JPH08182375A - モータドライバトランジスタのターンオン期間中のスリューレート制御 - Google Patents
モータドライバトランジスタのターンオン期間中のスリューレート制御Info
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- JPH08182375A JPH08182375A JP7253746A JP25374695A JPH08182375A JP H08182375 A JPH08182375 A JP H08182375A JP 7253746 A JP7253746 A JP 7253746A JP 25374695 A JP25374695 A JP 25374695A JP H08182375 A JPH08182375 A JP H08182375A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/28—Arrangements for controlling current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多相ＤＣモータのコミュテーションにおける
ターンオン過渡的状態を減少させる回路及び方法を提供
する。 【解決手段】 本回路はスイッチ型カレントミラー（２
５）を有しており、それはコミュテーション信号を受取
り且つ、それと関連するコイル（４）が駆動されるべき
場合に、積分用バッファ増幅器（２２）の入力へミラー
電流を供給する。該積分用バッファ増幅器はフィードバ
ックコンデンサ（１７）を具備する増幅器、及びその入
力へ接続した電流源（２３）を有しており、トランジス
タ（１８）のターンオフ期間中に電圧スリューレートを
減少させる。積分用バッファ増幅器の入力へ印加される
ミラー電流は、電流源の電流よりも大きいが、コイルに
おいての電圧スリューを減少させるように制限される。
ターンオン過渡的状態を減少させる回路及び方法を提供
する。 【解決手段】 本回路はスイッチ型カレントミラー（２
５）を有しており、それはコミュテーション信号を受取
り且つ、それと関連するコイル（４）が駆動されるべき
場合に、積分用バッファ増幅器（２２）の入力へミラー
電流を供給する。該積分用バッファ増幅器はフィードバ
ックコンデンサ（１７）を具備する増幅器、及びその入
力へ接続した電流源（２３）を有しており、トランジス
タ（１８）のターンオフ期間中に電圧スリューレートを
減少させる。積分用バッファ増幅器の入力へ印加される
ミラー電流は、電流源の電流よりも大きいが、コイルに
おいての電圧スリューを減少させるように制限される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモータ制御の技術分
野に関するものであって、更に詳細には、モータへ印加
される駆動信号を駆動する技術に関するものである。
野に関するものであって、更に詳細には、モータへ印加
される駆動信号を駆動する技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】最近の多相ＤＣモータは最近のパソコン
及びワークステーション等のハードディスクドライブ等
の精密装置において一般的なものとなっており、その場
合の、位置決め精度及び動作速度に関する条件は極めて
厳しいものである。その結果、このようなモータに対す
る制御回路はディスクドライブモータの迅速且つ一様な
駆動を確保するために極めて洗練されたものとなってい
る。「グリッチ」及び例えばトルクリップル等のその他
の非線形性はこれらのモータの駆動において極めて好ま
しくないものである。何故ならば、それらは、モータの
性能を低下させ、不所望の音響的ノイズを増加させ、且
つモータの摩耗速度を増加させるからである。
及びワークステーション等のハードディスクドライブ等
の精密装置において一般的なものとなっており、その場
合の、位置決め精度及び動作速度に関する条件は極めて
厳しいものである。その結果、このようなモータに対す
る制御回路はディスクドライブモータの迅速且つ一様な
駆動を確保するために極めて洗練されたものとなってい
る。「グリッチ」及び例えばトルクリップル等のその他
の非線形性はこれらのモータの駆動において極めて好ま
しくないものである。何故ならば、それらは、モータの
性能を低下させ、不所望の音響的ノイズを増加させ、且
つモータの摩耗速度を増加させるからである。
【０００３】従来の多相ＤＣモータは、永久磁石ロータ
を回転させる変化する磁界を発生させるために所定のシ
ーケンスにしたがってモータの１つ又はそれ以上の選択
されたステータコイルへ電流を印加させることによって
駆動される。ステータコイルへ印加される電流のシーケ
ンスは、通常、コミュテーション（転流）シーケンスと
呼ばれる。何故ならば、そのシーケンス即ち順番におい
て、種々のステータコイルの間で駆動電流がコミュテー
ション即ち転流されるからである。然しながら、ステー
タコイルの誘導特性の結果として、電気的過渡的状態が
コミュテーションによって発生され、これらの過渡的効
果はモータへ印加されるトルクにおける非一様性（即
ち、「リップル」）、及びコミュテーションによって発
生される電磁干渉（「ＥＭＩ」）として表われる。
を回転させる変化する磁界を発生させるために所定のシ
ーケンスにしたがってモータの１つ又はそれ以上の選択
されたステータコイルへ電流を印加させることによって
駆動される。ステータコイルへ印加される電流のシーケ
ンスは、通常、コミュテーション（転流）シーケンスと
呼ばれる。何故ならば、そのシーケンス即ち順番におい
て、種々のステータコイルの間で駆動電流がコミュテー
ション即ち転流されるからである。然しながら、ステー
タコイルの誘導特性の結果として、電気的過渡的状態が
コミュテーションによって発生され、これらの過渡的効
果はモータへ印加されるトルクにおける非一様性（即
ち、「リップル」）、及びコミュテーションによって発
生される電磁干渉（「ＥＭＩ」）として表われる。
【０００４】コミュテーションからの電気的過渡的状態
を減少させ、従ってトルクリップル及びＥＭＩを減少さ
せるために従来種々の技術が使用されている。そのよう
な技術の１つが１９９３年３月２日付けで発行されＳＧ
Ｓ−トムソン マイクロエレクトロニクス、インコーポ
レイテッドへ譲渡されている米国特許第５，１９１，２
６９号において記載されている。この技術においては、
そのコイルに対するドライバトランジスタがターンオフ
される場合に、ステータコイルにおいてのスリューレー
ト即ち電圧の変化の時間的割合を減少させるような態様
で電界効果ドライバトランジスタのゲートを制御するた
めに電流積分器が使用されている。
を減少させ、従ってトルクリップル及びＥＭＩを減少さ
せるために従来種々の技術が使用されている。そのよう
な技術の１つが１９９３年３月２日付けで発行されＳＧ
Ｓ−トムソン マイクロエレクトロニクス、インコーポ
レイテッドへ譲渡されている米国特許第５，１９１，２
６９号において記載されている。この技術においては、
そのコイルに対するドライバトランジスタがターンオフ
される場合に、ステータコイルにおいてのスリューレー
ト即ち電圧の変化の時間的割合を減少させるような態様
で電界効果ドライバトランジスタのゲートを制御するた
めに電流積分器が使用されている。
【０００５】次に、図１を参照してこの従来技術におけ
るモータ駆動回路について詳細に説明する。モータ１０
はステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを有しており、それ
らを介して本モータの動作において電流が駆動されロー
タ（不図示）を回転させる。ステータコイル４Ａ，４
Ｂ，４Ｃの各々はノードＡ，Ｂ，Ｃにおいて対応する電
界効果ドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃの夫々の
ドレインへ接続している。この例においては、モータ１
０のセンタータップＣＴはトランジスタ９を介してＶcc
へバイアスされ（ラインＵＮＩが高状態へ維持されてい
る間）、これらのドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８
Ｃは「低電圧側」ドライバである。何故ならば、それら
は、対応するステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介して
接地へ導通される電流を制御するからである。ドライバ
トランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃの各々のソースは共通的
に検知抵抗６の一端へ接続しており、検知抵抗６の他端
は接地へ接続している。
るモータ駆動回路について詳細に説明する。モータ１０
はステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを有しており、それ
らを介して本モータの動作において電流が駆動されロー
タ（不図示）を回転させる。ステータコイル４Ａ，４
Ｂ，４Ｃの各々はノードＡ，Ｂ，Ｃにおいて対応する電
界効果ドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃの夫々の
ドレインへ接続している。この例においては、モータ１
０のセンタータップＣＴはトランジスタ９を介してＶcc
へバイアスされ（ラインＵＮＩが高状態へ維持されてい
る間）、これらのドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８
Ｃは「低電圧側」ドライバである。何故ならば、それら
は、対応するステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介して
接地へ導通される電流を制御するからである。ドライバ
トランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃの各々のソースは共通的
に検知抵抗６の一端へ接続しており、検知抵抗６の他端
は接地へ接続している。
【０００６】この従来技術の構成におけるドライバトラ
ンジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃのゲートはこの例においては
演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）として実現さ
れているエラー増幅器２の制御下においてバッファ増幅
器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃによって駆動される。エラー
増幅器２の出力はスイッチ５Ａ，５Ｂ，５Ｃへ接続して
おり、それらのスイッチの各々はそれの対抗する夫々の
バッファ増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃの入力へ接続し
ている。スイッチ５Ａ，５Ｂ，５Ｃは所望のコミュテー
ションシーケンスにしたがって夫々ラインＳＷＡ，ＳＷ
Ｂ，ＳＷＣ上に活性信号を発生する従来のコミュテーシ
ョンシーケンサ回路（不図示）によって制御される。各
増幅器２はラインＩＮ上のコマンド信号を受取り、且つ
検知抵抗６の上端からラインＦＢ上においてフィードバ
ック信号を受取り、且つラインＩＮ上のコマンド信号と
ラインＦＢ上の検知電圧（それは、コイル４Ａ，４Ｂ，
４Ｃを介しての駆動電流の和に対応している）との間の
電圧差に比例する出力電流を発生する。このように、エ
ラー増幅器２は外部制御信号にしたがってモータ１０の
駆動を制御し、バランスした状態とは、検知抵抗６によ
って検知された駆動電流に対応するラインＦＢ上のフィ
ードバック電圧がラインＩＮ上の信号によって命令され
るものと等しい場合である。
ンジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃのゲートはこの例においては
演算相互コンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）として実現さ
れているエラー増幅器２の制御下においてバッファ増幅
器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃによって駆動される。エラー
増幅器２の出力はスイッチ５Ａ，５Ｂ，５Ｃへ接続して
おり、それらのスイッチの各々はそれの対抗する夫々の
バッファ増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃの入力へ接続し
ている。スイッチ５Ａ，５Ｂ，５Ｃは所望のコミュテー
ションシーケンスにしたがって夫々ラインＳＷＡ，ＳＷ
Ｂ，ＳＷＣ上に活性信号を発生する従来のコミュテーシ
ョンシーケンサ回路（不図示）によって制御される。各
増幅器２はラインＩＮ上のコマンド信号を受取り、且つ
検知抵抗６の上端からラインＦＢ上においてフィードバ
ック信号を受取り、且つラインＩＮ上のコマンド信号と
ラインＦＢ上の検知電圧（それは、コイル４Ａ，４Ｂ，
４Ｃを介しての駆動電流の和に対応している）との間の
電圧差に比例する出力電流を発生する。このように、エ
ラー増幅器２は外部制御信号にしたがってモータ１０の
駆動を制御し、バランスした状態とは、検知抵抗６によ
って検知された駆動電流に対応するラインＦＢ上のフィ
ードバック電圧がラインＩＮ上の信号によって命令され
るものと等しい場合である。
【０００７】動作について説明すると、ステータコイル
４Ａが特定のコミュテーション相において電流を導通さ
せるべき場合には、例えば、ラインＳＷＡがコミュテー
ションシーケンサによって高状態へ駆動され、且つライ
ンＳＷＢ及びＳＷＣは低状態へ駆動される。選択された
ステータコイル４へ駆動されるべき駆動電流の量を表わ
すエラー増幅器２の出力は、バッファ増幅器１２Ａの入
力へ印加され、バッファ増幅器１２Ａは低電圧側ドライ
バトランジスタ８Ａをエラー増幅器２によって表わされ
る範囲へターンオンさせる。従って、Ｖccからトランジ
スタ９を介してドライバトランジスタ８Ａによって許容
される範囲センタータップＣＴ及びコイル４Ａへ電流が
導通される。次のコミュテーション相がステータコイル
４Ｂがステータコイル４Ａの代わりに導通状態となるこ
とを必要とする場合には、ラインＳＷＢが高状態へ駆動
され且つラインＳＷＡ（及びラインＳＷＣ）が低状態へ
駆動され、トランジスタ８Ｂをターンオンし且つトラン
ジスタ８Ａをターンオフし、従ってステータコイル４Ａ
の代わりにステータコイル４Ｂを介して電流を導通させ
る。このシーケンスは同一の態様で継続して行なわれ、
次にステータコイル４Ｃが導通状態となって、ラインＩ
Ｎ上のコマンド信号によって表わされる所望の速度でモ
ータを回転させる。
４Ａが特定のコミュテーション相において電流を導通さ
せるべき場合には、例えば、ラインＳＷＡがコミュテー
ションシーケンサによって高状態へ駆動され、且つライ
ンＳＷＢ及びＳＷＣは低状態へ駆動される。選択された
ステータコイル４へ駆動されるべき駆動電流の量を表わ
すエラー増幅器２の出力は、バッファ増幅器１２Ａの入
力へ印加され、バッファ増幅器１２Ａは低電圧側ドライ
バトランジスタ８Ａをエラー増幅器２によって表わされ
る範囲へターンオンさせる。従って、Ｖccからトランジ
スタ９を介してドライバトランジスタ８Ａによって許容
される範囲センタータップＣＴ及びコイル４Ａへ電流が
導通される。次のコミュテーション相がステータコイル
４Ｂがステータコイル４Ａの代わりに導通状態となるこ
とを必要とする場合には、ラインＳＷＢが高状態へ駆動
され且つラインＳＷＡ（及びラインＳＷＣ）が低状態へ
駆動され、トランジスタ８Ｂをターンオンし且つトラン
ジスタ８Ａをターンオフし、従ってステータコイル４Ａ
の代わりにステータコイル４Ｂを介して電流を導通させ
る。このシーケンスは同一の態様で継続して行なわれ、
次にステータコイル４Ｃが導通状態となって、ラインＩ
Ｎ上のコマンド信号によって表わされる所望の速度でモ
ータを回転させる。
【０００８】この例は単極モードでのモータ１０の動作
を示すものであるが、モータ１０は公知の双極モードで
駆動することも可能であり、その場合には、センタータ
ップＣＴは駆動されず、且つ低電圧側ドライバトランジ
スタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃと共に、ノードＡ，Ｂ，Ｃの各々
を高電圧側ドライバトランジスタが順次駆動する。この
モードにおいては、２つのステータコイル４が、ドライ
バトランジスタのうちの１つ（通常、低電圧側ドライバ
トランジスタ８）によって制御される範囲に各コミュテ
ーション相において駆動され、一方のステータコイル４
がセンタータップＣＴへ向けて電流を供給し且つ他方の
ステータコイル４がセンタータップＣＴから電流をシン
ク即ち吸込む。
を示すものであるが、モータ１０は公知の双極モードで
駆動することも可能であり、その場合には、センタータ
ップＣＴは駆動されず、且つ低電圧側ドライバトランジ
スタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃと共に、ノードＡ，Ｂ，Ｃの各々
を高電圧側ドライバトランジスタが順次駆動する。この
モードにおいては、２つのステータコイル４が、ドライ
バトランジスタのうちの１つ（通常、低電圧側ドライバ
トランジスタ８）によって制御される範囲に各コミュテ
ーション相において駆動され、一方のステータコイル４
がセンタータップＣＴへ向けて電流を供給し且つ他方の
ステータコイル４がセンタータップＣＴから電流をシン
ク即ち吸込む。
【０００９】図１の構成においては、上述した米国特許
第５，１９１，２６９号に記載されているように、電流
積分機能が与えられてノードＡ，Ｂ，Ｃにおける過渡的
電圧を減少させ、それは、コミュテーションにおいて対
応する夫々のドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃが
ターンオフされる場合に発生する。これらの過渡的状態
は例えばステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介してのイ
ンダクタを介しての電流を瞬間的に変化させることが不
可能であることから発生する。電流積分機能は各々が対
応する夫々のバッファ増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃの
入力へ接続されている電流源１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃに
よって、及び夫々ノードＡ，Ｂ，Ｃと対応するバッファ
増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃへの入力との間に接続さ
れているコンデンサ７Ａ，７Ｂ，７Ｃによって実現され
る。電流源１４及びコンデンサ７の効果は、対応するド
ライバトランジスタ８がターンオフされる場合に、ノー
ドＡ，Ｂ，Ｃにおいての電圧スリューレートを制限する
ことである。
第５，１９１，２６９号に記載されているように、電流
積分機能が与えられてノードＡ，Ｂ，Ｃにおける過渡的
電圧を減少させ、それは、コミュテーションにおいて対
応する夫々のドライバトランジスタ８Ａ，８Ｂ，８Ｃが
ターンオフされる場合に発生する。これらの過渡的状態
は例えばステータコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介してのイ
ンダクタを介しての電流を瞬間的に変化させることが不
可能であることから発生する。電流積分機能は各々が対
応する夫々のバッファ増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃの
入力へ接続されている電流源１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃに
よって、及び夫々ノードＡ，Ｂ，Ｃと対応するバッファ
増幅器１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃへの入力との間に接続さ
れているコンデンサ７Ａ，７Ｂ，７Ｃによって実現され
る。電流源１４及びコンデンサ７の効果は、対応するド
ライバトランジスタ８がターンオフされる場合に、ノー
ドＡ，Ｂ，Ｃにおいての電圧スリューレートを制限する
ことである。
【００１０】簡単に説明すると、ノードＡの場合の例を
参照すると、ノードＡにおける電圧ＶA は、トランジス
タ８Ａがターンオフされる場合に、次式に従う。
参照すると、ノードＡにおける電圧ＶA は、トランジス
タ８Ａがターンオフされる場合に、次式に従う。
【００１１】ΔＶA ／Δｔ＝ｉ14A ／Ｃ７ 尚、ｉ１４Ａ は電流源１４Ａによって供給される電流
であり、且つＣ7 はコンデンサ７Ａの容量である。従っ
て、電流源１４とコンデンサ７とを設けることにより、
コミュテーション期間中にステータコイル４においての
電圧スリューレートを良好に減少させることに寄与す
る。
であり、且つＣ7 はコンデンサ７Ａの容量である。従っ
て、電流源１４とコンデンサ７とを設けることにより、
コミュテーション期間中にステータコイル４においての
電圧スリューレートを良好に減少させることに寄与す
る。
【００１２】図１の構成に関して、対応するドライバト
ランジスタがターンオンするノードにおいてある程度過
渡的電圧が残存することが観察されている。図２はステ
ータコイル４Ａが駆動されている場合とステータコイル
４Ｂが駆動されている場合との間のコミュテーションに
おいての図１の回路の動作を示している。時間ｔ0 にお
いて、ノードＡにおける電圧ＶA は低状態であり、ノー
ドＢにおける電圧ＶBは高状態であり、ステータコイル
４Ａを介しての電流ＩA は高レベルにあり、且つステー
タコイル４Ｂを介しての電流ＩB は０であって、その場
合に、トランジスタ８Ａがオンであり且つトランジスタ
８Ｂがオフであると仮定している。エラー増幅器２を具
備する検知抵抗６の動作は、コイル電流ｉA ，ｉB ，ｉ
C の和が一定であるように駆動電流が制御されることを
意味している（コイル４Ａからコイル４Ｂへのコミュテ
ーションのこの例においてｉC は０である）。
ランジスタがターンオンするノードにおいてある程度過
渡的電圧が残存することが観察されている。図２はステ
ータコイル４Ａが駆動されている場合とステータコイル
４Ｂが駆動されている場合との間のコミュテーションに
おいての図１の回路の動作を示している。時間ｔ0 にお
いて、ノードＡにおける電圧ＶA は低状態であり、ノー
ドＢにおける電圧ＶBは高状態であり、ステータコイル
４Ａを介しての電流ＩA は高レベルにあり、且つステー
タコイル４Ｂを介しての電流ＩB は０であって、その場
合に、トランジスタ８Ａがオンであり且つトランジスタ
８Ｂがオフであると仮定している。エラー増幅器２を具
備する検知抵抗６の動作は、コイル電流ｉA ，ｉB ，ｉ
C の和が一定であるように駆動電流が制御されることを
意味している（コイル４Ａからコイル４Ｂへのコミュテ
ーションのこの例においてｉC は０である）。
【００１３】時間ｔ1 において、ラインＳＷＡは低状態
へ移行し且つラインＳＷＢは高状態へ移行し、トランジ
スタ８Ａをターンオフし且つトランジスタ８Ｂをターン
オンする。上述した電流源１４Ａ及びコンデンサ７Ａに
よって与えられる減少されたスリューレートのために、
電圧ＶA は上述した如くｉ14A ／Ｃ7 の比に対応する割
合で、その究極的な高電圧へ向かってゆっくりとランプ
アップ即ち傾斜勾配をもって上昇する。定性的には、ス
テータコイル４Ａを介しての瞬間的な電流は、時間ｔ1
においてのノードＡにおいての正へ向かう電圧スパイク
を防止するような態様でコンデンサ７Ａによって吸収さ
れる。
へ移行し且つラインＳＷＢは高状態へ移行し、トランジ
スタ８Ａをターンオフし且つトランジスタ８Ｂをターン
オンする。上述した電流源１４Ａ及びコンデンサ７Ａに
よって与えられる減少されたスリューレートのために、
電圧ＶA は上述した如くｉ14A ／Ｃ7 の比に対応する割
合で、その究極的な高電圧へ向かってゆっくりとランプ
アップ即ち傾斜勾配をもって上昇する。定性的には、ス
テータコイル４Ａを介しての瞬間的な電流は、時間ｔ1
においてのノードＡにおいての正へ向かう電圧スパイク
を防止するような態様でコンデンサ７Ａによって吸収さ
れる。
【００１４】然しながら、時間ｔ0 においてのステータ
コイル４Ｂを介しての電流ＩB は０であり、且つこの電
流は時間ｔ1 において瞬間的に変化することはできない
ので、トランジスタ８Ｂは、時間ｔ1 においてそれがタ
ーンオンされるような時間において電流を導通するもの
ではない。更に、エラー増幅器２の出力において与えら
れる電流も極めて大きく且つスイッチＢが時間ｔ1 にお
いてターンオンされる場合にコンデンサ７Ｂによって実
質的に吸収される。これらの理由から、ドレイン対ソー
ス電流が存在せず且つコンデンサ７Ｂの迅速な充電のた
めに、トランジスタ８Ｂのドレイン電圧はすぐさま低状
態へ落ち込む。このような迅速な過渡的状態は、図２に
示した如く、ノードＢにおいて電圧ＶB の著しいリンギ
ングを発生し、従ってかなりの量の不所望の電磁干渉
（ＥＭＩ）を発生させる。
コイル４Ｂを介しての電流ＩB は０であり、且つこの電
流は時間ｔ1 において瞬間的に変化することはできない
ので、トランジスタ８Ｂは、時間ｔ1 においてそれがタ
ーンオンされるような時間において電流を導通するもの
ではない。更に、エラー増幅器２の出力において与えら
れる電流も極めて大きく且つスイッチＢが時間ｔ1 にお
いてターンオンされる場合にコンデンサ７Ｂによって実
質的に吸収される。これらの理由から、ドレイン対ソー
ス電流が存在せず且つコンデンサ７Ｂの迅速な充電のた
めに、トランジスタ８Ｂのドレイン電圧はすぐさま低状
態へ落ち込む。このような迅速な過渡的状態は、図２に
示した如く、ノードＢにおいて電圧ＶB の著しいリンギ
ングを発生し、従ってかなりの量の不所望の電磁干渉
（ＥＭＩ）を発生させる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
とするところは、多相ＤＣモータのコミュテーションに
おけるターンオン過渡的状態を減少させる回路及び方法
を提供することである。本発明の別の目的とするところ
は、ターンオン期間中にコイルにおいての電圧スリュー
レートを制限することによって所望の結果を得ることで
ある。本発明の更に別の目的とするところは、コミュテ
ーション相において制限された電圧スリューレートの期
間の後にエラー増幅器に対し比較的低い入力インピーダ
ンスを与える回路を提供することである。
とするところは、多相ＤＣモータのコミュテーションに
おけるターンオン過渡的状態を減少させる回路及び方法
を提供することである。本発明の別の目的とするところ
は、ターンオン期間中にコイルにおいての電圧スリュー
レートを制限することによって所望の結果を得ることで
ある。本発明の更に別の目的とするところは、コミュテ
ーション相において制限された電圧スリューレートの期
間の後にエラー増幅器に対し比較的低い入力インピーダ
ンスを与える回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、多相ＤＣモー
タ用のモータ制御回路におけるドライバトランジスタ
（駆動トランジスタ）の電圧積分用ドライバへの入力に
おけるカレントミラーによって実現することが可能であ
る。このカレントミラーは、その一次枝部においてスイ
ッチング電流源を有しており、積分用コンデンサの入力
への二次カレントミラー枝部によって印加される電流の
量を制限し、該積分用コンデンサは、ドライバトランジ
スタがターンオンされる場合のコイルノードにおける電
圧スリューレートを制限する。該カレントミラーは、
又、初期的な過渡的期間が通過した後に、エラー増幅器
に対し低入力インピーダンスを与えるべく作用する。
タ用のモータ制御回路におけるドライバトランジスタ
（駆動トランジスタ）の電圧積分用ドライバへの入力に
おけるカレントミラーによって実現することが可能であ
る。このカレントミラーは、その一次枝部においてスイ
ッチング電流源を有しており、積分用コンデンサの入力
への二次カレントミラー枝部によって印加される電流の
量を制限し、該積分用コンデンサは、ドライバトランジ
スタがターンオンされる場合のコイルノードにおける電
圧スリューレートを制限する。該カレントミラーは、
又、初期的な過渡的期間が通過した後に、エラー増幅器
に対し低入力インピーダンスを与えるべく作用する。
【００１７】
【発明の実施の形態】次に、図３を参照して、本発明に
基づく多相ＤＣモータ用のドライバ回路について詳細に
説明する。本発明のこの実施例は公知の「Ｙ」形態で構
成された三相ＤＣモータに関するものであって、それは
公知の単極モード配置にしたがって低電圧側ドライバト
ランジスタのコミュテーション（転流）によって駆動さ
れる。当業者によって理解される如く、三相を超える数
の相を有するモータを使用することも可能である。更
に、当該技術分野において公知の如く、多相ＤＣモータ
は双極モードで動作させることも可能であり、その場合
には、２つのコイルが駆動され、従って、各コイルに対
して低電圧側ドライバと高電圧側ドライバの両方が設け
られる。従って、多くのモータをいずれかのモードで駆
動させることが可能であって、例えば、始動時に双極モ
ードで駆動し且つある速度に到達した後に単極モードで
駆動することも可能である。本発明は、双極モードで駆
動される多相ＤＣモータへ適用することも可能であっ
て、本発明は以下に説明するように低電圧側ドライバト
ランジスタの代わりに高電圧側ドライバトランジスタを
制御するために適用することも可能である。更に、本明
細書及び添付の図面を参考にして当業者がこれらの実施
例以外の態様で本発明を実現することも可能であること
は勿論である。
基づく多相ＤＣモータ用のドライバ回路について詳細に
説明する。本発明のこの実施例は公知の「Ｙ」形態で構
成された三相ＤＣモータに関するものであって、それは
公知の単極モード配置にしたがって低電圧側ドライバト
ランジスタのコミュテーション（転流）によって駆動さ
れる。当業者によって理解される如く、三相を超える数
の相を有するモータを使用することも可能である。更
に、当該技術分野において公知の如く、多相ＤＣモータ
は双極モードで動作させることも可能であり、その場合
には、２つのコイルが駆動され、従って、各コイルに対
して低電圧側ドライバと高電圧側ドライバの両方が設け
られる。従って、多くのモータをいずれかのモードで駆
動させることが可能であって、例えば、始動時に双極モ
ードで駆動し且つある速度に到達した後に単極モードで
駆動することも可能である。本発明は、双極モードで駆
動される多相ＤＣモータへ適用することも可能であっ
て、本発明は以下に説明するように低電圧側ドライバト
ランジスタの代わりに高電圧側ドライバトランジスタを
制御するために適用することも可能である。更に、本明
細書及び添付の図面を参考にして当業者がこれらの実施
例以外の態様で本発明を実現することも可能であること
は勿論である。
【００１８】図３において、モータ１０は、図１におけ
る場合のように、「Ｙ」形態で配列した３個のステータ
コイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを有している。トランジスタ９
はセンタータップＣＴを高電圧Ｖccへ接続している。
尚、単極モードにおいては、ラインＵＮＩを高レベルと
しトランジスタ９をターンオンさせる。各ステーコイル
４Ａ，４Ｂ，４Ｃは対応する夫々のノードＡ，Ｂ，Ｃに
おいて、Ｎチャンネル電界効果低電圧側ドライバトラン
ジスタ１８Ａ，８Ｂ，１８Ｃのドレインへ接続してい
る。一方、トランジスタ１８は、バイポーラトランジス
タ、Ｐチャンネルトランジスタ等として実現することも
可能である。検知抵抗６が接地とドライバトランジスタ
１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃの共通接続されたソースとの間
に接続されており、コイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての
駆動電流の和に対応するフィードバック電圧をラインＦ
Ｂ上に与える。
る場合のように、「Ｙ」形態で配列した３個のステータ
コイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを有している。トランジスタ９
はセンタータップＣＴを高電圧Ｖccへ接続している。
尚、単極モードにおいては、ラインＵＮＩを高レベルと
しトランジスタ９をターンオンさせる。各ステーコイル
４Ａ，４Ｂ，４Ｃは対応する夫々のノードＡ，Ｂ，Ｃに
おいて、Ｎチャンネル電界効果低電圧側ドライバトラン
ジスタ１８Ａ，８Ｂ，１８Ｃのドレインへ接続してい
る。一方、トランジスタ１８は、バイポーラトランジス
タ、Ｐチャンネルトランジスタ等として実現することも
可能である。検知抵抗６が接地とドライバトランジスタ
１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃの共通接続されたソースとの間
に接続されており、コイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての
駆動電流の和に対応するフィードバック電圧をラインＦ
Ｂ上に与える。
【００１９】一方、フィードバック制御を与える目的の
ためにコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての駆動電流の検
知はその他の技術によって行なうことも可能である。例
えば、本願出願人に譲渡されている１９９４年９月３０
日付けで出願した米国特許出願第０８／＿＿＿＿＿＿、
「ブラシレスＤＣモータにおける改良した電流検知及び
制御（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｅｎｓｉ
ｎｇ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎ Ｂｒｕｓｈｌｅ
ｓｓ ＤＣ Ｍｏｔｏｒｓ）」（代理人ドケット番号９
４−Ｓ−００８）においては、双極及び単極の両方の駆
動モードで駆動電流を検知するカレントミラー検知技術
が記載されている。
ためにコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての駆動電流の検
知はその他の技術によって行なうことも可能である。例
えば、本願出願人に譲渡されている１９９４年９月３０
日付けで出願した米国特許出願第０８／＿＿＿＿＿＿、
「ブラシレスＤＣモータにおける改良した電流検知及び
制御（Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｅｎｓｉ
ｎｇ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎ Ｂｒｕｓｈｌｅ
ｓｓ ＤＣ Ｍｏｔｏｒｓ）」（代理人ドケット番号９
４−Ｓ−００８）においては、双極及び単極の両方の駆
動モードで駆動電流を検知するカレントミラー検知技術
が記載されている。
【００２０】図１に関して説明したのと同様に、この従
来の構成におけるドライバトランジスタ１８Ａ，１８
Ｂ，１８Ｃのゲートはバッファ増幅器２２Ａ，２２Ｂ，
２２Ｃによって駆動される。バッファ増幅器２２の一例
の詳細な構成については上述した米国特許第５，１９
１，２６９号に記載されている。該特許及び上に記載し
たように、電流積分機能は、各々がその夫々のバッファ
増幅器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力へ接続されている
電流源２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃによって及び夫々、駆動
ノードＡ，Ｂ，Ｃと対応する夫々のバッファ増幅器２２
Ａ，２２Ｂ，２２Ｃへの入力との間に接続されているコ
ンデンサ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃによって行なわれる。
上述した如く、電流源２３及びコンデンサ１７は、対応
するドライバトランジスタ１８がターンオフされる場合
に、ノードＡ，Ｂ，Ｃにおける電圧スリューレートを制
限する。
来の構成におけるドライバトランジスタ１８Ａ，１８
Ｂ，１８Ｃのゲートはバッファ増幅器２２Ａ，２２Ｂ，
２２Ｃによって駆動される。バッファ増幅器２２の一例
の詳細な構成については上述した米国特許第５，１９
１，２６９号に記載されている。該特許及び上に記載し
たように、電流積分機能は、各々がその夫々のバッファ
増幅器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの入力へ接続されている
電流源２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃによって及び夫々、駆動
ノードＡ，Ｂ，Ｃと対応する夫々のバッファ増幅器２２
Ａ，２２Ｂ，２２Ｃへの入力との間に接続されているコ
ンデンサ１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃによって行なわれる。
上述した如く、電流源２３及びコンデンサ１７は、対応
するドライバトランジスタ１８がターンオフされる場合
に、ノードＡ，Ｂ，Ｃにおける電圧スリューレートを制
限する。
【００２１】図３のモータドライバもエラー増幅器２を
有しており、それは、その非反転入力において、ライン
ＩＮからコマンド信号を受取り、且つその反転入力にお
いてラインＦＢ上のフィードバック電圧を受取る。本発
明の１実施例によれば、エラー増幅器２の出力はステー
タコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃに夫々関連するカレントミラ
ー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃの各々へ印加される。
有しており、それは、その非反転入力において、ライン
ＩＮからコマンド信号を受取り、且つその反転入力にお
いてラインＦＢ上のフィードバック電圧を受取る。本発
明の１実施例によれば、エラー増幅器２の出力はステー
タコイル４Ａ，４Ｂ，４Ｃに夫々関連するカレントミラ
ー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃの各々へ印加される。
【００２２】各カレントミラー２５は、一対のＮチャン
ネル電界効果トランジスタ２０，２２から構成されてお
り、それらのドレインはエラー増幅器２の出力へ接続し
ており、且つそれらのゲートはトランジスタ２２のソー
スへ共通に接続している。トランジスタ２０，２２は好
適には、寸法（即ち、チャンネル幅対チャンネル長の
比）が互いに一致しており、従ってそれらの駆動特性は
実質的に等しく且つそれらはカレントミラー構成によっ
て等しい電流を導通させる。一方、トランジスタ２０，
２２の相対的な寸法は、互いにレシオ型電流を導通させ
るように選択することも可能である。カレントミラー２
５の各々におけるトランジスタ２２のソースはスイッチ
型電流源２４へ接続しており、スイッチ型電流源２４
は、動作状態にある場合に、特定された電流を接地へシ
ンク即ち吸込む。カレントミラー２５Ａ，２５Ｂ，２５
Ｃの夫々における電流源２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃは従来
の態様でコミュテーションシーケンサ（不図示）によっ
て発生されるラインＳＷＡ，ＳＷＢ，ＳＷＣの夫々へ印
加されるコミュテーション信号によって制御される。ス
イッチ型電流源２４の各々は、好適には、そのゲートが
高論理レベルへ付勢されると固定された電流を与えるよ
うに適宜の点にバイアスされた電界効果トランジスタに
よって構成される。このような構成は当業者にとって自
明である。この例における各電流源２４によって供給さ
れる電流は、好適には、各電流源２３によって供給され
るものよりも大きい。この例においては、電流源２４
Ａ，２４Ｂ，２４Ｃの各々は、その夫々の入力線ＳＷ
Ａ，ＳＷＢ，ＳＷＣが低状態にある場合には電流を導通
することはなく、その夫々の入力線ＳＷＡ，ＳＷＢ，Ｓ
ＷＣが高論理レベルにある場合には、固定された電流を
導通する。トランジスタ２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃのソー
スは、夫々、バッファ増幅器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの
入力へ接続している。
ネル電界効果トランジスタ２０，２２から構成されてお
り、それらのドレインはエラー増幅器２の出力へ接続し
ており、且つそれらのゲートはトランジスタ２２のソー
スへ共通に接続している。トランジスタ２０，２２は好
適には、寸法（即ち、チャンネル幅対チャンネル長の
比）が互いに一致しており、従ってそれらの駆動特性は
実質的に等しく且つそれらはカレントミラー構成によっ
て等しい電流を導通させる。一方、トランジスタ２０，
２２の相対的な寸法は、互いにレシオ型電流を導通させ
るように選択することも可能である。カレントミラー２
５の各々におけるトランジスタ２２のソースはスイッチ
型電流源２４へ接続しており、スイッチ型電流源２４
は、動作状態にある場合に、特定された電流を接地へシ
ンク即ち吸込む。カレントミラー２５Ａ，２５Ｂ，２５
Ｃの夫々における電流源２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃは従来
の態様でコミュテーションシーケンサ（不図示）によっ
て発生されるラインＳＷＡ，ＳＷＢ，ＳＷＣの夫々へ印
加されるコミュテーション信号によって制御される。ス
イッチ型電流源２４の各々は、好適には、そのゲートが
高論理レベルへ付勢されると固定された電流を与えるよ
うに適宜の点にバイアスされた電界効果トランジスタに
よって構成される。このような構成は当業者にとって自
明である。この例における各電流源２４によって供給さ
れる電流は、好適には、各電流源２３によって供給され
るものよりも大きい。この例においては、電流源２４
Ａ，２４Ｂ，２４Ｃの各々は、その夫々の入力線ＳＷ
Ａ，ＳＷＢ，ＳＷＣが低状態にある場合には電流を導通
することはなく、その夫々の入力線ＳＷＡ，ＳＷＢ，Ｓ
ＷＣが高論理レベルにある場合には、固定された電流を
導通する。トランジスタ２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃのソー
スは、夫々、バッファ増幅器２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃの
入力へ接続している。
【００２３】動作について説明すると、エラー増幅器２
がラインＩＮ上のコマンド信号を受取り且つ検知抵抗６
の上端部からラインＦＢを介してフィードバック信号を
受取り、且つラインＩＮ上のコマンド信号と、コイル４
Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての駆動電流の和に対応するライ
ンＦＢ上の検知電圧との間の差電圧に比例した出力を発
生する。このエラー増幅器２からの出力はカレントミラ
ー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃの各々におけるトランジスタ
２０，２２の各々のドレインへ印加される。上述した如
く、カレントミラー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃのうちで低
状態の対応する入力線ＳＷＡ，ＳＷＢ，ＳＷＣを有する
ものに対する電流源２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃがターンオ
フされる。電流源２４がターンオフされると、そのトラ
ンジスタ２０は対応するバッファ増幅器２２の入力へ電
流を印加することはなく且つ対応するドライバトランジ
スタ１８はターンオフされる。
がラインＩＮ上のコマンド信号を受取り且つ検知抵抗６
の上端部からラインＦＢを介してフィードバック信号を
受取り、且つラインＩＮ上のコマンド信号と、コイル４
Ａ，４Ｂ，４Ｃを介しての駆動電流の和に対応するライ
ンＦＢ上の検知電圧との間の差電圧に比例した出力を発
生する。このエラー増幅器２からの出力はカレントミラ
ー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃの各々におけるトランジスタ
２０，２２の各々のドレインへ印加される。上述した如
く、カレントミラー２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃのうちで低
状態の対応する入力線ＳＷＡ，ＳＷＢ，ＳＷＣを有する
ものに対する電流源２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃがターンオ
フされる。電流源２４がターンオフされると、そのトラ
ンジスタ２０は対応するバッファ増幅器２２の入力へ電
流を印加することはなく且つ対応するドライバトランジ
スタ１８はターンオフされる。
【００２４】然しながら、その対応する入力線ＳＷＡ，
ＳＷＢ，ＳＷＣ上に高レベルを受取るカレントミラー２
５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃのうちの１つはその電流源２４
Ａ，２４Ｂ，２４Ｃをターンオンさせる。１例として、
ラインＳＷＡが高状態であり、且つＳＷＢ，ＳＷＣが低
状態である場合には、トランジスタ２０Ｂ，２０Ｃはバ
ッファ増幅器２２Ｂ，２２Ｃへ電流を印加することはな
く、従ってトランジスタ１８Ｂ，１８Ｃはターンオフさ
れる。然しながら、ラインＳＷＡが高状態であるので、
電流源２４Ａはトランジスタ２２Ａを介して固定された
電流を導通し、且つこの固定された電流はトランジスタ
２０Ａによってミラー動作され且つバッファ増幅器１２
Ａの入力へ印加される。従って、バッファ増幅器２２Ａ
はトランジスタ２０Ａから過剰電流によってターンオン
され、且つトランジスタ１８Ａをターンオンさせ、従っ
てモータ１０におけるステータコイル４Ａによって電流
が導通される。トランジスタ１８Ａがターンオンされる
範囲乃至は程度は、前述した如く、ラインＦＢ上のフィ
ードバック電圧とラインＩＮ上のコマンド入力との比較
に基づいてエラー増幅器２によって付与される駆動範囲
によって決定される。次に、図４を参照して例えば、ス
テータコイル４Ａが電流を導通させており且つステータ
コイル４Ｂ，４Ｃが電流を導通させていない上述した状
態が時間ｔ0において示されている。図４に示したコミ
ュテーションの例はコイル４Ａからコイル４Ｂへの電流
のスイッチングの場合であるので、コイル４Ｃに関する
電圧及び電流は図示していない。勿論、シーケンスにお
けるその他のコミュテーションに対する図３の回路の動
作についても同様である。この時刻において、トランジ
スタ１８Ａはオンであり且つトランジスタ１８Ｂ，１８
Ｃはオフである。そうであるから、コイル４Ａを介して
の電流ＩA は高レベルにあり且つコイル４Ｂを介しての
電流ＩB は０であり、且つノードＡにおける電圧ＶA は
低状態にあり且つノードＢにおける電圧ＶB は高状態に
ある。
ＳＷＢ，ＳＷＣ上に高レベルを受取るカレントミラー２
５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃのうちの１つはその電流源２４
Ａ，２４Ｂ，２４Ｃをターンオンさせる。１例として、
ラインＳＷＡが高状態であり、且つＳＷＢ，ＳＷＣが低
状態である場合には、トランジスタ２０Ｂ，２０Ｃはバ
ッファ増幅器２２Ｂ，２２Ｃへ電流を印加することはな
く、従ってトランジスタ１８Ｂ，１８Ｃはターンオフさ
れる。然しながら、ラインＳＷＡが高状態であるので、
電流源２４Ａはトランジスタ２２Ａを介して固定された
電流を導通し、且つこの固定された電流はトランジスタ
２０Ａによってミラー動作され且つバッファ増幅器１２
Ａの入力へ印加される。従って、バッファ増幅器２２Ａ
はトランジスタ２０Ａから過剰電流によってターンオン
され、且つトランジスタ１８Ａをターンオンさせ、従っ
てモータ１０におけるステータコイル４Ａによって電流
が導通される。トランジスタ１８Ａがターンオンされる
範囲乃至は程度は、前述した如く、ラインＦＢ上のフィ
ードバック電圧とラインＩＮ上のコマンド入力との比較
に基づいてエラー増幅器２によって付与される駆動範囲
によって決定される。次に、図４を参照して例えば、ス
テータコイル４Ａが電流を導通させており且つステータ
コイル４Ｂ，４Ｃが電流を導通させていない上述した状
態が時間ｔ0において示されている。図４に示したコミ
ュテーションの例はコイル４Ａからコイル４Ｂへの電流
のスイッチングの場合であるので、コイル４Ｃに関する
電圧及び電流は図示していない。勿論、シーケンスにお
けるその他のコミュテーションに対する図３の回路の動
作についても同様である。この時刻において、トランジ
スタ１８Ａはオンであり且つトランジスタ１８Ｂ，１８
Ｃはオフである。そうであるから、コイル４Ａを介して
の電流ＩA は高レベルにあり且つコイル４Ｂを介しての
電流ＩB は０であり、且つノードＡにおける電圧ＶA は
低状態にあり且つノードＢにおける電圧ＶB は高状態に
ある。
【００２５】図４の例においては時間ｔ1 において、コ
イル４Ａが導通状態にある相からコイル４Ｂが導通状態
にある相へのコミュテーションは、ラインＳＷＡが低状
態へ復帰し且つラインＳＷＢが高論理レベルへ移行する
（ラインＳＷＣは低状態に残存する）によって開始され
る。ラインＳＷＡが低状態へ移行すると、トランジスタ
２０Ａ，２２Ａを介しての電流は０へ移行し、バッファ
増幅器１２Ａの入力から電流を取去り、低電圧側ドライ
バトランジスタ１８Ａをターンオフさせる。上述した如
く、コンデンサ１７Ａによって実現される積分機能は以
下の如くノードＡにおける電圧スリューレートを減少さ
せる。
イル４Ａが導通状態にある相からコイル４Ｂが導通状態
にある相へのコミュテーションは、ラインＳＷＡが低状
態へ復帰し且つラインＳＷＢが高論理レベルへ移行する
（ラインＳＷＣは低状態に残存する）によって開始され
る。ラインＳＷＡが低状態へ移行すると、トランジスタ
２０Ａ，２２Ａを介しての電流は０へ移行し、バッファ
増幅器１２Ａの入力から電流を取去り、低電圧側ドライ
バトランジスタ１８Ａをターンオフさせる。上述した如
く、コンデンサ１７Ａによって実現される積分機能は以
下の如くノードＡにおける電圧スリューレートを減少さ
せる。
【００２６】ΔＶA ／Δｔ＝ｉ23A ／Ｃ17 尚、ｉ23A は電流源２３Ａによって供給される電流であ
り、且つＣ17はコンデンサ１７Ａの容量である。
り、且つＣ17はコンデンサ１７Ａの容量である。
【００２７】更に、時間ｔ1 において、ラインＳＷＢが
高状態へ移行してカレントミラー２４Ｂをターンオンさ
せるので、トランジスタ２０Ｂを介してエラー増幅器２
の出力からバッファ増幅器１２Ｂの入力へ電流が印加さ
れ始める。然しながら、カレントミラー２５Ｂのため
に、トランジスタ２２Ｂの寸法がトランジスタ２０Ｂの
寸法と一致するこの例においては、トランジスタ２０Ｂ
を介しての電流は電流源２４Ｂによって供給される電流
へ制限される（トランジスタ２０Ｂ，２２Ｂが異なる寸
法である場合には、それらを介しての電流の比にしたが
って動作が行なわれる）。この電流（例えば、１５μＡ
の程度）は、本発明によらない場合には、典型的なエラ
ー増幅器２によってバッファ増幅器１２Ｂの入力へ印加
されるであろうものよりも著しく減少されている。従っ
て、バッファ増幅器１２Ｂの入力へ印加される電流は、
時間ｔ1 におけるスイッチングの直後に（電流源２４Ｂ
の電流ｉ24B −電流源２３Ｂの電流ｉ23B ）へ制限され
る。原始的なオペアンプ解析方法によって、ノードＢに
おける電圧ＶB の時間的変化割合は次式に従う。
高状態へ移行してカレントミラー２４Ｂをターンオンさ
せるので、トランジスタ２０Ｂを介してエラー増幅器２
の出力からバッファ増幅器１２Ｂの入力へ電流が印加さ
れ始める。然しながら、カレントミラー２５Ｂのため
に、トランジスタ２２Ｂの寸法がトランジスタ２０Ｂの
寸法と一致するこの例においては、トランジスタ２０Ｂ
を介しての電流は電流源２４Ｂによって供給される電流
へ制限される（トランジスタ２０Ｂ，２２Ｂが異なる寸
法である場合には、それらを介しての電流の比にしたが
って動作が行なわれる）。この電流（例えば、１５μＡ
の程度）は、本発明によらない場合には、典型的なエラ
ー増幅器２によってバッファ増幅器１２Ｂの入力へ印加
されるであろうものよりも著しく減少されている。従っ
て、バッファ増幅器１２Ｂの入力へ印加される電流は、
時間ｔ1 におけるスイッチングの直後に（電流源２４Ｂ
の電流ｉ24B −電流源２３Ｂの電流ｉ23B ）へ制限され
る。原始的なオペアンプ解析方法によって、ノードＢに
おける電圧ＶB の時間的変化割合は次式に従う。
【００２８】 ΔＶB ／Δｔ＝−（ｉ24B −ｉ23B ）／Ｃ１７Ｂ 尚、ｉ２３Ｂ は電流源２３Ｂによって供給される電流
であり、ｉ24B は電流源２４Ｂによって供給される電流
であり、且つＣ17B はコンデンサ１７の容量値である。
この電圧スリューの勾配は、定性的に、電圧ＶB に対し
て図４に示してあり、電圧ＶB は時間ｔd においてその
低レベルに到達する。時間ｔ2 において、コミュテーシ
ョンは完了しており、コイルＡを介しての電流ＩA は０
に到達し且つコイル４Ｂを介しての電流ＩB はエラー増
幅器２によって決定される駆動されたレベルへ到達す
る。
であり、ｉ24B は電流源２４Ｂによって供給される電流
であり、且つＣ17B はコンデンサ１７の容量値である。
この電圧スリューの勾配は、定性的に、電圧ＶB に対し
て図４に示してあり、電圧ＶB は時間ｔd においてその
低レベルに到達する。時間ｔ2 において、コミュテーシ
ョンは完了しており、コイルＡを介しての電流ＩA は０
に到達し且つコイル４Ｂを介しての電流ＩB はエラー増
幅器２によって決定される駆動されたレベルへ到達す
る。
【００２９】時間ｔd の後に、コンデンサ１７Ｂはミラ
ートランジスタ２０Ｂからの電流によって完全に充電さ
れる。従って、バッファ増幅器１２Ｂは電圧制御モード
において動作し、従ってその出力はエラー増幅器２の出
力における電圧に追従する。１例として、図３の回路に
おける種々のパラメータに対する例示的な値としては、
電流Ｉ23（電流源２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃの各々に対
し）は５μＡの程度であり、電流Ｉ24（電流源２４Ａ，
２４Ｂ，２４Ｃの各々に対し）は１５μＡの程度であ
り、且つ容量値Ｃ17（コンデンサ１７Ａ，１７Ｂ，１７
Ｃの各々に対し）は２０ｐＦの程度である。従って、こ
れらのパラメータ値に対し、ターンオフスリューレート
は約０．２５Ｖ／μ秒であり、且つターンオンスリュー
レートは約０．５Ｖ／μ秒である。これらのスリューレ
ートは高性能モータ動作を与える一方適切なノイズ性能
も与えるものと考えられる。本発明に基づくドライバト
ランジスタのターンオンによって発生される電磁干渉
（ＥＭＩ）は、図２と図４とを比較することによって明
らかな如く、著しく減少されている。
ートランジスタ２０Ｂからの電流によって完全に充電さ
れる。従って、バッファ増幅器１２Ｂは電圧制御モード
において動作し、従ってその出力はエラー増幅器２の出
力における電圧に追従する。１例として、図３の回路に
おける種々のパラメータに対する例示的な値としては、
電流Ｉ23（電流源２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃの各々に対
し）は５μＡの程度であり、電流Ｉ24（電流源２４Ａ，
２４Ｂ，２４Ｃの各々に対し）は１５μＡの程度であ
り、且つ容量値Ｃ17（コンデンサ１７Ａ，１７Ｂ，１７
Ｃの各々に対し）は２０ｐＦの程度である。従って、こ
れらのパラメータ値に対し、ターンオフスリューレート
は約０．２５Ｖ／μ秒であり、且つターンオンスリュー
レートは約０．５Ｖ／μ秒である。これらのスリューレ
ートは高性能モータ動作を与える一方適切なノイズ性能
も与えるものと考えられる。本発明に基づくドライバト
ランジスタのターンオンによって発生される電磁干渉
（ＥＭＩ）は、図２と図４とを比較することによって明
らかな如く、著しく減少されている。
【００３０】ＥＭＩが減少されることに加えて、本発明
は、更に、重要な利点を与えている。即ち、トランジス
タ２０はスリューレート制限機能が完了すると、即ち、
図４における時間ｔd の後、エラー増幅器２の出力に対
し比較的低い入力インピーダンスを与える。この低い入
力インピーダンスは、導通状態にあるコイルに対しコン
デンサ１７が完全に充電されると、カレントミラー２５
の動作から得られる。この場合に、バッファ増幅器１２
は、フィードバック電圧とコマンド入力との間の差に応
答してエラー増幅器２によって発生される出力電流にお
ける変動に迅速に応答する。
は、更に、重要な利点を与えている。即ち、トランジス
タ２０はスリューレート制限機能が完了すると、即ち、
図４における時間ｔd の後、エラー増幅器２の出力に対
し比較的低い入力インピーダンスを与える。この低い入
力インピーダンスは、導通状態にあるコイルに対しコン
デンサ１７が完全に充電されると、カレントミラー２５
の動作から得られる。この場合に、バッファ増幅器１２
は、フィードバック電圧とコマンド入力との間の差に応
答してエラー増幅器２によって発生される出力電流にお
ける変動に迅速に応答する。
【００３１】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。
【図１】 従来技術に基づく多相ＤＣモータ用ドライバ
回路の概略図。
回路の概略図。
【図２】 図１の回路の動作を示したタイミング線図。
【図３】 本発明の好適実施例に基づく多相ＤＣモータ
用ドライバ回路の概略図。
用ドライバ回路の概略図。
【図４】 図３の回路の動作を示したタイミング線図。
２ エラー増幅器 ４Ａ，４Ｂ，４Ｃ ステータコイル ６ 検知抵抗 １０ モータ １８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ ドライバトランジスタ ２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ バッファ増幅器 ２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｃ 電流源 ２４Ａ，２４Ｂ，２４Ｃ 電流源 ２５Ａ，２５Ｂ，２５Ｃ カレントミラー ＣＴ センタータップ Ａ，Ｂ，Ｃ ノード
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 6/02 ３７１ Ｇ (72)発明者 マッシミリヤーノ ブランビヤ アメリカ合衆国， カリフォルニア 95129， サン ノゼ， サラトガ アベ ニュー 760， ナンバー 2308 (72)発明者 カール エム． シュレイガー アメリカ合衆国， カリフォルニア 95008， キャンベル， ボワーズ ドラ イブ 1127
Claims (17)
- 【請求項１】 多相ＤＣモータ用駆動回路において、 コマンド入力信号とフィードバック信号とに応答して出
力において駆動信号を発生するエラー増幅器が設けられ
ており、 各々が本モータの１つのコイルに対応している複数個の
コイル駆動回路が設けられており、各コイル駆動回路
は、対応するコイルに接続している導通経路を具備する
と共に制御電極を具備するドライバトランジシタ、入力
を具備すると共に前記ドライバトランジスタの制御電極
へ結合した出力を具備するバッファ増幅器、前記バッフ
ァ増幅器の入力と前記ドライバトランジスタの導通経路
との間に結合したコンデンサ、前記バッファ増幅器の入
力へ接続されており第一電流を導通させる第一電流源、
を有しており、 各々が前記エラー増幅器の出力へ結合されており且つ前
記複数個の前記駆動回路のうちの１つと関連している複
数個のスイッチ型カレントミラーが設けられており、各
スイッチ型カレントミラーは、コミュテーション信号を
受取るための制御電極を具備して第二電流を導通させる
ためのスイッチ型電流源、前記エラー増幅器の出力と前
記スイッチ型電流源との間に接続した導通経路を具備す
ると共にその導通経路の片側に接続した制御電極を具備
する一次トランジスタ、前記エラー増幅器の出力と対応
するコイル駆動回路内のバッファ増幅器への入力との間
に接続された導通経路を具備すると共に前記一次トラン
ジスタの制御電極へ接続した制御電極を具備しておりコ
ミュテーション信号を受取るスイッチ型電流源に応答し
て第二電流のミラー動作の結果としての電流を導通させ
る二次トランジスタ、を有している、ことを特徴とする
ドライバ回路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記複数個のコイル
駆動回路が本モータ用の低電圧側ドライバであることを
特徴とするドライバ回路。 - 【請求項３】 請求項１において、前記複数個のコイル
駆動回路のドライバトランジスタが電界効果型のもので
あることを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項４】 請求項１において、前記複数個のスイッ
チ型カレントミラーの一次及び二次トランジスタが電界
効果型のものであることを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項５】 請求項１において、前記第二電流が前記
第一電流よりも大きいことを特徴とするドライバ回路。 - 【請求項６】 請求項１において、前記複数個のスイッ
チ型カレントミラーの一次トランジスタ及び二次トラン
ジスタが実質的に同一の駆動特性を有していることを特
徴とするドライバ回路。 - 【請求項７】 請求項１において、前記複数個のドライ
バトランジスタの各々の導通経路と基準電圧との間に検
知抵抗が設けられており、前記フィードバック信号が前
記検知抵抗を横断しての電圧に対応することを特徴とす
るドライバ回路。 - 【請求項８】 多相ＤＣモータにおける複数個のコイル
を駆動するドライバ回路の制御方法において、 前記コイルを介しての駆動電流を検知し、 検知した駆動電流を共通信号と比較し且つその比較に応
答して駆動信号を発生し、コミュテーションシーケンス
の第一相において駆動されるべき複数個のコイルのうち
の第一コイルに対して、スイッチ型電流源の電流が二次
枝部によって導通されるように第一カレントミラーの一
次枝部におけるスイッチ型電流源をターンオンし、且つ
前記第一カレントミラーの二次枝部によって導通される
電流を第一積分用バッファ増幅器回路の入力へ印加し、
尚前記第一積分用バッファ増幅器回路は、バッファ増幅
器と、前記バッファ増幅器の入力及び前記複数個のコイ
ルの第一コイルとの間に接続したコンデンサと、前記バ
ッファ増幅器の入力へ接続したバッファ電流源とを有し
ており、前記バッファ増幅器の出力が第一ドライバトラ
ンジスタの制御電極へ接続しており、従って前記第一積
分用バッファ増幅器回路の入力への電流の印加に応答し
て、前記第一ドライバトランジスタが前記複数個のコイ
ルのうちの第一コイルを介して電流を導通させる、こと
を特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項８において、前記複数個のコイル
がセンタータップを具備するＹ形態に配列されているこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項１０】 請求項９において、更に、前記センタ
ータップを供給電圧へバイアスさせることを特徴とする
方法。 - 【請求項１１】 請求項８において、前記第一カレント
ミラーの二次枝部によって導通される電流が、前記第一
積分用バッファ増幅器回路のバッファ電流源によって導
通される電流よりも大きいことを特徴とする方法。 - 【請求項１２】 請求項８において、更に、 前記複数個のコイルのうちの第二コイルが駆動され且つ
前記複数個のコイルのうちの第一コイルは最早駆動され
ないコミュテーションシーケンスの第二相に対して、前
記第一カレントミラーの一次枝部におけるスイッチ型電
流源をターンオフし、従って前記第一カレントミラーの
二次枝部によって電流が導通されることはなく且つ前記
第一ドライバトランジスタは前記複数個のコイルのうち
の第一コイルを介しての電流の導通を終了し、第二カレ
ントミラーの一次枝部内のスイッチ型電流源をターンオ
ンし、従って前記スイッチ型電流源の電流が二次枝部に
よって導通され、且つ前記第二カレントミラーの二次枝
部によって導通される電流を第二積分用バッファ増幅器
回路の入力へ印加し、尚前記第二積分用バッファ増幅器
回路は、バッファ増幅器と、前記バッファ増幅器の入力
及び前記複数個のコイルの第二コイルの間に接続された
コンデンサと、前記バッファ増幅器の入力へ接続したバ
ッファ電流源とを有しており、前記バッファ増幅器の出
力は第二ドライバトランジスタの制御電極へ接続してお
り、従って前記第二積分用バッファ増幅器回路の入力へ
の電流の印加に応答して、前記第二ドライバトランジス
タが前記複数個のコイルのうちの第二コイルを介して電
流を導通させる、ことを特徴とする方法。 - 【請求項１３】 複数個のコイルを有するモータと、ド
ライバ回路とを有するモータシステムにおいて、 前記ドライバ回路が、コマンド入力信号及びフィードバ
ック信号に応答して出力において駆動信号を発生するエ
ラー増幅器と、各々が複数個のコイルの１つに対応する
複数個のコイル駆動回路と、複数個のスイッチ型カレン
トミラーとを有しており、 前記コイル駆動回路の各々が、対応するコイルへ接続さ
れている導通経路及び制御電極を具備するドライバトラ
ンジスタと、入力を具備すると共に前記ドライバトラン
ジスタの制御電極へ結合した出力を具備するバッファ増
幅器と、前記バッファ増幅器の入力及び前記ドライバト
ランジスタの導通経路の間に結合したコンデンサと、前
記バッファ増幅器の入力へ接続しており第一電流を導通
させるための第一電流源とを有しており、 前記複数個のスイッチ型カレントミラーの各々は、前記
エラー増幅器の出力へ結合させると共に前記複数個のコ
イル駆動回路の１つと関連しており、前記複数個のコイ
ル駆動回路のうちでそれと関連する１つがそれと関連す
るコイルを駆動すべきであることを表わすコミュテーシ
ョン信号を受取ることに応答して前記第一電流より大き
な第二ミラー電流を前記バッファ増幅器の入力へ印加さ
せる、ことを特徴とするシステム。 - 【請求項１４】 請求項１３において、前記複数個のス
イッチ型カレントミラーの各々が、コミュテーション信
号を受取るための制御電極を具備しており第二電流を導
通させるためのスイッチ型電流源と、前記エラー増幅器
の出力及び前記スイッチ型電流源の間に接続した導通経
路を具備すると共にその導通経路の片側に接続した制御
電極を具備する一次トランジスタと、前記エラー増幅器
の出力及び対応するコイル駆動回路内のバッファ増幅器
への入力の間に接続した導通経路を具備すると共に前記
一次トランジスタの制御電極へ接続した制御電極を具備
しており前記スイッチ型電流源がコミュテーション信号
を受取ることに応答して前記第二電流のミラー動作の結
果としての電流を導通させる二次トランジスタとを有す
ることを特徴とするシステム。 - 【請求項１５】 請求項１４において、前記複数個のス
イッチ型カレントミラーの一次及び二次トランジスタが
電界効果型のものであることを特徴とするシステム。 - 【請求項１６】 請求項１４において、前記複数個のス
イッチ型カレントミラーの一次及び二次トランジスタが
実質的に同一の駆動特性を有することを特徴とするシス
テム。 - 【請求項１７】 請求項１３において、更に、前記複数
個のドライバトランジスタの各々の導通経路及び基準電
圧の間に接続して検知抵抗が設けられており、前記フィ
ードバック信号が前記検知抵抗を横断しての電圧に対応
していることを特徴とするシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US315766 | 1994-09-30 | ||
| US08/315,766 US5661383A (en) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | Control of slew rate during turn-on of motor driver transistors |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182375A true JPH08182375A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=23225969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7253746A Pending JPH08182375A (ja) | 1994-09-30 | 1995-09-29 | モータドライバトランジスタのターンオン期間中のスリューレート制御 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5661383A (ja) |
| JP (1) | JPH08182375A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19605834A1 (de) * | 1996-02-16 | 1997-08-21 | Siemens Ag | Verfahren zum Ansteuern eines Gleichstrommotors und Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens |
| US5959417A (en) * | 1996-09-20 | 1999-09-28 | Texas Instruments Incorporated | Current feedback amplifier having trimcircuitry and method for controlling and equalizing stator winding current |
| US6072289A (en) * | 1998-04-28 | 2000-06-06 | Texas Instruments Incorporated | System and method for controlling high side slew rate in a spindle motor driver |
| US5977734A (en) * | 1998-09-09 | 1999-11-02 | Stmicroelectronics, Inc. | Circuit and method for determining optimal phase combination for startup of a polyphase DC motor |
| EP0989656B1 (de) * | 1998-09-24 | 2009-03-11 | Levitronix LLC | Permanentmagnetisch erregter elektrischer Drehantrieb |
| KR100296556B1 (ko) * | 1999-05-20 | 2001-07-12 | 김덕중 | 3상 비엘디시 모터의 구동 회로 |
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| DE60029747D1 (de) | 2000-03-31 | 2006-09-14 | St Microelectronics Srl | Regelungsverfahren für den Stromfluss des Antriebssystems für bürstenlose Motoren, insbesondere während der Schaltphasen |
| DE10050708C1 (de) * | 2000-10-13 | 2002-05-16 | Infineon Technologies Ag | Integrierbare Stromspeiseschaltung |
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| US6816816B2 (en) * | 2003-02-12 | 2004-11-09 | Bently Nevada, Llc | Transducer fault detection system using slew rate measurements: apparatus and method |
| JP2006020098A (ja) * | 2004-07-02 | 2006-01-19 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
| KR100648802B1 (ko) * | 2004-10-30 | 2006-11-23 | 매그나칩 반도체 유한회사 | 가로줄 노이즈 개선을 위한 이미지 센서 |
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| US7193378B1 (en) * | 2006-03-14 | 2007-03-20 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Wye switch inverter for electric and hybrid vehicles |
| TWI369850B (en) * | 2008-03-31 | 2012-08-01 | Leadtrend Tech Corp | Motor driving circuit and method thereof |
| US11799403B2 (en) * | 2017-11-21 | 2023-10-24 | Magna Electronics Inc. | BLDC motor with reduced EMC behavior |
Family Cites Families (6)
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| US4429270A (en) * | 1982-02-26 | 1984-01-31 | Motorola, Inc. | Switched current source for sourcing current to and sinking current from an output node |
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-
1994
- 1994-09-30 US US08/315,766 patent/US5661383A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-09-29 JP JP7253746A patent/JPH08182375A/ja active Pending
-
1997
- 1997-04-17 US US08/843,918 patent/US5920166A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5920166A (en) | 1999-07-06 |
| US5661383A (en) | 1997-08-26 |
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|
| A02 | Decision of refusal |
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