JP3329541B2 - モータ制御装置とモータ制御方法 - Google Patents
モータ制御装置とモータ制御方法Info
- Publication number
- JP3329541B2 JP3329541B2 JP29994993A JP29994993A JP3329541B2 JP 3329541 B2 JP3329541 B2 JP 3329541B2 JP 29994993 A JP29994993 A JP 29994993A JP 29994993 A JP29994993 A JP 29994993A JP 3329541 B2 JP3329541 B2 JP 3329541B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- fet
- current value
- gate
- mirror
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
- H02P29/40—Regulating or controlling the amount of current drawn or delivered by the motor for controlling the mechanical load
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/40—Testing power supplies
- G01R31/42—AC power supplies
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばハードディスク
装置に使用されているスピンドルモータを駆動制御する
ためのモータ制御装置に関する。
装置に使用されているスピンドルモータを駆動制御する
ためのモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えばハードディスク装置（ＨＤ
Ｄ）には、ディスクを高速回転させるためのスピンドル
モータが設けられている。このようなモータの駆動制御
（回転制御）は電流制御方式のモータ制御装置によりな
されている。
Ｄ）には、ディスクを高速回転させるためのスピンドル
モータが設けられている。このようなモータの駆動制御
（回転制御）は電流制御方式のモータ制御装置によりな
されている。
【０００３】電流制御方式のモータ制御装置は通常で
は、図６に示すように、電流制御回路１０、相切替信号
生成回路１１およびドライバ回路１２からなる。ドライ
バ回路１２は、例えば三相モータ１３の各相コイル１３
ａ〜１３ｃに流す電流方向を、相切替信号生成回路１１
からの相切替信号に従って切替える。ドライバ回路１２
は具体的には、図７（Ａ）に示すように、ＭＯＳ型電界
効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）１２ａ〜１２ｆを
有するＨブリッジ型回路であり、電流制御回路１０を電
流源としてドライブ電流を各相コイル１３ａ〜１３ｃに
供給する。
は、図６に示すように、電流制御回路１０、相切替信号
生成回路１１およびドライバ回路１２からなる。ドライ
バ回路１２は、例えば三相モータ１３の各相コイル１３
ａ〜１３ｃに流す電流方向を、相切替信号生成回路１１
からの相切替信号に従って切替える。ドライバ回路１２
は具体的には、図７（Ａ）に示すように、ＭＯＳ型電界
効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）１２ａ〜１２ｆを
有するＨブリッジ型回路であり、電流制御回路１０を電
流源としてドライブ電流を各相コイル１３ａ〜１３ｃに
供給する。
【０００４】このドライバ回路１２により、相コイル１
３ａから相コイル１３ｂにドライブ電流を流す場合を簡
易的に示した回路図を図７（Ｂ）に示す。図７（Ｂ）に
示すように、相コイル１３ａと相コイル１３ｂを直列接
続することにより構成される直列回路において、合成抵
抗を負荷抵抗２３と仮定する。すると、ドライブ電流が
電流制御回路１０からＴＯＰ側ＦＥＴ１２ａ及び負荷抵
抗２３（換言すれば、相コイル１３ａと相コイル１３
ｂ）を介して、ＢＯＴＴＯＭ側ＦＥＴ１２ｂに流れる直
列回路が形成されることになる。
３ａから相コイル１３ｂにドライブ電流を流す場合を簡
易的に示した回路図を図７（Ｂ）に示す。図７（Ｂ）に
示すように、相コイル１３ａと相コイル１３ｂを直列接
続することにより構成される直列回路において、合成抵
抗を負荷抵抗２３と仮定する。すると、ドライブ電流が
電流制御回路１０からＴＯＰ側ＦＥＴ１２ａ及び負荷抵
抗２３（換言すれば、相コイル１３ａと相コイル１３
ｂ）を介して、ＢＯＴＴＯＭ側ＦＥＴ１２ｂに流れる直
列回路が形成されることになる。
【０００５】電流制御回路１０は、図６に示すように、
電流検出用抵抗１０ａ、電流制御用トランジスタ１０ｂ
およびオペアンプ１０ｃを有する。オペアンプ１０ｃ
は、電流検出用抵抗１０ａにより検出されるドライブ電
流値（検出電圧）と電流制御信号（目標電流値）とを比
較し、両者の電流値の誤差に相当するベース電圧を電流
制御用トランジスタ１０ｂに出力する。このオペアンプ
１０ｃにより、電流制御用トランジスタ１０ｂは動作制
御されて、ドライバ回路１２に供給するドライブ電流を
制御する。
電流検出用抵抗１０ａ、電流制御用トランジスタ１０ｂ
およびオペアンプ１０ｃを有する。オペアンプ１０ｃ
は、電流検出用抵抗１０ａにより検出されるドライブ電
流値（検出電圧）と電流制御信号（目標電流値）とを比
較し、両者の電流値の誤差に相当するベース電圧を電流
制御用トランジスタ１０ｂに出力する。このオペアンプ
１０ｃにより、電流制御用トランジスタ１０ｂは動作制
御されて、ドライバ回路１２に供給するドライブ電流を
制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来、例えばＨＤＤの
スピンドルモータのモータ制御装置としては、Ｈブリッ
ジ型ドライバ回路１２を有する電流制御方式の装置が使
用されている。このモータ制御装置には以下のような問
題点がある。即ち、電流検出用抵抗１０ａがドライバ回
路１２（モータ１３）に対して直列に配置されているた
め、電流検出に伴う電圧損失が発生する。また、ドライ
バ回路１２の他に、電流制御用トランジスタ１０ｂが設
けられているため、このトランジスタ１０ｂでのＶＣＥ
飽和電圧の電圧損失も発生する。
スピンドルモータのモータ制御装置としては、Ｈブリッ
ジ型ドライバ回路１２を有する電流制御方式の装置が使
用されている。このモータ制御装置には以下のような問
題点がある。即ち、電流検出用抵抗１０ａがドライバ回
路１２（モータ１３）に対して直列に配置されているた
め、電流検出に伴う電圧損失が発生する。また、ドライ
バ回路１２の他に、電流制御用トランジスタ１０ｂが設
けられているため、このトランジスタ１０ｂでのＶＣＥ
飽和電圧の電圧損失も発生する。
【０００７】よって、大きなドライブ電流が必要となる
スピンドルモータの起動時には、大きな電圧損失が発生
し、このためにスピンドルモータの起動トルクが減少し
てしまう。具体的には、図６に示す回路において、電源
電圧を５Ｖ、電流検出用抵抗１０ａを０．５オーム、Ｖ
ＣＥ飽和電圧を０．３Ｖ、ドライバ回路１２のオン抵抗
を１．０オ−ム、モータ１３の直流抵抗を５．０オーム
と仮定する。このような定数のとき、モータ１３に流す
ことのできるドライブ電流の最大値Ｉは７２３ｍＡとな
る。
スピンドルモータの起動時には、大きな電圧損失が発生
し、このためにスピンドルモータの起動トルクが減少し
てしまう。具体的には、図６に示す回路において、電源
電圧を５Ｖ、電流検出用抵抗１０ａを０．５オーム、Ｖ
ＣＥ飽和電圧を０．３Ｖ、ドライバ回路１２のオン抵抗
を１．０オ−ム、モータ１３の直流抵抗を５．０オーム
と仮定する。このような定数のとき、モータ１３に流す
ことのできるドライブ電流の最大値Ｉは７２３ｍＡとな
る。
【０００８】しかし、図６において、電源電圧を３．３
Ｖとし、その他の定数を前記具体例と同一条件とした場
合、ドライブ電流の最大値Ｉは４６１ｍＡとなり、電源
電圧が５Ｖの場合に比べて、最大電流値が約３６％低下
することになる。これにより、起動トルクが減少するこ
とになる。従って、低電圧でスピンドルモータを起動す
る場合には、よりドライブ効率の良い制御方法が必要と
なる。本発明の目的は、スピンドルモータ等のモータに
流す起動電流を増大させて、起動トルクを増大させるこ
とができるモータ制御装置を提供することにある。
Ｖとし、その他の定数を前記具体例と同一条件とした場
合、ドライブ電流の最大値Ｉは４６１ｍＡとなり、電源
電圧が５Ｖの場合に比べて、最大電流値が約３６％低下
することになる。これにより、起動トルクが減少するこ
とになる。従って、低電圧でスピンドルモータを起動す
る場合には、よりドライブ効率の良い制御方法が必要と
なる。本発明の目的は、スピンドルモータ等のモータに
流す起動電流を増大させて、起動トルクを増大させるこ
とができるモータ制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の観点は、複数の
相コイルを有するモータのドライブ電流を制御するモー
タ制御装置において、電力を発生する電源と、前記電源
に接続されたドレインを有し、前記各相コイルの１つに
ドライブ電流を供給するための第１の電界効果型トラン
ジスタ（第１のＦＥＴ）と、前記第１のＦＥＴのゲート
に接続するゲートを有し、前記ドライブ電流の電流値に
対して前記第１のＦＥＴとのセル比率に応じた比率の電
流値を示すミラー電流を生成するための第２の電界効果
型トランジスタ（第２のＦＥＴ）と、前記第１及び第２
のＦＥＴの各ゲートに接続し、前記各相コイルから前記
ドライブ電流を供給する相コイルを選択するために、前
記第１及び第２のＦＥＴの動作を切替えるための相切替
手段と、前記第２のＦＥＴのソースに接続するドレイン
を有する第３の電界効果型トランジスタ（第３のＦＥ
Ｔ）と、前記第１及び第２のＦＥＴの各ソースのそれぞ
れに接続する各入力端子と、前記第３のＦＥＴのゲート
に接続する出力端子を有するオペアンプ回路と、前記第
２及び第３のＦＥＴと直列に接続し、前記ミラー電流の
電流値を検出するための電流検出手段と、前記相切替手
段により選択された相コイルと直列に接続し、当該相コ
イルに前記ドライブ電流を供給するための第４の電界効
果型トランジスタ（第４のＦＥＴ）と、前記電流検出手
段により検出されたミラー電流値と所定の目標電流値と
を比較し、この比較結果に基づいて、前記相コイルに供
給する前記ドライブ電流の電流値を制御するための前記
第４のＦＥＴのゲート電圧を供給する電流制御手段とを
具備し、前記選択された相コイルは、前記第１のＦＥＴ
のソースと前記第４のＦＥＴのドレインとの間に設けら
れる構成のモータ制御装置に関する。
相コイルを有するモータのドライブ電流を制御するモー
タ制御装置において、電力を発生する電源と、前記電源
に接続されたドレインを有し、前記各相コイルの１つに
ドライブ電流を供給するための第１の電界効果型トラン
ジスタ（第１のＦＥＴ）と、前記第１のＦＥＴのゲート
に接続するゲートを有し、前記ドライブ電流の電流値に
対して前記第１のＦＥＴとのセル比率に応じた比率の電
流値を示すミラー電流を生成するための第２の電界効果
型トランジスタ（第２のＦＥＴ）と、前記第１及び第２
のＦＥＴの各ゲートに接続し、前記各相コイルから前記
ドライブ電流を供給する相コイルを選択するために、前
記第１及び第２のＦＥＴの動作を切替えるための相切替
手段と、前記第２のＦＥＴのソースに接続するドレイン
を有する第３の電界効果型トランジスタ（第３のＦＥ
Ｔ）と、前記第１及び第２のＦＥＴの各ソースのそれぞ
れに接続する各入力端子と、前記第３のＦＥＴのゲート
に接続する出力端子を有するオペアンプ回路と、前記第
２及び第３のＦＥＴと直列に接続し、前記ミラー電流の
電流値を検出するための電流検出手段と、前記相切替手
段により選択された相コイルと直列に接続し、当該相コ
イルに前記ドライブ電流を供給するための第４の電界効
果型トランジスタ（第４のＦＥＴ）と、前記電流検出手
段により検出されたミラー電流値と所定の目標電流値と
を比較し、この比較結果に基づいて、前記相コイルに供
給する前記ドライブ電流の電流値を制御するための前記
第４のＦＥＴのゲート電圧を供給する電流制御手段とを
具備し、前記選択された相コイルは、前記第１のＦＥＴ
のソースと前記第４のＦＥＴのドレインとの間に設けら
れる構成のモータ制御装置に関する。
【００１０】
【００１１】
【実施例】以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の第１の実施例に係わるモータ制御装
置の基本ユニットの構成を示す回路図、図２は第１の実
施例に係わるモータ制御装置を三相モータの制御に適用
した場合のブロック図、図３は本発明の第２の実施例に
係わるモータ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路
図である。
る。図１は本発明の第１の実施例に係わるモータ制御装
置の基本ユニットの構成を示す回路図、図２は第１の実
施例に係わるモータ制御装置を三相モータの制御に適用
した場合のブロック図、図３は本発明の第２の実施例に
係わるモータ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路
図である。
【００１２】第１の実施例に係わるモータ制御装置の基
本ユニットは、図１に示すように、ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）１ａ，１ｂとモータ１３
の励磁相コイルに相当する負荷抵抗３とが直列接続した
ドライブ電流回路を有する。さらに、およびＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２ａ，２ｂと電流検出用抵抗１０ａとが直列接続し
たカレントミラー回路を有する。
本ユニットは、図１に示すように、ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）１ａ，１ｂとモータ１３
の励磁相コイルに相当する負荷抵抗３とが直列接続した
ドライブ電流回路を有する。さらに、およびＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２ａ，２ｂと電流検出用抵抗１０ａとが直列接続し
たカレントミラー回路を有する。
【００１３】ここで、便宜的にＭＯＳ−ＦＥＴ１ａをＴ
ＯＰ側ドライブＦＥＴと称し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２ａをＴ
ＯＰ側ミラーＦＥＴと称する。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１
ｂを電流制御ＦＥＴと称し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２ｂを電圧
制御ＦＥＴと称する。
ＯＰ側ドライブＦＥＴと称し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２ａをＴ
ＯＰ側ミラーＦＥＴと称する。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１
ｂを電流制御ＦＥＴと称し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２ｂを電圧
制御ＦＥＴと称する。
【００１４】ドライブ電流回路とカレントミラー回路と
は並列に設けられている。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａ
とＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａは、各ゲートが接続され
て、相切替信号ＰＳに従ってスイッチ制御動作を行な
う。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａは、ドライブ電流ＤＩ
の供給のスイッチ制御動作を行なう。ＴＯＰ側ミラーＦ
ＥＴ２ａは、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａに対して構成
セル比が１：Ｎに形成されて、カレントミラー回路を構
成する。
は並列に設けられている。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａ
とＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａは、各ゲートが接続され
て、相切替信号ＰＳに従ってスイッチ制御動作を行な
う。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａは、ドライブ電流ＤＩ
の供給のスイッチ制御動作を行なう。ＴＯＰ側ミラーＦ
ＥＴ２ａは、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａに対して構成
セル比が１：Ｎに形成されて、カレントミラー回路を構
成する。
【００１５】即ち、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａは、ドラ
イブ電流の所定比率（１／Ｎ倍）のミラー電流ＭＩを発
生するためのトランジスタである。相切替信号ＰＳは、
図４に示すように、例えば三相モータ１３の各相コイル
１３ａ〜１３ｃに流す電流方向を切替えるための相切替
信号生成回路１１から出力される。
イブ電流の所定比率（１／Ｎ倍）のミラー電流ＭＩを発
生するためのトランジスタである。相切替信号ＰＳは、
図４に示すように、例えば三相モータ１３の各相コイル
１３ａ〜１３ｃに流す電流方向を切替えるための相切替
信号生成回路１１から出力される。
【００１６】電流制御ＦＥＴ１ｂは、相切替電流制御回
路５によりゲート電圧を制御されて、モータ１３に供給
するドライブ電流ＤＩの電流制御とスイッチ制御を行な
う。電圧制御ＦＥＴ２ｂは、オペアンプ４によりゲート
電圧制御されて、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａとＴＯＰ側
ドライブＦＥＴ１ａのそれぞれのソース・ドレイン間の
電圧が等しくなるように制御するためのトランジスタで
ある。オペアンプ４は、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａと
ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａのそれぞれのソース・ドレイ
ン間の電圧が等しくなるように制御する。
路５によりゲート電圧を制御されて、モータ１３に供給
するドライブ電流ＤＩの電流制御とスイッチ制御を行な
う。電圧制御ＦＥＴ２ｂは、オペアンプ４によりゲート
電圧制御されて、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａとＴＯＰ側
ドライブＦＥＴ１ａのそれぞれのソース・ドレイン間の
電圧が等しくなるように制御するためのトランジスタで
ある。オペアンプ４は、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａと
ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａのそれぞれのソース・ドレイ
ン間の電圧が等しくなるように制御する。
【００１７】このＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａとＴＯＰ
側ミラーＦＥＴ２ａのそれぞれのソース・ドレイン間電
圧を等しくすることにより、前記カレントミラー回路が
精度良く動作する。即ち、ドライブ電流ＤＩに対して、
設定されたミラー比率に精度良く比例した電流をミラー
電流ＭＩとして流すことができる。
側ミラーＦＥＴ２ａのそれぞれのソース・ドレイン間電
圧を等しくすることにより、前記カレントミラー回路が
精度良く動作する。即ち、ドライブ電流ＤＩに対して、
設定されたミラー比率に精度良く比例した電流をミラー
電流ＭＩとして流すことができる。
【００１８】電流検出用抵抗１０ａは、ミラー電流ＭＩ
を検出するための抵抗であり、ミラー電流ＭＩに相当す
る検出電圧を相切替電流制御回路５に供給する。相切替
電流制御回路５は、検出されたミラー電流ＭＩと電流制
御信号（目標電流値）ＣＳとを比較し、両者の電流値の
誤差に相当するゲート電圧を電流制御ＦＥＴ１ｂに出力
して、電流制御ＦＥＴ１ｂのオン抵抗の値を制御してド
ライブ電流ＤＩの制御を行なう。
を検出するための抵抗であり、ミラー電流ＭＩに相当す
る検出電圧を相切替電流制御回路５に供給する。相切替
電流制御回路５は、検出されたミラー電流ＭＩと電流制
御信号（目標電流値）ＣＳとを比較し、両者の電流値の
誤差に相当するゲート電圧を電流制御ＦＥＴ１ｂに出力
して、電流制御ＦＥＴ１ｂのオン抵抗の値を制御してド
ライブ電流ＤＩの制御を行なう。
【００１９】同実施例に係わるモータ制御装置を三相モ
ータの制御に適用する場合には、図２に示すように、図
１に示す基本ユニットを３ユニット分用意して、制御対
象であるモータ１３の各相コイル１３ａ〜１３ｃのドラ
イブ電流を制御する。ここで、基本ユニットである各ユ
ニット１〜３において、各負荷抵抗３の両端子をＡ，Ｂ
と仮定する。モータ１３の相コイル１３ａ，１３ｂは、
ユニット１の端子Ａとユニット２の端子Ｂとの間に直列
接続されている。同様に、相コイル１３ａ，１３ｃは、
ユニット３の端子Ａとユニット１の端子Ｂとの間に直列
接続されている。また、相コイル１３ｂ，１３ｃは、ユ
ニット２の端子Ａとユニット３の端子Ｂとの間に直列接
続されている。
ータの制御に適用する場合には、図２に示すように、図
１に示す基本ユニットを３ユニット分用意して、制御対
象であるモータ１３の各相コイル１３ａ〜１３ｃのドラ
イブ電流を制御する。ここで、基本ユニットである各ユ
ニット１〜３において、各負荷抵抗３の両端子をＡ，Ｂ
と仮定する。モータ１３の相コイル１３ａ，１３ｂは、
ユニット１の端子Ａとユニット２の端子Ｂとの間に直列
接続されている。同様に、相コイル１３ａ，１３ｃは、
ユニット３の端子Ａとユニット１の端子Ｂとの間に直列
接続されている。また、相コイル１３ｂ，１３ｃは、ユ
ニット２の端子Ａとユニット３の端子Ｂとの間に直列接
続されている。
【００２０】次に、同実施例の動作を図１を参照して説
明する。図１に示す基本ユニットは、いわばＶＳＳ側で
電流検出用抵抗１０ａにより電流検出を行なう方式であ
り、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａと電流制御ＦＥＴ１ｂ
とによりＨ型ブリッジを構成したドライブ電流回路を有
する。
明する。図１に示す基本ユニットは、いわばＶＳＳ側で
電流検出用抵抗１０ａにより電流検出を行なう方式であ
り、ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａと電流制御ＦＥＴ１ｂ
とによりＨ型ブリッジを構成したドライブ電流回路を有
する。
【００２１】電流制御ＦＥＴ１ｂは、相切替電流制御回
路５のゲート電圧制御により、ドライブ電流ＤＩの制御
とスイッチ制御の両方を実行する。即ち、電流制御ＦＥ
Ｔ１ｂは、モータ１３にドライブ電流を供給するための
電流源と供給のスイッチの両機能を有している。相切替
電流制御回路５は、電流検出用抵抗１０ａにより検出さ
れたミラー電流ＭＩと電流制御信号（目標電流値）ＣＳ
とを比較し、両者の電流値の誤差に相当するゲート電圧
を電流制御ＦＥＴ１ｂに出力する。
路５のゲート電圧制御により、ドライブ電流ＤＩの制御
とスイッチ制御の両方を実行する。即ち、電流制御ＦＥ
Ｔ１ｂは、モータ１３にドライブ電流を供給するための
電流源と供給のスイッチの両機能を有している。相切替
電流制御回路５は、電流検出用抵抗１０ａにより検出さ
れたミラー電流ＭＩと電流制御信号（目標電流値）ＣＳ
とを比較し、両者の電流値の誤差に相当するゲート電圧
を電流制御ＦＥＴ１ｂに出力する。
【００２２】本発明は、モータ１３のドライブ電流ＤＩ
の制御に必要な検出電流として、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ
２ａによるミラー電流ＭＩを利用する方式である。カレ
ントミラー回路を構成するＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａの
セル構成比をＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａに対して１：
Ｎに形成すれば、ミラー電流ＭＩをドライブ電流の１／
Ｎの電流値とすることができる。したがって、電流検出
に伴う消費電力を大幅に減少することが可能となる。
の制御に必要な検出電流として、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ
２ａによるミラー電流ＭＩを利用する方式である。カレ
ントミラー回路を構成するＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａの
セル構成比をＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａに対して１：
Ｎに形成すれば、ミラー電流ＭＩをドライブ電流の１／
Ｎの電流値とすることができる。したがって、電流検出
に伴う消費電力を大幅に減少することが可能となる。
【００２３】このようなミラー電流ＭＩを利用した電流
検出方式を採用することにより、従来（図４を参照）の
ように、ドライブ電流回路とは別の電流源側に設けられ
た電流検出用抵抗や電流制御用トランジスタを不要にす
ることができるため、これらによる電圧損失の発生を防
止することができる。したがって、電圧損失によるドラ
イブ電流ＤＩの減少を招くことなく、電源電圧に従った
ドライブ電流ＤＩを高い効率でモータ１３に供給するこ
とが可能となる。
検出方式を採用することにより、従来（図４を参照）の
ように、ドライブ電流回路とは別の電流源側に設けられ
た電流検出用抵抗や電流制御用トランジスタを不要にす
ることができるため、これらによる電圧損失の発生を防
止することができる。したがって、電圧損失によるドラ
イブ電流ＤＩの減少を招くことなく、電源電圧に従った
ドライブ電流ＤＩを高い効率でモータ１３に供給するこ
とが可能となる。
【００２４】また、このようにミラー電流ＭＩを利用し
た電流検出方式を用いれば、小さい電流で電流検出がで
きるため、消費電力を改善することもできる。また、電
源電圧として３．３Ｖを使用した場合、電流制御ＦＥＴ
１ｂのオン抵抗を１．０オーム、モータ１３の直流抵抗
を５．０オームとした条件で、モータ１３の起動電流を
５５０ｍＡとすることができる。
た電流検出方式を用いれば、小さい電流で電流検出がで
きるため、消費電力を改善することもできる。また、電
源電圧として３．３Ｖを使用した場合、電流制御ＦＥＴ
１ｂのオン抵抗を１．０オーム、モータ１３の直流抵抗
を５．０オームとした条件で、モータ１３の起動電流を
５５０ｍＡとすることができる。
【００２５】したがって、従来では前記のようにドライ
ブ電流の最大値Ｉが４６１ｍＡとなるが、これに比べて
本発明では、約２０％増加したドライブ電流の最大値Ｉ
を得ることができる。
ブ電流の最大値Ｉが４６１ｍＡとなるが、これに比べて
本発明では、約２０％増加したドライブ電流の最大値Ｉ
を得ることができる。
【００２６】なお、同実施例において、カレントミラー
回路を構成するＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａとＴＯＰ側ド
ライブＦＥＴ１ａとのセル構成比を正確に設定するため
に、基本ユニットを集積回路として構成することが望ま
しい。
回路を構成するＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａとＴＯＰ側ド
ライブＦＥＴ１ａとのセル構成比を正確に設定するため
に、基本ユニットを集積回路として構成することが望ま
しい。
【００２７】図３は本発明の第２の実施例に係わるモー
タ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路図である。
第２の実施例は、いわばＶＤＤ側で電流検出用抵抗１０
ａにより電流検出を行なう方式である。即ち、ＶＳＳ側
のＦＥＴ１ｂとミラーＦＥＴ２ａとにより、構成セル比
がＮ：１のカレントミラー回路を構成する。ＦＥＴ１ｂ
は、相切替電流制御回路５のゲート電圧制御により、ド
ライブ電流ＤＩの制御とスイッチ制御の両方を実行す
る。相切替電流制御回路５は、電流検出用抵抗１０ａに
より検出されたミラー電流ＭＩと電流制御信号（目標電
流値）ＣＳとを比較し、両者の電流値の誤差に相当する
ゲート電圧をＦＥＴ１ｂに出力する。
タ制御装置の基本ユニットの構成を示す回路図である。
第２の実施例は、いわばＶＤＤ側で電流検出用抵抗１０
ａにより電流検出を行なう方式である。即ち、ＶＳＳ側
のＦＥＴ１ｂとミラーＦＥＴ２ａとにより、構成セル比
がＮ：１のカレントミラー回路を構成する。ＦＥＴ１ｂ
は、相切替電流制御回路５のゲート電圧制御により、ド
ライブ電流ＤＩの制御とスイッチ制御の両方を実行す
る。相切替電流制御回路５は、電流検出用抵抗１０ａに
より検出されたミラー電流ＭＩと電流制御信号（目標電
流値）ＣＳとを比較し、両者の電流値の誤差に相当する
ゲート電圧をＦＥＴ１ｂに出力する。
【００２８】このような第２の実施例の基本ユニットを
使用した場合でも、前記図１に示す第１の実施例と同様
の作用効果を得ることができる。また、同実施例の基本
ユニットを三相モータの制御に適用する場合には、図２
に示すようなモータ制御装置を構成することになる。
使用した場合でも、前記図１に示す第１の実施例と同様
の作用効果を得ることができる。また、同実施例の基本
ユニットを三相モータの制御に適用する場合には、図２
に示すようなモータ制御装置を構成することになる。
【００２９】次に、制御ゲインを切替えて、電流制御精
度を切替えることができる第３および第４の実施例につ
いて説明する。例えば、スピンドルモータに流す電流の
最大値を１Ａとし、８ビットのＤ／Ａコンバータを用い
て電流の制御をする場合、１ビットで制御できる電流は
約４ｍＡである。しかし、スピンドルモータを起動させ
るときの電流量と回転数を所定の値に制御するときの電
流量とでは大きな差がある。
度を切替えることができる第３および第４の実施例につ
いて説明する。例えば、スピンドルモータに流す電流の
最大値を１Ａとし、８ビットのＤ／Ａコンバータを用い
て電流の制御をする場合、１ビットで制御できる電流は
約４ｍＡである。しかし、スピンドルモータを起動させ
るときの電流量と回転数を所定の値に制御するときの電
流量とでは大きな差がある。
【００３０】このため、大きな電流を流す起動時の電流
制御では、前記約４ｍＡ単位の電流制御精度で問題はな
いが、回転時での電流制御では前記約４ｍＡ単位の電流
制御精度では精度不足してしまうことが考えられる。そ
こで、制御する電流量に応じて電流制御精度を切替えら
れることが望まれる。
制御では、前記約４ｍＡ単位の電流制御精度で問題はな
いが、回転時での電流制御では前記約４ｍＡ単位の電流
制御精度では精度不足してしまうことが考えられる。そ
こで、制御する電流量に応じて電流制御精度を切替えら
れることが望まれる。
【００３１】以下に、電流制御精度を切替える機能を有
した第３および第４の実施例を、それぞれ図４と図５を
参照して説明する。まず、第３の実施例を図４を参照し
て説明する。図４において、図１に示す同一要素につい
ては同一参照符号を付けて説明を省略する。図４が図１
に示すものと相違する点は、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａ
の両端間に、ＦＥＴ２ｃとアナログスイッチ２０とが直
列接続された直列回路を並列接続したことである。
した第３および第４の実施例を、それぞれ図４と図５を
参照して説明する。まず、第３の実施例を図４を参照し
て説明する。図４において、図１に示す同一要素につい
ては同一参照符号を付けて説明を省略する。図４が図１
に示すものと相違する点は、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａ
の両端間に、ＦＥＴ２ｃとアナログスイッチ２０とが直
列接続された直列回路を並列接続したことである。
【００３２】このＦＥＴ２ｃは、第２のＴＯＰ側ミラー
ＦＥＴを構成している。アナログスイッチ２０はゲイン
切替信号Ｇにより、そのスイッチの開閉が制御される。
また、ＦＥＴ２ｃのゲートには、相切替信号ＰＳが入力
されている。カレントミラー回路の電流ミラー比は、Ｔ
ＯＰ側ミラーＦＥＴのセル構成比で決定される。
ＦＥＴを構成している。アナログスイッチ２０はゲイン
切替信号Ｇにより、そのスイッチの開閉が制御される。
また、ＦＥＴ２ｃのゲートには、相切替信号ＰＳが入力
されている。カレントミラー回路の電流ミラー比は、Ｔ
ＯＰ側ミラーＦＥＴのセル構成比で決定される。
【００３３】そこで、図４に示したように、そのセル構
成比が異なる２つ以上のＦＥＴを用いてカレントミラー
回路を構成すれば、２種類以上の電流ミラー比を得るこ
とができる。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａのセル構成比
をＮ、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａのセル構成数をＭ１、
ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ｃのセル構成数Ｍ２とする。
成比が異なる２つ以上のＦＥＴを用いてカレントミラー
回路を構成すれば、２種類以上の電流ミラー比を得るこ
とができる。ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ１ａのセル構成比
をＮ、ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ａのセル構成数をＭ１、
ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ２ｃのセル構成数Ｍ２とする。
【００３４】スピンドルモータの起動時には、ゲイン切
替信号Ｇとしてローレベルの信号をアナログスイッチ２
０に入力し、アナログスイッチ２０をオフさせる。この
ため、ミラー電流Ｍ１として、ドライブ電流Ｄ１に対し
てＭ２／Ｎ倍の電流が流れる。一方、スピンドルモータ
の回転数が所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン
切替信号Ｇとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ
２０に入力し、アナログスイッチ２０をオンさせる。こ
のため、ミラー電流Ｍ１として、ドライブ電流Ｄ１に対
して（Ｍ１＋Ｍ２）／Ｎ倍の電流が流れる。
替信号Ｇとしてローレベルの信号をアナログスイッチ２
０に入力し、アナログスイッチ２０をオフさせる。この
ため、ミラー電流Ｍ１として、ドライブ電流Ｄ１に対し
てＭ２／Ｎ倍の電流が流れる。一方、スピンドルモータ
の回転数が所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン
切替信号Ｇとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ
２０に入力し、アナログスイッチ２０をオンさせる。こ
のため、ミラー電流Ｍ１として、ドライブ電流Ｄ１に対
して（Ｍ１＋Ｍ２）／Ｎ倍の電流が流れる。
【００３５】このようにスピンドルモータの起動時と所
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Ｇを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じドライブ電流に対して流れるミ
ラー電流Ｍ１が異なるため、同じ電流目標値に対して異
なる比で電流が流れることになる。即ち、スピンドルモ
ータの起動時と比べて、回転時の電流制御精度は（Ｍ１
＋Ｍ２）／Ｍ２倍良くなる。
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Ｇを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じドライブ電流に対して流れるミ
ラー電流Ｍ１が異なるため、同じ電流目標値に対して異
なる比で電流が流れることになる。即ち、スピンドルモ
ータの起動時と比べて、回転時の電流制御精度は（Ｍ１
＋Ｍ２）／Ｍ２倍良くなる。
【００３６】次に、第４の実施例を図５を参照して説明
する。図５において、図１に示す同一要素については同
一参照符号を付けて説明を省略する。図５が図１に示す
ものと相違する点は、電流検出抵抗１０ａの両端間に、
抵抗１０ｂとアナログスイッチ２０とが直列接続された
直列回路を並列接続したことである。
する。図５において、図１に示す同一要素については同
一参照符号を付けて説明を省略する。図５が図１に示す
ものと相違する点は、電流検出抵抗１０ａの両端間に、
抵抗１０ｂとアナログスイッチ２０とが直列接続された
直列回路を並列接続したことである。
【００３７】この抵抗１０ｂは第２の電流検出抵抗を構
成している。スピンドルモータに流れる電流は、電流検
出抵抗で電圧に変換することで検出される。このため、
検出抵抗値により変換ゲインが決定されるため、電流量
に従って検出抵抗値を切替えることにより、電流制御精
度を向上させることができる。
成している。スピンドルモータに流れる電流は、電流検
出抵抗で電圧に変換することで検出される。このため、
検出抵抗値により変換ゲインが決定されるため、電流量
に従って検出抵抗値を切替えることにより、電流制御精
度を向上させることができる。
【００３８】スピンドルモータの起動時には、ゲイン切
替信号Ｇとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ２
０に入力し、アナログスイッチ２０をオンさせる。この
ため、検出抵抗値は、抵抗１０ａと抵抗１０ｂの並列の
合成抵抗値になる。一方、スピンドルモータの回転数が
所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン切替信号Ｇ
としてローレベルの信号をアナログスイッチ２０に入力
し、アナログスイッチ２０をオフさせる。このため、検
出抵抗値は抵抗１０ａの抵抗値だけとなる。
替信号Ｇとしてハイレベルの信号をアナログスイッチ２
０に入力し、アナログスイッチ２０をオンさせる。この
ため、検出抵抗値は、抵抗１０ａと抵抗１０ｂの並列の
合成抵抗値になる。一方、スピンドルモータの回転数が
所定以上の回転数に達した場合には、ゲイン切替信号Ｇ
としてローレベルの信号をアナログスイッチ２０に入力
し、アナログスイッチ２０をオフさせる。このため、検
出抵抗値は抵抗１０ａの抵抗値だけとなる。
【００３９】このようにスピンドルモータの起動時と所
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Ｇを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じ値のミラー電流Ｉに対して、電
流制御回路にフィードバックされる電圧が異なるため、
同じ目標電流に対して異なる電流が制御されることにな
る。
定回転数以上の回転時とで、ゲイン切替信号Ｇを切替え
ることにより、起動時と所定回転数以上の回転時とで電
流制御精度を切替えることができる。これはゲインを切
替えることにより、同じ値のミラー電流Ｉに対して、電
流制御回路にフィードバックされる電圧が異なるため、
同じ目標電流に対して異なる電流が制御されることにな
る。
【００４０】このため、電流制御精度は、「起動時：回
転時＝（Ｒ１＊Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）：Ｒ１」とな
り、回転時は起動時に比べてより精度良く電流を制御す
ることができる。ここで、抵抗１０ａの抵抗値をＲ１と
し、抵抗１０ｂの抵抗値をＲ２としている。具体例とし
て、「Ｒ１＝Ｒ２」と仮定すると、「起動時：回転時＝
０．５：１」となり、精度は２倍良くなる。
転時＝（Ｒ１＊Ｒ２）／（Ｒ１＋Ｒ２）：Ｒ１」とな
り、回転時は起動時に比べてより精度良く電流を制御す
ることができる。ここで、抵抗１０ａの抵抗値をＲ１と
し、抵抗１０ｂの抵抗値をＲ２としている。具体例とし
て、「Ｒ１＝Ｒ２」と仮定すると、「起動時：回転時＝
０．５：１」となり、精度は２倍良くなる。
【００４１】なお、スピンドルモータに対するモータ制
御装置についての実施例について説明したが、本発明は
例えばハードディスク装置のボイスコイルモータに対し
ても適用することができる。また、カレントミラー回路
の実現回路は、前記実施例に限定されることなく、他の
回路構成で実現してもよい。
御装置についての実施例について説明したが、本発明は
例えばハードディスク装置のボイスコイルモータに対し
ても適用することができる。また、カレントミラー回路
の実現回路は、前記実施例に限定されることなく、他の
回路構成で実現してもよい。
【００４２】
【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、電
流制御方式のモータ制御において、カレントミラー回路
を利用した電流検出方式により、電流源側の電圧損失に
伴うドライブ電流の減少を防止することができる。ま
た、電流検出に伴う消費電力の減少化を実現することが
できる。したがって、結果的にモータのドライブ電流を
効率的に供給することができるため、モータの駆動トル
クの減少を抑制する高効率のモータ制御を実現できる。
流制御方式のモータ制御において、カレントミラー回路
を利用した電流検出方式により、電流源側の電圧損失に
伴うドライブ電流の減少を防止することができる。ま
た、電流検出に伴う消費電力の減少化を実現することが
できる。したがって、結果的にモータのドライブ電流を
効率的に供給することができるため、モータの駆動トル
クの減少を抑制する高効率のモータ制御を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図２】第１の実施例に係わるモータ制御装置を三相モ
ータの制御に適用した場合のブロック図。
ータの制御に適用した場合のブロック図。
【図３】本発明の第２の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図５】本発明の第４の実施例に係わるモータ制御装置
の基本ユニットの構成を示す回路図。
の基本ユニットの構成を示す回路図。
【図６】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック
図。
図。
【図７】従来のドライバ回路の要部を示す回路図。
１ａ…ＴＯＰ側ドライブＦＥＴ、１ｂ…電流制御ＦＥＴ
１ｂ、２ａ…ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ、２ｂ…電圧制御Ｆ
ＥＴ、３…負荷抵抗、４…オペアンプ、５…相切替電流
制御回路、１３…モータ、１３ａ〜１３ｃ…相コイル。
１ｂ、２ａ…ＴＯＰ側ミラーＦＥＴ、２ｂ…電圧制御Ｆ
ＥＴ、３…負荷抵抗、４…オペアンプ、５…相切替電流
制御回路、１３…モータ、１３ａ〜１３ｃ…相コイル。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−168282（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−292784（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−117682（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/10
Claims (10)
- 【請求項１】 複数の相コイルを有するモータのドライ
ブ電流を制御するモータ制御装置において、 電力を発生する電源と、 前記電源に接続されたドレインを有し、前記各相コイル
の１つにドライブ電流を供給するための第１の電界効果
型トランジスタ（第１のＦＥＴ）と、 前記第１のＦＥＴのゲートに接続するゲートを有し、前
記ドライブ電流の電流値に対して前記第１のＦＥＴとの
セル比率に応じた比率の電流値を示すミラー電流を生成
するための第２の電界効果型トランジスタ（第２のＦＥ
Ｔ）と、 前記第１及び第２のＦＥＴの各ゲートに接続し、前記各
相コイルから前記ドライブ電流を供給する相コイルを選
択するために、前記第１及び第２のＦＥＴの動作を切替
えるための相切替手段と、 前記第２のＦＥＴのソースに接続するドレインを有する
第３の電界効果型トランジスタ（第３のＦＥＴ）と、 前記第１及び第２のＦＥＴの各ソースのそれぞれに接続
する各入力端子と、前記第３のＦＥＴのゲートに接続す
る出力端子を有するオペアンプ回路と、 前記第２及び第３のＦＥＴと直列に接続し、前記ミラー
電流の電流値を検出するための電流検出手段と、 前記相切替手段により選択された相コイルと直列に接続
し、当該相コイルに前記ドライブ電流を供給するための
第４の電界効果型トランジスタ（第４のＦＥＴ）と、 前記電流検出手段により検出されたミラー電流値と所定
の目標電流値とを比較し、この比較結果に基づいて、前
記相コイルに供給する前記ドライブ電流の電流値を制御
するための前記第４のＦＥＴのゲート電圧を供給する電
流制御手段とを具備し、 前記選択された相コイルは、前記第１のＦＥＴのソース
と前記第４のＦＥＴのドレインとの間に設けられる構成
であることを特徴とするモータ制御装置。 - 【請求項２】 少なくとも１個の電界効果型トランジス
タ（ＦＥＴ）を有する比率制御手段を更に備えており、 当該比率制御手段は、 前記ＦＥＴのゲートと前記第１及び第２のＦＥＴの各ゲ
ートとが接続し、 前記ＦＥＴのドレインと前記第２のＦＥＴのドレインと
が接続し、 前記ＦＥＴのソースと前記第２のＦＥＴのソースとの接
続と非接続とを切替えることにより、前記ミラー電流値
の比率を所定の目標比率に変更するように構成されてい
ることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 - 【請求項３】 前記電流検出手段は、 前記ミラー電流の電流値を検出するための複数の検出素
子を有し、 所定の電流制御精度に従って、前記複数の検出素子の少
なくともいずれかを使用して前記ミラー電流の電流値を
検出するように構成されていることを特徴とする請求項
１に記載のモータ制御装置。 - 【請求項４】 電力を発生する電源と、 前記電源に接続されたドレインを有し、所定の回路にド
ライブ電流を供給するための第１の電界効果型トランジ
スタ（第１のＦＥＴ）と、 前記第１のＦＥＴのゲートに接続するゲートを有し、前
記ドライブ電流の電流値に対して前記第１のＦＥＴとの
セル比率に応じた比率の電流値を示すミラー電流を生成
するための第２の電界効果型トランジスタ（第２のＦＥ
Ｔ）と、 前記第１及び第２のＦＥＴの各ゲートに接続し、前記第
１及び第２のＦＥＴの動作を切替えるための切替手段
と、 前記第２のＦＥＴのソースに接続するドレインを有する
第３の電界効果型トランジスタ（第３のＦＥＴ）と、 前記第１及び第２のＦＥＴの各ソースのそれぞれに接続
する各入力端子と、前記第３のＦＥＴのゲートに接続す
る出力端子を有するオペアンプ回路と、 前記第２及び第３のＦＥＴと直列に接続し、前記ミラー
電流の電流値を検出するための電流検出手段と、 前記所定の回路と直列に接続する第４の電界効果型トラ
ンジスタ（第４のＦＥＴ）と、 前記電流検出手段により検出されたミラー電流値と所定
の目標電流値とを比較し、この比較結果に基づいて、前
記ドライブ電流の電流値を制御するための前記 第４のＦ
ＥＴのゲート電圧を供給する電流制御手段とを具備した
ことを特徴とする電流制御装置。 - 【請求項５】 少なくとも１個の電界効果型トランジス
タ（ＦＥＴ）を有する比率制御手段を更に備えており、 当該比率制御手段は、 前記ＦＥＴのゲートと前記第１及び第２のＦＥＴの各ゲ
ートとが接続し、 前記ＦＥＴのドレインと前記第２のＦＥＴのドレインと
が接続し、 前記ＦＥＴのソースと前記第２のＦＥＴのソースとの接
続と非接続とを切替えることにより、前記ミラー電流値
の比率を所定の目標比率に変更するように構成されてい
ることを特徴とする請求項４に記載の電流制御装置。 - 【請求項６】 前記電流検出手段は、 前記ミラー電流の電流値を検出するための複数の検出素
子を有し、 所定の電流制御精度に従って、前記複数の検出素子の少
なくともいずれかを使用して前記ミラー電流の電流値を
検出するように構成されていることを特徴とする請求項
４に記載の電流制御装置。 - 【請求項７】 複数の相コイルを有するモータと、電力
を発生する電源と、 前記電源に接続されたドレインを有する第１の電界効果
型トランジスタ（第１のＦＥＴ）と、当該第１のＦＥＴ
のゲートに接続するゲートを有する第２の電界効果型ト
ランジスタ（第２のＦＥＴ）と、当該第２のＦＥＴのソ
ースに接続するドレインを有する第３の電界効果型トラ
ンジスタ（第３のＦＥＴ）と、前記第１及び第２のＦＥ
Ｔの各ソースのそれぞれに接続する各入力端子及び前記
第３のＦＥＴのゲートに接続する出力端子を有するオペ
アンプ回路と、前記複数の相コイルのうち目標相コイル
と直列に接続する第４の電界効果型トランジスタ（第４
のＦＥＴ）とを備えて、当該目標相コイルは、前記第１
のＦＥＴのソースと前記第４のＦＥＴのドレインとの間
に設けられた構成であるモータ制御装置に適用するモー
タ制御方法であって、 前記第１のＦＥＴのソースから、前記複数の相コイルの
１つにドライブ電流を供給するステップと、 前記第１及び第２のＦＥＴを使用して、前記ドライブ電
流の電流値に対して前 記第１のＦＥＴとのセル比率に応
じた比率の電流値を示すミラー電流を生成するステップ
と、 前記複数の相コイルから前記ドライブ電流を供給すべき
前記目標相コイルとして１つの相コイルを選択するため
に、前記第１及び第２のＦＥＴの動作を切替えるステッ
プと、 前記ミラー電流の電流値を検出するステップと、 前記検出ステップにより検出された電流値と所定の目標
電流値とを比較するステップと、 前記比較ステップの比較結果に基づいて、前記ドライブ
電流の電流値を制御するための前記第４のＦＥＴのゲー
ト電圧を供給するステップとを具備したことを特徴とす
るモータ制御方法。 - 【請求項８】 前記モータ制御装置は、少なくとも１個
の電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を有し、前記ＦＥ
Ｔのゲートと前記第１及び第２のＦＥＴの各ゲートとが
接続し、前記ＦＥＴのドレインと前記第２のＦＥＴのド
レインとが接続するように構成されており、 前記ミラー電流値の比率を所定の目標比率に変更するた
めに、前記ＦＥＴのソースと前記第２のＦＥＴのソース
との接続と非接続とを切替えるステップを更に備えてい
ることを特徴とする請求項７に記載のモータ制御方法。 - 【請求項９】 前記モータ制御装置は、前記ミラー電流
の電流値を検出するための複数の検出素子を有し、 前記検出ステップは、選択された電流制御精度に従って
前記ミラー電流の電流値を検出するために、前記複数の
検出素子の中で少なくとも１つを選択するためのステッ
プを含むことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御
方法。 - 【請求項１０】 電力を発生する電源と、前記電源に接
続されたドレインを有し、所定の回路にドライブ電流を
供給するための第１の電界効果型トランジスタ（第１の
ＦＥＴ）と、当該第１のＦＥＴのゲートに接続するゲー
トを有する第２の電界効果型トランジスタ（第２のＦＥ
Ｔ）と、当該第２のＦＥＴのソースに接続するドレイン
を有する第３の電界効果型トランジスタ（第３のＦＥ
Ｔ）と、前記第１及び第２のＦＥＴの各ソースのそれぞ
れに接続する各入力端子及び前記 第３のＦＥＴのゲート
に接続する出力端子を有するオペアンプ回路と、前記所
定の回路と直列に接続する第４の電界効果型トランジス
タ（第４のＦＥＴ）とを備えた電流制御装置に適用する
電流制御方法であって、 前記第１のＦＥＴのソースから、前記所定の回路にドラ
イブ電流を供給するステップと、 前記第１及び第２のＦＥＴを使用して、前記ドライブ電
流の電流値に対して前記第１のＦＥＴとのセル比率に応
じた比率の電流値を示すミラー電流を生成するステップ
と、 前記ミラー電流の電流値を検出するステップと、 前記検出ステップにより検出された電流値と所定の目標
電流値とを比較するステップと、 前記比較ステップの比較結果に基づいて、前記ドライブ
電流の電流値を制御するための前記第４のＦＥＴのゲー
ト電圧を供給するステップとを具備したことを特徴とす
る電流制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29994993A JP3329541B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | モータ制御装置とモータ制御方法 |
| US08/351,131 US5585701A (en) | 1993-11-30 | 1994-11-30 | Current mirror circuit constituted by FET (field effect transistor) and control system using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29994993A JP3329541B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | モータ制御装置とモータ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163177A JPH07163177A (ja) | 1995-06-23 |
| JP3329541B2 true JP3329541B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=17878908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29994993A Expired - Fee Related JP3329541B2 (ja) | 1993-11-30 | 1993-11-30 | モータ制御装置とモータ制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5585701A (ja) |
| JP (1) | JP3329541B2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5867001A (en) * | 1996-09-19 | 1999-02-02 | Texas Instruments Incorporated | Trim circuitry and method for accuracy in current sensing |
| US5959417A (en) * | 1996-09-20 | 1999-09-28 | Texas Instruments Incorporated | Current feedback amplifier having trimcircuitry and method for controlling and equalizing stator winding current |
| US5825153A (en) * | 1996-12-10 | 1998-10-20 | United Technologies Automotive, Inc. | Switched reluctance motor drive control system |
| US5982118A (en) * | 1997-08-06 | 1999-11-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor with electronic distributing configuration |
| US6104566A (en) * | 1997-12-12 | 2000-08-15 | International Business Machines Corporation | Direct access storage device (DASD) with a variable spindle rotation speed |
| DE69927901T2 (de) * | 1998-09-02 | 2006-10-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Plattenlaufwerk und Motor |
| US20030085682A1 (en) * | 2001-11-07 | 2003-05-08 | Seagate Technology Llc | Motor control circuit which reduces current transients at commutation state transitions |
| JP4304585B2 (ja) * | 2003-06-30 | 2009-07-29 | カシオ計算機株式会社 | 電流生成供給回路及びその制御方法並びに該電流生成供給回路を備えた表示装置 |
| JP4907875B2 (ja) * | 2005-01-17 | 2012-04-04 | ローム株式会社 | 電流検出回路 |
| NL1032235C2 (nl) * | 2006-07-26 | 2008-01-29 | Eaton Automotive Bv | Spiegelverstelmechanisme, buitenspiegeleenheid en werkwijze. |
| JP4941426B2 (ja) * | 2008-07-24 | 2012-05-30 | カシオ計算機株式会社 | 表示装置 |
| KR101236977B1 (ko) * | 2011-12-08 | 2013-02-26 | 숭실대학교산학협력단 | 다중 센서 배열을 위한 전류 검출 장치 |
| CN106471595B (zh) * | 2014-07-18 | 2019-04-19 | 通用电气智能平台有限公司 | 支持可编程润湿电流的通用接触件输入 |
| US10509431B2 (en) * | 2015-05-12 | 2019-12-17 | Thyssenkrupp Presta Ag | Reversible current mirror and its use in bidirectional communication |
| US11417452B2 (en) | 2017-07-11 | 2022-08-16 | Hitachi Astemo, Ltd. | Electronic control unit |
| CN107290582A (zh) * | 2017-07-12 | 2017-10-24 | 长沙方星腾电子科技有限公司 | 一种电流采样电路 |
| JP7106916B2 (ja) * | 2018-03-23 | 2022-07-27 | 富士電機株式会社 | 演算増幅回路及びこれを使用した電流検出装置 |
| CN113394960A (zh) * | 2020-03-11 | 2021-09-14 | 力智电子股份有限公司 | 电源开关电路 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4491772A (en) * | 1983-06-09 | 1985-01-01 | General Electric Company | Control circuit for an electronically commutated motor (ECM), method of timing the electronic commutation of an ECM, and method of operating an ECM |
| JPS60112115A (ja) * | 1983-11-24 | 1985-06-18 | Hitachi Ltd | Ｘｙステ−ジ |
| JPS63117682A (ja) * | 1986-11-05 | 1988-05-21 | Mitsubishi Electric Corp | 集積回路化モ−タ駆動回路 |
| IT1213415B (it) * | 1986-12-17 | 1989-12-20 | Sgs Microelettronica Spa | Circuito per la misura lineare della corrente circolante su un carico. |
| US5216349A (en) * | 1988-09-20 | 1993-06-01 | Hitachi, Ltd. | Driving circuit for a switching element including an improved power supply arrangement |
| US5210475B1 (en) * | 1989-05-09 | 1996-04-23 | United Technologies Automotive | Circuit sensing circuit for use with a current controlling device in a power delivery circuit |
| US4967309A (en) * | 1989-12-26 | 1990-10-30 | Caterpillar Inc. | Dual current sensing driver circuit |
| US4977356A (en) * | 1990-02-27 | 1990-12-11 | Rohm Co., Ltd. | Driver circuit for D.C. motor |
| US5103148A (en) * | 1990-11-06 | 1992-04-07 | Motorola, Inc. | Low voltage circuit to control high voltage transistor |
| US5245261A (en) * | 1991-10-24 | 1993-09-14 | International Business Machines Corporation | Temperature compensated overcurrent and undercurrent detector |
| JP2501012B2 (ja) * | 1992-12-17 | 1996-05-29 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレイション | 電流測定装置 |
-
1993
- 1993-11-30 JP JP29994993A patent/JP3329541B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-11-30 US US08/351,131 patent/US5585701A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07163177A (ja) | 1995-06-23 |
| US5585701A (en) | 1996-12-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3329541B2 (ja) | モータ制御装置とモータ制御方法 | |
| US5204594A (en) | Circuit for providing a signal proportional to the average current flowing through coils of a motor operated in both linear and PWM modes | |
| US6377034B1 (en) | Method and circuits for inductor current measurement in MOS switching regulators | |
| US5828245A (en) | Driver circuit including amplifier operated in a switching mode | |
| WO2005085879A1 (ja) | 電流検出回路、負荷駆動装置、及び記憶装置 | |
| US5917720A (en) | Method and circuit for driving a bridge by a PWM procedure | |
| US5656897A (en) | Current sensing and control in brushless DC motors | |
| JP4034279B2 (ja) | 電流検出回路、負荷駆動回路、及び記憶装置 | |
| US5859511A (en) | Motor with input-controlled high side driver | |
| JPH08182375A (ja) | モータドライバトランジスタのターンオン期間中のスリューレート制御 | |
| JP3987613B2 (ja) | 電流検出における正確性を改善するためのトリム回路及び方法 | |
| US5495154A (en) | Method and apparatus for Kelvin current sensing in a multi-phase driver for a polyphase DC motor | |
| JP2001222331A (ja) | 定電圧レギュレータの消費電流特性、リップルリジェクション特性切り替えシステム及び方法 | |
| EP0831578B1 (en) | Current feedback for polyphase DC motors | |
| KR100292607B1 (ko) | 반도체집적회로장치 | |
| JP2880660B2 (ja) | 負荷の駆動装置 | |
| US6580238B2 (en) | Motor driver | |
| JP4628051B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
| US20050073271A1 (en) | Load driving circuit with current detection capability | |
| JP3438976B2 (ja) | モータ駆動用集積回路 | |
| JPH1080184A (ja) | 可逆直流電動機制御用回路装置 | |
| JPH0733595Y2 (ja) | ブラシレスモ−タの誘起電圧検出回路 | |
| JPH0628959Y2 (ja) | ブラシレスモ−タ | |
| JP2005073437A (ja) | 昇圧回路およびそれを用いたブリッジドライバ | |
| JPH1123618A (ja) | コイル駆動回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080719 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090719 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090719 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100719 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110719 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |