JPH07337070A - 絶縁ゲート型トランジスタ出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】モータに誘導性負荷で発生するノイズを最小限
に留めるための出力回路を提供する。 【構成】複数の異なる電流値の定電流源または複数の異
なる抵抗値の抵抗をゲート電極に接続し、トランジスタ
の入力容量への充放電をスイッチにより切り替え、３相
駆動回路の出力トランジスタ４のゲート電極に立上り，
立ち下がりの緩やかな台形波を入力する。また、出力電
流制御電圧をＡ／Ｄ変換器により検出し、マイクロプロ
セッサの指示により立上り速度，タイミングを制御し、
安定した相間切り替えを行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は絶縁ゲート型トランジス
タを出力段に用いた出力回路に係り、特に、小型モータ
の駆動用集積回路半導体装置等に適用され、半導体装置
によるモータの高効率で高信頼性な駆動，実装面積の縮
小によるコスト低減を可能とする回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ハードディスクドライブ（ＨＤＤ）装置
などのＯＡ機器を対象として、３相スピンドルモータを
効率良く駆動するドライバＩＣが開発されている。特に
最近のＨＤＤ装置の小型，低電源電圧化の要求から、ド
ライバＩＣなどのモータ駆動系と他の制御用ＩＣとのワ
ンチップ化や、外付け素子の削減，システム全体として
の低消費電力化などが図られるようになっている。

【０００３】このためのドライバＩＣが、エレクトロニ
ック エンジニアリング １９９３年１２月号４３頁か
ら４４頁（Electronic Engineering December 1993, p.
43−44）に記載されている。モータ内で１２０度の開角
で配置されている各電機子コイルに対して上下二つの絶
縁ゲート電界効果トランジスタからなる３組のハーフブ
リッジ出力回路から１２０度の位相差をもって駆動電流
を通電するようになっている。ハーフブリッジの上側ト
ランジスタ（上アーム）をＰチャネル、下側トランジス
タ（下アーム）をＮチャネルの、いわゆる、相補型で構
成し、上アームトランジスタのゲート電圧を電源電圧以
上に持ち上げることなく、上下トランジスタを十分に通
電できるようにしている。

【０００４】また、電源電圧を３Ｖとして、システムの
低電圧化に対応できるようになっている。モータの電機
子コイルで発生した誘起電圧（B−EMF；Back−Electro
Magnetic Force）を回転の位相情報としてディジタルプ
ロセッサでタイミング波形を形成する。また出力回路に
接続した電流検出用抵抗の電圧により出力電流を検出
し、外部ロジックからの速度制御情報に従い入力電圧を
設定する。

【０００５】この入力波形は方形波状であるが、モータ
の電機子コイルのインダクタンスにより発生するノイズ
を抑えるために、特に大きなノイズが発生するターンオ
フ時の波形がなめらかになるようにスルーレートコント
ロールを行っている。これは、Ｎチャネルトランジスタ
の場合には入力容量に蓄積された電荷を一定電流で引き
抜き、Ｐチャネルの場合には入力容量に一定電流で電荷
を充填する操作である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、２
相間の切り替え時における１相のトランジスタのターン
オフ時間を管理し、ターンオフする際に出力で発生する
ノイズ(Ｌ・ｄｉ／ｄｔ)の対策を行っているが、これと
同時にターンオンすべきもう１相のトランジスタの動作
については何の考慮もされていない。従って、ターンオ
ン時にノイズが発生すると共に、出力の立上り，立ち下
がり電流の交差点での電流値が出力電流最大値の１／２
とならず、切り替わり時の出力電流値を制御できないと
いう問題があった。また、出力電流の大きさが変わって
もターンオフの時間は一定であるため前述の交差点の位
相がずれてしまい、モータの回転効率の低下が起こると
いう問題があった。

【０００７】本発明の目的は、出力電流の立上り，立ち
下がりを緩やかにし、コイルで発生するノイズを最小限
に留めるための出力回路を提供することにある。

【０００８】本発明の他の目的は、ノイズの低減と、モ
ータの回転効率の維持を両立させることにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的は、出力トラン
ジスタのゲート電極に立上り，立ち下がりの緩やかな台
形波を入力することにより達成される。その手段とし
て、複数の異なる電流値の電流源、または複数の異なる
抵抗値の抵抗をゲート電極に接続し、トランジスタの入
力容量への充放電をスイッチにより切り替える。上記の
他の目的は、出力電流制御電圧に対応させてスルーレー
ト用の電流値とタイミングを変化させることで達成され
る。

【００１０】

【作用】モータより検出した相切り替えの情報をもとに
設定したタイミングに合わせて電流源を接続すること
で、電流源の電流値とトランジスタの入力容量によりゲ
ート電圧の立上り，立ち下がりの電圧変化率を設定する
ことが可能となる。また、出力電流の大きさによりスル
ーレートを変えることで、切り替わり点の電流を１／２
とし、位相も一定にすることが可能となる。二つの抵抗
値の抵抗とスイッチをゲート電極に接続し電流値制御済
の方形波を入力し、立ち下がりに合わせて高抵抗を接続
することにより、立上り，立ち下がりの非対称性を緩和
することが可能となる。さらに、高抵抗に換えて電流源
を接続することによっても、同様の作用がある。

【００１１】

【実施例】図１に、本発明の代表的実施例である２.５
インチスピンドルモータ駆動用ＩＣの３相出力回路部の
ブロック図を示す。１から６が出力用絶縁ゲート型トラ
ンジスタであり、１から３がＰチャネルトランジスタ、
４から６がＮチャネルトランジスタである。ここで、ト
ランジスタ１，４はＵ相用ハーフブリッジの上アームと
下アーム用、同２，５はＶ相用ハーフブリッジの上アー
ムと下アーム用、同３，６はＷ相用ハーフブリッジの上
アームと下アーム用である。また、７は負荷となるスピ
ンドルモータ、８は出力電流検出素子、９はモータの回
転数を把握するための位相情報、１０は出力電流を制御
するための比較回路、１１は９，１０からの情報を受け
てスイッチオン，オフのタイミングを作成するコミュテ
ーション回路、１２，１３が立上り電流供給用の電流源
とそのスイッチ１４，１５が立ち下がり電流供給用の電
流源とそのスイッチ１６，１７が入力容量を充電するた
めの電流源とそのスイッチ１８，１９が放電用の電流源
とそのスイッチである。

【００１２】本実施例では、Ｕ相の下アームのトランジ
スタの駆動についてのみ示しているが、実際には他のト
ランジスタについても同様の電流源とスイッチが設けら
れている。また、２０が電源電圧、２１がＵ相出力電
流、２２がＶ相出力電流、２３がＷ相出力電流、２４が
出力検出電圧である。

【００１３】この回路を動作させるためのタイミングチ
ャートを図２に示す。２５はモータ通電時の電機子コイ
ルに発生する誘起電圧（Ｂ−ＥＭＦ）波形、２６，２
７，２８，２９はそれぞれスイッチ１３，１５，１７，
１９のオン，オフ、３０はＵ相下アームのゲート電圧を
示す。１３，１５は、誘起電圧が３相の中点（センター
タップ）電位となった点（ゼロクロスポイント）からｔ
秒遅延させて立上り，立ち下がりに必要な時間だけオン
させる。これは、出力電流と誘起電圧との位相を合わせ
るためである。ＳＷ１７，ＳＷ１９については、ゲート
電圧が立上り目標とする出力電流を越えたとき、比較回
路１０からの信号を受けＳＷ１９がオンして放電を、同
様に放電により出力電流が減少したとき、比較回路１０
からの信号を受けＳＷ１７がオンして充電を行い、最終
的に目標電流に落ち着くようにゲート電圧にフィードバ
ックがかかるようになっている。

【００１４】図１の回路ブロックを実際の素子で実現し
た場合の回路を図３に示す。図３は図１と同様にＵ相下
アームのトランジスタの駆動回路を示しており、３１が
負荷である電機子コイル（インピーダンス；１.９Ω、
０.２ｍＨ）、３２が出力電流検出用の抵抗（ＲＮＦ＝
１Ω）、３３が目標とする出力電流Ｉｕを得るための出
力電流制御電圧Ｖｃ、３４が検出電圧Ｖｓ（＝Ｉｕ・Ｒ
ＮＦ）と目標電圧Ｖｃの比較を行い大小の情報を入力に
フィードバックするためのオペアンプ、Ｃ.Ｔ.は３相の
中点電位である。

【００１５】立上りのための電流源はＭ１，Ｍ２，Ｒ１
で、図１のＳＷ１３は本図のＭ３で、充電用の電流源は
Ｍ１，Ｍ２，Ｒ３で、ＳＷ１７はＭ４で構成されてい
る。同様に、立ち下がりのための電流源はＭ８，Ｍ９，
Ｒ２で、ＳＷ１５はＭ１０で、放電用の電流源はＭ８，
Ｍ９，Ｒ４で、ＳＷ１９はＭ１１で構成されている。

【００１６】図２で述べたように、ＳＷ１３，ＳＷ１５
のオン，オフタイミングは誘起電圧の情報によりコミュ
テーション回路で設定され、それぞれＭ３，Ｍ１０に入
力される。一方、ＳＷ１７，ＳＷ１９については、オペ
アンプの出力電圧がそのままオン，オフの入力信号とな
っており、検出電圧Ｖｓが目標電圧Ｖｃを越えたときは
オペアンプ出力がローとなり、Ｐチャネルトランジスタ
のＳＷ１９をオンさせ放電させるように働き、ＶｓがＶ
ｃに達しない時はその逆にオペアンプの出力がハイとな
ってＮチャネルトランジスタのＳＷ１７をオンさせて充
電を行わせる。この検出用の抵抗とオペアンプは３相共
通で使用され検出情報はオペアンプから常に送られてく
るため、Ｕ相下アーム動作期間以外にはＳＷ５（Ｍ５〜
Ｍ７で構成）、ＳＷ６（Ｍ１２〜Ｍ１４で構成）をオフ
状態にして無視されるようにしている。

【００１７】図３の回路における入出力波形を図４に示
す。Ｉgsはゲート電極への入力電流、Ｖgsはゲート電
圧、ＩｕはＵ相出力電流、ＶｕはＵ相出力電圧である。
本実施例では、電源電圧Ｖcc＝５Ｖの時、Ｒ１＝Ｒ３＝
１.５ＭΩ で一定電流５μＡを設定し、トランジスタの
入力容量Ｃgs＝５００ｐＦに対して、ゲート電圧Ｖgsの
０から５Ｖの立上り，立ち下がりを０.７ｍｓ で行って
いる。また、Ｒ２＝Ｒ４＝１.０ＭΩとして、一定電流
７.５μＡを設定し、充放電を行っている。これによ
り、出力電流の立上り，立ち下がりの変化率はｄｉ／ｄ
ｔ＝１Ａ／０.５ｍｓ＝２Ａ／ｍｓ となり、発生するキ
ックバックはＶｋｂ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ＝０.２ｍＨ×２
Ａ／ｍｓ＝０.４Ｖ となった。この値は、従来のスイッ
チングに比べて１／１０程度であり、本実施例により大
幅なノイズ低減が達成された。

【００１８】ゲート電圧と出力電流の立上り，立ち下が
り時間にｔｄのずれが生じるのは、ゲート電圧がしきい
値電圧Ｖthを越えたとき初めて電流が流れるからであ
る。従って、スイッチ切り替えのタイミング形成ではあ
らかじめこのｔｄを考慮する必要がある。この手間を省
くために、出力トランジスタのしきい値電圧を最小に留
めることが重要である。本実施例では、抵抗により電流
源の電流値を設定しているが、トランジスタの出力抵抗
を用いても同様なことが可能である。

【００１９】またＳＷ１７，ＳＷ１９は、目標電流値を
越えた後、直ちに動作させる必要があるため、ＳＷ５，
ＳＷ６はオペアンプ出力の最初の反転を検出し、これを
トリガーとしてオンさせるようにする。なお、出力ハー
フブリッジの構成として相補型を採用したことにより、
上アームのゲート電圧を昇圧する必要がなくなり、昇圧
回路と外付け容量の削減が図れた。この場合、上アーム
用Ｐチャネルトランジスタを初期状態でオフさせるため
に、ゲート初期電圧を電源電圧に充電させておく。ゲー
ト電圧は１周期終了時点で常に初期状態とさせておく必
要があるため、Ｎチャネルトランジスタの立ち下がり，
Ｐチャネルトランジスタの立ち上がり用電流値を、それ
ぞれの立上り，立ち下がりよりも大きくしておくことが
望ましい。

【００２０】本発明の第二の実施例を図５に示す。図５
は第一の実施例に加えて、出力電流制御電圧の大きさに
応じて立上り，立ち下がり用電流を変化させる機能を持
たせた３相出力回路のブロック図である。３５が８bit
のＡ／Ｄ変換器、３６が外部のマイクロプロセッサであ
り、入力されたディジタル値に応じて、マイクロプロセ
ッサ内のプログラムに従ってゲート電圧の立上り，立ち
下がり用電流を制御する。

【００２１】この制御結果を図６に示した。図６
（ａ)，(ｂ）はそれぞれＵ相，Ｖ相の切り替わり点での
出力電流の変化の様子を示しており、電流源の電流値が
一定の場合、（ａ）の破線で示したように最大電流の変
化によってＵ，Ｖ相の切り替わり点がずれ回転効率が低
下してしまう。この対策として出力電流制御電圧をＡ／
Ｄ変換器とマイクロプロセッサにより読み取り、この大
きさに比例させて電流源の電流値を切り替えるようにし
ており、（ａ）はタイミングを変えずに電流源電流値の
大きさのみを変えた場合、（ｂ）はタイミングと電流源
電流値の両方を変えた場合を示している。（ａ）はマイ
クロプロセッサを使用せず制御電圧レベルをシフトさ
せ、その電圧で電流源を制御することでも達成でき、
（ｂ）の操作は、外部のマイクロプロセッサに用意され
たプログラムにより指示されることが必然的である。

【００２２】電流源の電流値は、電流値設定用トランジ
スタのゲート電圧を制御することで行う。電流源制御方
法を図７に、出力電流制御電圧と電流源の電流値との関
係を、図８に示す。図７では、Ｕ相の下アームトランジ
スタの立上り用電流源の制御についてのみ示している。
図８の実施例では出力電圧１Ｖ、すなわち、出力電流１
Ａ（ＲＮＦ＝１Ωの時）を設定したとき、立上り，立ち
下がりの電流が５μＡとなるようにＭ３のゲート電圧を
設定した。この情報は、図７に示したマイクロプロセッ
サ３６のメモリに保管され、必要に応じてゲート制御電
圧３７を変更することができる。ここでは電流源電流値
の設定についてのみ示しているが、立上り，立ち下がり
のタイミングも数段階にプログラミングすることができ
る。

【００２３】本発明の第三の実施例を図９に示す。図９
は、二つの抵抗Ｒ１，Ｒ２とスイッチ３８により方形波
入力波形を台形波状に加工して、出力電流を滑らかにす
る３相出力回路のＵ相下アーム駆動方法を示しており、
（ａ）が回路図、（ｂ）がＶin、（ｃ）がゲート電圧Ｖ
gs、または出力電流Ｉｕである。ここで抵抗Ｒ１＝５０
０ｋΩ，Ｒ２＝２ＭΩであり、立上り時はＲ１を通して
充電され、立ち下がりの放電直前から一定期間スイッチ
によりＲ２に切り替えられる。Ｒ１のみの場合、方形波
入力波形を滑らかにできるが、立上りと立ち下がりの波
形が非対称となり、モータ回転効率が低下してしまうと
いう問題もあった。本実施例では、複数の充放電の時定
数を組み合わせることで、非対称性をある程度解消でき
る。このスイッチの切り替えタイミングは、誘起電圧の
ゼロクロス間隔のカウント値を利用して、コミュテーシ
ョン回路で設定される。本実施例では、ゲート電圧が完
全に対称形の台形ではないが、簡単な回路でソフト化を
実現したい場合に有効である。

【００２４】本発明の第四の実施例を図１０に示す。図
１０は、図９の実施例のＲ２を電流源に置き換えたこと
に相当する。３９が放電用電流源である。上アームがＰ
チャネルトランジスタの場合には、逆に立上り時に充電
用電流源が使用される。

【００２５】

【発明の効果】本発明によれば、出力回路を駆動する信
号を緩やかな立上り，立ち下がりの台形波にすることで
モータに発生するノイズを最小限にすることができ、外
付け部品によるスナバ回路の使用や波形のマスキング等
のノイズ防止措置を施すことなく、信頼性の高いモータ
駆動用ＩＣを提供できる。具体的には、インダクタンス
０.２ｍＨ のモータを電源電圧５Ｖで駆動し、出力電圧
におけるキックバックの振幅を０.４Ｖ に抑えることが
できた（ｄｉ／ｄｔ＝２Ａ／ｍｓ）。これは従来の１／
１０のレベルであり、大幅なノイズの低減が図られた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例の回路ブロック図。

【図２】本発明の第一の実施例のタイミングチャート。

【図３】本発明の第一の実施例の回路図。

【図４】図３の入出力波形図。

【図５】本発明の第二の実施例の回路ブロック図。

【図６】本発明の第二の実施例の制御結果の説明図。

【図７】本発明の第二の実施例の電流源制御回路図。

【図８】出力電流制御電圧と電流源電流値の関係を示す
特性図。

【図９】本発明の第三の実施例の回路図および動作説明
図。

【図１０】本発明の第四の実施例の回路図および動作説
明図。

【符号の説明】

１，２，３…Ｐチャネルトランジスタ、４，５，６…Ｎ
チャネルトランジスタ、７…スピンドルモータ、８…出
力電流検出素子、９…位相情報、１０…比較回路、１１
…コミュテーション回路、１２…電流源、１３…スイッ
チ、１４…電流源、１５…スイッチ、１６…電流源、１
７…スイッチ、１８…電流源、１９…スイッチ、２０…
電源電圧、２１…Ｕ相出力電流、２２…Ｖ相出力電流、
２３…Ｗ相出力電流。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１，第２の絶縁ゲート型のトランジスタ
   が直列に接続され、接続部に負荷が接続され、前記トラ
   ンジスタを交互に動作させることにより負荷に出力電流
   が供給されるハーフブリッジ回路であり、前記出力電流
   の大きさと位相を検出する手段を持ち、検出結果に対応
   させた大きさ，位相の台形波を前記トランジスタのゲー
   ト端子に与える機能を有する絶縁ゲート型トランジスタ
   出力回路において、複数の電流源の切り替えによる充放
   電によって台形波の立上り，立下がり部が形成される事
   を特徴とする絶縁ゲート型トランジスタ出力回路。
2. 【請求項２】請求項１において、前記ハーフブリッジ回
   路が３組並列に接続された３相出力回路であり、負荷が
   モータであり、前記台形波の位相が相間で１２０度ずつ
   ずれている絶縁ゲート型トランジスタ出力回路。
3. 【請求項３】請求項１において、前記第１，第２のトラ
   ンジスタが相補型を構成する絶縁ゲート型トランジスタ
   出力回路。
4. 【請求項４】請求項２において、出力電流切り替わり時
   の２相間の立上り，立ち下がりの交差点電流値が出力電
   流最大値の１／２となり、交差点と前記モータで発生し
   た逆起電圧の位相関係が一定になるようにゲート電圧の
   立上り，立ち下がりが決定される絶縁ゲート型トランジ
   スタ出力回路。
5. 【請求項５】請求項４において、前記モータの出力電流
   制御電圧をディジタル化し、その値をマイクロプロセッ
   サに取り込み、プログラムにより検出電圧に対応させた
   立上り，立ち下がり電流とタイミングを設定する絶縁ゲ
   ート型トランジスタ出力回路。
6. 【請求項６】請求項２において、前記台形波作成の手段
   が、複数の抵抗をスイッチで切り替えてゲート端子に接
   続することである絶縁ゲート型トランジスタ出力回路。
7. 【請求項７】請求項２において、前記台形波作成の手段
   が、抵抗と電流源をスイッチで切り替えてゲート端子に
   接続することである絶縁ゲート型トランジスタ出力回
   路。
8. 【請求項８】請求項１，２，３，４，５，６または７の
   いずれか記載のトランジスタ出力回路をスピンドルモー
   タの駆動用に使用したディスクドライブ装置。