037】この抵抗10bは第2の電流検出抵抗を構
成している。スピンドルモータに流れる電流は、電流検
出抵抗で電圧に変換することで検出される。このため、
検出抵抗値により変換ゲインが決定されるため、電流量
に従って検出抵抗値を切替えることにより、電流制御精
度を向上させることができる。
成している。スピンドルモータに流れる電流は、電流検
出抵抗で電圧に変換することで検出される。このため、
検出抵抗値により変換ゲインが決定されるため、電流量
に従って検出抵抗値を切替えることにより、電流制御精
度を向上させることができる。
【0038】スピンドルモータの起動時には、ゲイン切
替信号Gとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ2
0に入力し、アナログスイッチ20をオンさせる。この
ため、検出抵抗値は、抵抗10aと抵抗10bの並列の
合成抵抗値になる。一方、スピンドルモータの回転数が
所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン切替信号G
としてローレベルの信号をアナログスイッチ20に入力
し、アナログスイッチ20をオフさせる。このため、検
出抵抗値は抵抗10aの抵抗値だけとなる。
替信号Gとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ2
0に入力し、アナログスイッチ20をオンさせる。この
ため、検出抵抗値は、抵抗10aと抵抗10bの並列の
合成抵抗値になる。一方、スピンドルモータの回転数が
所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン切替信号G
としてローレベルの信号をアナログスイッチ20に入力
し、アナログスイッチ20をオフさせる。このため、検
出抵抗値は抵抗10aの抵抗値だけとなる。
【0039】このようにスピンドルモータの起動時と所
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Gを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じ値のミラー電流Iに対して、電
流制御回路にフィードバックされる電圧が異なるため、
同じ目標電流に対して異なる電流が制御されることにな
る。
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Gを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じ値のミラー電流Iに対して、電
流制御回路にフィードバックされる電圧が異なるため、
同じ目標電流に対して異なる電流が制御されることにな
る。
【0040】このため、電流制御精度は、「起動時:回
転時=(R1*R2)/(R1+R2):R1」とな
り、回転時は起動時に比べてより精度良く電流を制御す
ることができる。ここで、抵抗10aの抵抗値をR1と
し、抵抗10bの抵抗値をR2としている。具体例とし
て、「R1=R2」と仮定すると、「起動時:回転時=
0.5:1」となり、精度は2倍良くなる。
転時=(R1*R2)/(R1+R2):R1」とな
り、回転時は起動時に比べてより精度良く電流を制御す
ることができる。ここで、抵抗10aの抵抗値をR1と
し、抵抗10bの抵抗値をR2としている。具体例とし
て、「R1=R2」と仮定すると、「起動時:回転時=
0.5:1」となり、精度は2倍良くなる。
【0041】なお、スピンドルモータに対するモータ制
御装置についての実施例について説明したが、本発明は
例えばハードディスク装置のボイスコイルモータに対し
ても適用することができる。また、カレントミラー回路
の実現回路は、前記実施例に限定されることなく、他の
回路構成で実現してもよい。
御装置についての実施例について説明したが、本発明は
例えばハードディスク装置のボイスコイルモータに対し
ても適用することができる。また、カレントミラー回路
の実現回路は、前記実施例に限定されることなく、他の
回路構成で実現してもよい。
【0042】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、電
流制御方式のモータ制御において、カレントミラー回路
を利用した電流検出方式により、電流源側の電圧損失に
伴うドライブ電流の減少を防止することができる。ま
た、電流検出に伴う消費電力の減少化を実現することが
できる。したがって、結果的にモータのドライブ電流を
効率的に供給することができるため、モータの駆動トル
クの減少を抑制する高効率のモータ制御を実現できる。
流制御方式のモータ制御において、カレントミラー回路
を利用した電流検出方式により、電流源側の電圧損失に
伴うドライブ電流の減少を防止することができる。ま
た、電流検出に伴う消費電力の減少化を実現することが
できる。したがって、結果的にモータのドライブ電流を
効率的に供給することができるため、モータの駆動トル
クの減少を抑制する高効率のモータ制御を実現できる。
【図1】本発明の第1の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図2】第1の実施例に係わるモータ制御装置を三相モ
ータの制御に適用した場合のブロック図。
ータの制御に適用した場合のブロック図。
【図3】本発明の第2の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図4】本発明の第3の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図5】本発明の第4の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図6】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
図。
図。
【図7】従来のドライバ回路の要部を示す回路図。
1a…TOP側ドライブFET、1b…電流制御FET
1b、2a…TOP側ミラーFET、2b…電圧制御F
ET、3…負荷抵抗、4…オペアンプ、5…相切替電流
制御回路、13…モータ、13a〜13c…相コイル。
1b、2a…TOP側ミラーFET、2b…電圧制御F
ET、3…負荷抵抗、4…オペアンプ、5…相切替電流
制御回路、13…モータ、13a〜13c…相コイル。
Claims (10)
- 【請求項1】 電流制御トランジスタを有し、所定のド
ライブ電流をモータの相コイルに供給するドライブ電流
回路手段と、 前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流を発生
するカレントミラー回路手段と、 前記ミラー電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流値に基づいて前
記電流制御トランジスタを制御して前記ドライブ電流量
を制御する電流制御手段とを具備したことを特徴とする
モータ制御装置。 - 【請求項2】 相切替信号によりスイッチ動作して所定
のドライブ電流をモータの相コイルに供給するドライブ
・トランジスタおよび電流制御信号により前記ドライブ
電流の電流量を制御する電流制御トランジスタを有する
ドライブ電流回路手段と、 前記ドライブ・トランジスタに接続されたカレントミラ
ー・トランジスタを有し、前記ドライブ電流に対して所
定比率のミラー電流を発生するカレントミラー回路手段
と、 前記ミラー電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流値と目標電流値
とを比較し、この比較結果に基づいて電流制御信号を前
記ドライブ電流回路手段に出力する電流制御手段とを具
備したことを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項3】 電流制御トランジスタを有し、所定のド
ライブ電流をモータの相コイルに供給するドライブ電流
回路手段と、 前記ドライブ電流に対して複数のミラー比率の中から選
択されたミラー比率のミラー電流を発生するカレントミ
ラー回路手段と、 前記ミラー電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流値に基づいて前
記電流制御トランジスタを制御して前記ドライブ電流量
を制御する電流制御手段と、 前記カレントミラー回路手段の複数のミラー比率の中か
ら前記ドライブ電流の電流量に応じたミラー比率を選択
するミラー比率選択手段とを具備したことを特徴とする
モータ制御装置。 - 【請求項4】 電流制御トランジスタを有し、所定のド
ライブ電流をモータの相コイルに供給するドライブ電流
回路手段と、 前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流を発生
するカレントミラー回路手段と、 それぞれ異なる電流検出範囲を持ち前記ミラー電流を検
出する複数の電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流値に基づいて前
記電流制御トランジスタを制御して前記ドライブ電流量
を制御する電流制御手段と、 前記ドライブ電流の電流量に応じて前記複数の電流検出
手段の中から所定の電流検出手段を選択する選択手段と
を具備したことを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項5】 相切替信号によりスイッチ動作して所定
のドライブ電流をモータの相コイルに供給するドライブ
・トランジスタおよび電流制御信号により前記ドライブ
電流の電流量を制御する電流制御トランジスタを有する
ドライブ電流回路手段と、 前記ドライブ・トランジスタに接続されたカレントミラ
ー・トランジスタを有し、前記ドライブ電流に対して所
定比率のミラー電流を発生するカレントミラー回路手段
と、 前記ミラー電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段により検出された電流値と目標電流値
とを比較し、この比較結果に基づいて電流制御信号を前
記ドライブ電流回路手段に出力する電流制御手段と、 前記ドライブ・トランジスタのドレインとソースとの間
の電圧とカレントミラー・トランジスタのドレインとソ
ースとの間の電圧が等しくなるように制御する電圧制御
手段とを具備したことを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項6】 所定のドライブ電流をモータの相コイル
に供給してモータを回転駆動制御する装置において、 前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流を発生
させ、 この発生した前記ミラー電流の電流値を検出し、 この検出した電流値に基づいて前記ドライブ電流の電流
量を制御することを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項7】 所定のドライブ電流をモータの相コイル
に供給してモータを回転駆動制御する装置において、 前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流を発生
させ、 この発生した前記ミラー電流の電流値を検出し、 この検出した電流値と目標電流値とを比較し、 この比較結果に基づいて前記ドライブ電流の電流量を制
御することを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項8】 所定のドライブ電流をモータの相コイル
に供給してモータを回転駆動制御する装置において、 予め設定された複数のミラー比率の中から1つのミラー
比率を選択し、 前記ドライブ電流に対して前記選択されたミラー比率の
ミラー電流を発生させ、 この発生した前記ミラー電流の電流値を検出し、 この検出した電流値に基づいて前記ドライブ電流の電流
量を制御することを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項9】 所定のドライブ電流をモータの相コイル
に供給してモータを回転駆動制御する装置において、 前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流を発生
させ、 予め設定された複数の電流検出範囲の中から1つの電流
検出範囲を選択し、 この選択した電流検出範囲に基づいて前記ミラー電流の
電流値を検出し、 この検出した電流値に基づいて前記ドライブ電流の電流
量を制御することを特徴とするモータ制御方法。 - 【請求項10】 相切替信号によりスイッチ動作するド
ライブ・トランジスタを持ち、所定のドライブ電流をモ
ータの相コイルに供給してモータを回転駆動制御する装
置において、 前記ドライブ・トランジスタに接続されたカレントミラ
ー・トランジスタを持ち、前記ドライブ・トランジスタ
のドレインとソースとの間の電圧が等しくなるように制
御して前記ドライブ電流に対して所定比率のミラー電流
を発生させ、 この発生した前記ミラー電流の電流値を検出し、 この検出した電流値に基づいて前記ドライブ電流の電流
量を制御することを特徴とするモータ制御方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29994993A JP3329541B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | モータ制御装置とモータ制御方法 |
US08/351,131 US5585701A (en) | 1993-11-30 | 1994-11-30 | Current mirror circuit constituted by FET (field effect transistor) and control system using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29994993A JP3329541B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | モータ制御装置とモータ制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07163177A true JPH07163177A (ja) | 1995-06-23 |
JP3329541B2 JP3329541B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=17878908
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US5585701A (ja) |
JP (1) | JP3329541B2 (ja) |
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