JP3493806B2 - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents
電動パワ−ステアリング装置の制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電動パワ−ステアリ
ング装置の制御装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルク、及び車速を検出し、その検出信号
に基づいて操舵系に結合されたモ−タの制御目標値であ
る電流指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路に
おいて、前記した制御目標値である電流指令値と実際に
モ−タに流れる電流との差を電流制御値として求め、得
られた電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドル
の操舵力を補助するものであり、車速が低速の場合は補
助操舵力を大きくしてハンドル操作を軽く、車速が高速
の場合は補助操舵力を小さくしてハンドル操作を重くな
るように制御するのが一般的である。 【０００３】このような電動式パワ−ステアリング装置
では、制御系の安定性を維持するよう、トルクセンサの
後段に位相補償器を挿入して操舵トルクの急激な変動を
補償することが従来から行われている。 【０００４】また、このような電動式パワ−ステアリン
グ装置では、操舵系に結合されたモ−タの慣性力により
制御系の応答性が低下して操舵感覚を悪くするため、操
舵トルクの微分値を操舵トルクに加算して応答性を改善
するようにすることが知られている。 【０００５】また、電動式パワ−ステアリング装置は、
モ−タを質量、ト−シヨンバ−をバネ要素とした共振系
を構成しており、この共振系が振動を起こすと操舵感覚
を悪くするため、制御系のトルクセンサの後段に共振周
波数成分を除去する帯域除去フイルタを挿入して共振系
の振動を抑え、操舵感覚を改善するようにすることが知
られている（特開平６−１８３３５５号公報参照）。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記し
た電動式パワ−ステアリング装置における制御系の安定
性と応答性とは相反する特性であり、安定性を高めれば
応答性が低下し、応答性を高めれば安定性が低下してし
まい、両特性を満足させることが困難であつた。また、
前記したように、電動式パワ−ステアリング装置を構成
するモ−タ、ト−シヨンバ−などからなる共振系の共振
周波数成分を除去するために帯域除去フイルタを使用し
たときは、除去される中心周波数以下では応答性が低下
してしまうばかりでなく、フイルタなど構成部品の精度
のバラツキなどにより十分な制振効果を得ることができ
ない場合がある。 【０００７】このほか、補助操舵力を指令する指令値に
は油圧式パワ−ステアリング装置のような非線形特性を
与えた場合が好ましい場合があるが、電動式パワ−ステ
アリング装置では非線形特性の付与を考慮した設計が困
難であること、使用状態などによる動特性の変化を考慮
した設計が困難であること、制御系の次数が大きくなり
デジタル回路での実現が困難になることなどの課題があ
つた。 【０００８】 【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルクに基づいて演算された電流指令値と検出
されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に基づいて
ステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ出力を制
御する電動パワ−ステアリング装置の制御装置におい
て、制御装置の安定性を補償する安定補償器が操舵トル
クを検出するトルクセンサの後段に配置され、前記安定
補償器は、電動式パワ−ステアリング装置を構成する慣
性要素とバネ要素からなる共振系の共振周波数のピ−ク
を打ち消すように作用するとともに、制御系の安定性と
応答性を改善するように作用する以下の特性式で表され
る特性を備えたものであること Ｃ(s) ＝（ｓ2 ＋ａ1 ｓ＋ａ2 ）／（ｓ2 ＋ｂ1 ｓ＋ｂ
2 ） ｓ：ラプラス変換子、ａ1 、ａ2 、ｂ1 、ｂ2 ：共振系
の共振周波数により決定されるパラメ−タ を特徴とする。 【０００９】 【作用】操舵トルクを検出するトルクセンサの後段に配
置された特性式Ｃ(s) で表される特性を備えた安定補償
器により、検出トルクに含まれる慣性要素とバネ要素か
らなる共振系の共振周波数のピ−ク値を除去し、また、
制御系の安定性と応答性を阻害する共振周波数の位相の
ずれを補償するから、制御系の安定性と応答性を改善す
ることができる。 【００１０】 【実施例】以下、この発明を図面により説明する。図１
は、この発明を適用するに適した電動パワ−ステアリン
グ装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の
軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５
ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド
８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵ト
ルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、ま
た、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギ
ア４を介して軸２に結合している。 【００１１】クラツチ９は以下説明する電子制御回路１
３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では
結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリ
ング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとな
つている時に切離される。 【００１２】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて電流指令値の演算を行い、演
算された電流指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電
流をフイ−ドバツク制御する。 【００１３】図２は、この発明による電子制御回路１３
の構成を示すブロツク図である。電子制御回路１３はＣ
ＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部におい
てプログラムで実行される機能を示している。 【００１４】従来の電動パワ−ステアリング装置を制御
する電子制御回路との相違点は、操舵トルクを検出する
トルクセンサ３の後段に、この発明による安定化補償器
２１を設け、操舵系の安定性、応答性を高め、振動を押
さえ、良好な操舵感覚を与えるための補償を行うように
した点にある。安定化補償器２１については、後で詳細
に説明する。 【００１５】まず、電子制御回路１３の構成と動作の概
略について説明する。トルクセンサ３から入力された操
舵トルク信号は、後で詳細に説明する安定化補償器２１
により所定の補償がなされた後、電流指令値演算器２２
に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速
も電流指令値演算器２２に入力される。 【００１６】電流指令値演算器２２は、安定化補償器２
１により所定の補償がなされた操舵トルク信号及び車速
信号と、特性マツプメモリ２８に格納されている操舵補
助指令値に基づき、所定の演算式によりモ−タ１０に供
給する電流の制御目標値である電流指令値Ｉを演算す
る。 【００１７】比較器２３、微分補償器２４、比例演算器
２５及び積分演算器２６、加算器２７から構成される回
路は、実際のモ−タ電流値ｉが電流指令値Ｉに一致する
ようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。 【００１８】比例演算器２５では、電流指令値Ｉと実際
のモ−タ電流値ｉとの差に比例した比例値が出力され
る。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク
制御系の特性を改善するため積分演算器２６において積
分され、差の積分値の比例値が出力される。 【００１９】微分補償器２４では、電流指令値Ｉに対す
る実際にモ−タに流れるモ−タ電流値ｉの応答速度を高
めるため、電流指令値Ｉの微分値が出力される。 【００２０】比例演算器２５から出力された電流指令値
Ｉと実際のモ−タ電流値ｉとの差に比例した比例値、及
び積分演算器２６から出力された積分値、及び微分補償
器２４の出力は、加算器２７において加算演算され、演
算結果である電流制御値Ｅがモ−タ駆動信号としてモ−
タ駆動回路４１に出力される。 【００２１】図３にモ−タ駆動回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ駆動回路４１は加算器２７から入力された
電流制御値ＥをＰＷＭ信号と電流方向信号とに分離変換
する変換部４４、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のゲ
−トを駆動するゲ−ト駆動回路４５、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ
4 からなるＨブリツジ回路等からなり、ここでＦＥＴ1
とＦＥＴ3 はＨブリツジの第１のア−ムを、ＦＥＴ2 と
ＦＥＴ4 はＨブリツジの第２のア−ムを構成する。な
お、昇圧電源４６はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサイド側
を駆動する電源である。 【００２２】ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）は、モ−
タに流れる電流の大きさを時間で決定する信号で、加算
器２７において演算された電流制御値Ｅの絶対値により
ＰＷＭ信号のデユ−テイ比（ＦＥＴのゲ−トをＯＮ／Ｏ
ＦＦする時間比）が決定される。ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 は
前記したＰＷＭ信号のデユ−テイ比に基づいてゲ−トが
ＯＮ／ＯＦＦされ、モ−タに流れる電流の大きさが制御
される。 【００２３】電流方向信号は、モ−タに供給する電流の
方向を指示する信号で、加算器２７において演算された
電流制御値Ｅの符号（正負）により決定される。また、
ＦＥＴ3 とＦＥＴ4 は前記した電流方向信号に基づいて
ゲ−トがＯＮ或いはＯＦＦされ（一方がＯＮの時、他方
はＯＦＦとなる）、モ−タに流れる電流の方向、即ちモ
−タの回転方向が切り換えられる。 【００２４】ＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
3 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ2 を経てて流れ、モ−タ１０に負
方向の電流が流れる。 【００２５】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出された実際のモ
−タ電流値ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力さ
れる（図２参照）。 【００２６】 次に、この発明の安定化補償器について
説明する。上記したフイードバツク制御系における開ル
ープ特性、即ち電流指令値Ｉから、電流指令値Ｉに基づ
いてモータ電流が制御され、これにより発生した操舵補
助力を受けたステアリング機構の検出トルクＴまでに至
る制御対象の開ループの伝達特性は、図４に示すような
周波数特性を示し、ステアリング機構の共振点において
ゲインがピークを示し、ピークを越えるとゲインが急速
に減衰することを示している。図４において、縦軸はゲ
イン、横軸は制御系の周波数であり、線（ａ）は実際の
制御対象の伝達特性Ｐ(s) を示し、線（ｂ）は制御対象
の近似モデルの伝達特性Ｐｎ (s) を示している。 【００２７】なお、図４に示す伝達特性を示す制御対象
は、操向ハンドルはフリ−、即ち操舵トルクが発生して
いない状態にあり、またタイヤは路面に接地していな
い、即ち路面から抵抗を受けていない状態を設定してい
る。 【００２８】 この発明の安定化補償器は、図４の線
（ａ）で示すような周波数特性を示す実際の制御対象の
特性Ｐ(s) を、これに近い図４の線（ｂ）で示す特性Ｐ
ｎ (s) を示すモデルにより代表させ、そのモデルにお
いて共振点に鋭いピークが発生しないような条件を求め
て、安定化補償器を構成しようとするものである。 【００２９】図４に示すような周波数特性を示す制御対
象では、制御範囲周波数（≦ωcont）においては２次関
数で近似することができ、近似モデルの特性をＰn (s)
とおくと、実際の制御対象の特性Ｐ(s) は以下の式
（１）で表すことができる。 【００３０】 【数１】ここで、Ｐ(s) ：実際の制御対象の特性 Ｐn (s) ：近似モデルの制御対象の特性 Δ1 (s) ：Ｐ(s) とＰn (s) との特性の差（乗法的表
現） 一方、式（１）で表わされる実際の制御対象の特性Ｐ
(s) は、例えばシステム同定手段を用いて数学モデルに
置き換えることができ、その結果、Ｐ1 (s) とＰn (s)
の積として、以下の式（２）で表すことができる。即
ち、Ｐ(s) は２つの共振系を持つ系として定義すること
ができる。 【００３１】ここで、Ｐ1 (s) は近似モデルの制御対象
の特性Ｐn (s) で無視した近似モデルの制御対象の高次
の特性を表すものとする。 【００３２】 【数２】 式（２）で表される特性式Ｐ(s) における項Ｐ1 (s) 及
びＰn (s) は、実際の制御対象の周波数特性曲線に近似
させた２次の多項式に展開し、それぞれ以下の式
（３）、式（４）で定義することができる。 【００３３】 【００３４】 【数３】 【００３５】 【数４】 ここで、ａ1 、ａ2 は前記Ｐn (s) を２次の多項式に展
開したときに決定される係数、ｄ1 、ｄ2 はＰ1 (s) の
高次共振系の共振周波数とダンピングで決定される係
数、ｋｐは近似モデルの制御対象の特性Ｐn (s) のゲイ
ンを実際の制御対象の特性Ｐ(s) のゲインに一致させる
ために設定した任意の係数、ｓはラプラス変換子を表
す。 【００３６】実際の制御対象Ｐ(s) の特性と、近似モデ
ルの制御対象の特性Ｐn (s) との特性の差Δ1 (s) は、
式（１）（２）（３）（４）から以下の式（５）で表す
ことができる。 【００３７】 【数５】 検討を簡略にするため、制御対象であるステアリング機
構を伝達関数で表した図５に示すブロツク図で説明す
る。図５において、５１は特性Ｃ(s) を有する安定化補
償器、５２は操舵補助指令値のゲインＫを格納している
特性マツプメモリで、ここでは検討を簡略にするため１
つのゲインのものとする。５３は制御対象の特性Ｐ(s)
で、符号５３ａで示す近似モデルの特性Ｐn (s) と符号
５３ｂで示す差Δ1 (s) とで表される。なお、５０、５
４は加算器を示す。 【００３８】この発明の安定化補償器では、図４に示す
ような周波数特性を示す実際の制御対象の特性Ｐ(s) の
共振系の共振周波数のピ−クを打ち消すため、逆特性の
入力を加算する極零相殺を行う。 【００３９】即ち、式（４）で表される制御対象の近似
モデルの特性Ｐn (s) に対して、安定化補償器の特性Ｃ
(s) を以下の式（６）のように定義する。即ち、式
（４）の分母と同じ要素を式（６）の分子に置き、打ち
消すようにする。式（６）の分母の次数は、安定化補償
器の特性Ｃ(s) の実現性を確保する最低の次数である２
次の次数を設定する。ここでｂ1 、ｂ2 は制御系の応答
特性を決定するパラメ−タで、その決定方法は後で説明
する。 【００４０】 【数６】 実際の制御対象の特性Ｐ(s) とその近似モデルの特性Ｐ
n (s) との特性の差のΔ1 (s) を無視すると、図５に示
すステアリング機構を伝達関数で示した制御系の開ル−
プ特性ＧOPENは、制御対象の共振を起こす項が打ち消さ
れて新たに以下の式（７）で定義することができる。即
ち、制御系の開ル−プ特性ＧOPENは、式（４）と（６）
から、式（７）を導くことができる。制御系の開ル−プ
特性は安定化補償器の特性Ｃ(s) を表す式（７）の分母
により決定される。なお、ここでＫは操舵補助指令値の
ゲインを表す。 【００４１】 【数７】 このとき、制御系の閉ル−プ特性ＧCLOSE は、以下の式
（８）で表すことができる。 【００４２】 【数８】 制御系の設計に際し、制御帯域の設計仕様で決定されて
いる限界周波数ωcontに対しては、以下の式（９）を満
足するようにパラメ−タｂ2 を決定し、また、ダンピン
グの設計仕様で決定されているダンピングフアクタξ1
に対しては、下の式（１０）を満足するようにパラメ−
タｂ1 を決定することにより、設計仕様を満足する応答
特性を得ることができる。 【００４３】 【数９】 【００４４】 【数１０】 以上の検討では、制御対象の特性Ｐ(s) とその近似モデ
ルの特性Ｐn (s) との差Δ1 (s) を無視したが、実際の
設計では両特性の差Δ1 (s) を考慮しなければならな
い。両特性の差Δ1 (s) の存在により、達成できる限界
周波数ωcontやダンピングフアクタξ1 は制約を受ける
ことになる。 【００４５】両特性の差Δ1 (s) を考慮すると、制御系
の安定化のための十分条件は最小ゲイン定理により以下
の式（１１）で示される。ここで、Ｔ(s) は図５に示す
制御系における相補感度関数であり、以下の式（１２）
で表わされる。 【００４６】 【数１１】 【００４７】 【数１２】 さらに、式（１１）は以下の式（１３）のように表すこ
とができる。 【００４８】 【数１３】 したがつて、制御系の安定化のための十分条件は式（１
４）で表わすことができる。 【００４９】 【数１４】 図６は、式（１４）で表わされる制御系の安定化のため
の十分条件を説明する特性図である。図６において、線
（ａ）は式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1を表し、パラメ−タ
ｂ1 が大になると線（ｂ）に示すように上方に移動し、
パラメ−タｂ1が小になると下方に移動する。線（ｃ）
は式（１４）の‖Δ1 (s) ‖を表し、線（ｄ）は‖Ｔ
（s)‖（式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1の逆数）を表す。 【００５０】図６において、‖Ｔ（s)‖-1を表す線
（ａ）が‖Δ1 (s) ‖を表す線（ｃ）よりも常に上にあ
るとき、制御系の安定性は保証される。図６において
は、‖Ｔ（s)‖-1を表す線（ａ）が‖Δ1 (s) ‖を表す
線（ｃ）と交差する部分があり、このような場合、制御
系は不安定になる可能性がある。そこで、前記した制御
帯域の設計仕様の限界周波数ωcontを維持した上で制御
系の安定性を得るためには、ダンピングの設計仕様に関
わるパラメ−タｂ1 を大きくして、線（ｂ）に示すよう
に上方に移動させればよい。 【００５１】以上の検討においては制御対象の特性Ｐ
(s) とその近似モデルの特性Ｐn (s)との差Δ1 (s) に
ついて考慮したが、このほか、パラメ−タ変動について
も検討しなければならない。 【００５２】以下パラメ−タ変動について検討する。変
動を受けるパラメ−タは操舵補助指令値のゲインＫと、
近似モデルの特性Ｐn (s) の係数ａ1 、ａ2 である。 【００５３】特性マツプメモリに格納されている操舵補
助指令値のゲインＫは単一ゲインとして扱つたが、実際
には図７に示すように、操舵補助指令値のゲインＫは車
速Ｖ及び操舵トルクＴに応じて非線形に変化する。即
ち、図７の（ａ）は操舵補助指令値のゲインＫが単一ゲ
インの場合を示しており、（ｂ）は車速Ｖが低速領域に
あるときのゲイン、（ｃ）は車速Ｖが中速領域にあると
きのゲイン、（ｄ）は車速Ｖが高速領域にあるときのゲ
インをそれぞれ示している。 【００５４】操舵補助指令値のゲインＫの非線形性は、
ゲインＫの変動としてとらえることができるから、操舵
補助指令値のゲインＫは、以下の式（１５）で表すこと
ができる。 【００５５】 【数１５】 ここで、Δｋ1 は操舵補助指令値Ｋのゲインの最小変動
率、Δｋ2 は最大変動率とする。 【００５６】操舵補助指令値のゲインＫの変動の最大値
をΔ2 (s) とおくと、Δ2 (s) は以下の式（１６）で表
すことができる。 【００５７】 【数１６】 次に、係数ａ1 、ａ2 について検討する。今までの検討
においては、制御対象の近似モデルの特性パラメ−タと
実際の制御対象の特性のパラメ−タとは一致するものと
してきたが、実際には近似モデルの特性のパラメ−タと
実際の制御対象の特性のパラメ−タとは正確には一致し
ない場合が多い。この誤差をΔ3 (s) とおくと、Δ
3 (s) は以下の式（１７）で表すことができる。一般
に、誤差Δ3 (s) は使用状態の変動によつてもたらされ
る変動である。例えば、人が操向ハンドルを握ることに
よる操舵系の剛性の変動がこれに該当する。 【００５８】 【数１７】 ここで、ａ1 * 、ａ2 * は実際の制御対象のパラメ−タ
である。 【００５９】上記した極零相殺を行う際に生じた誤差Δ
3 (s) は、制御対象の近似モデルの特性と実際の制御対
象の特性とのコ−ナ周波数のずれと、ダンピングフアク
タのずれとしてとらえることができる。したがつて、式
（１７）は以下の式（１８）で表すことができる。 【００６０】 【数１８】ここで、ξ1 ：モデルのダンピングフアクタ ω1 ：モデルののコ−ナ周波数 ξ1 * ：実際の制御対象のダンピングフアクタ ω1 * ：実際の制御対象のコ−ナ周波数 以下、式（１８）において、実際の制御対象のコ−ナ周
波数と近似モデルのコ−ナ周波数との間にずれがある場
合、即ち、ω1 * ≠ω1 の場合の安定性を確保する方法
について説明する。 【００６１】ここで扱う制御対象のダンピングフアクタ
ξ1 * は、ξ1 * ＜＜１である。 【００６２】ξ1 * は近似的にξ1 に等しく、ω1 * ≠
ω1 であると仮定する。この仮定は一般の電動パワ−ス
テアリング機構において成立するものである。 【００６３】制御対象の近似モデルの特性と実際の制御
対象の特性の差Δ(s) は、以下の式（１９）で表すこと
ができる。 【００６４】 【数１９】 先に、制御系安定のための十分条件を式（１４）で示し
たが、この式（１４）の‖Δ1 (s) ‖に式（１９）の‖
Δ(s) ‖を代入すれば、特性マツプのゲインの変動Δ2
(s) や、極零相殺を行うときの制御対象の近似モデルの
特性のパラメ−タと実際の制御対象の特性のパラメ−タ
との誤差Δ3 (s) を考慮した、制御系安定のための十分
条件を求めることができる。 【００６５】図８は上記した制御系安定のための十分条
件を説明する図で、実際の制御対象のコ−ナ周波数と制
御対象の近似モデルののコ−ナ周波数との間のずれがあ
り、ω1 * ≠ω1 の場合は、ゲイン‖Δ(s) ‖は線
（ｂ）のように周波数ω1 において共振し、制御系が振
動的、又は不安定になることがわかる。ω1 * ＝ω1 の
場合は、ゲイン‖Δ(s) ‖は線（ｃ）のようになり、安
定する。なお、線（ａ）は式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1を
表す。 【００６６】この発明では制御帯域の設計仕様として与
えられたω1 * とω1 の差（ω1 *−ω1 ）の大きさに
応じて制御系が振動的になるのを防ぐため、厳密な極零
相殺を逃げている。図９はこの状態を示すものである。
即ち、ω1 * ≠ω1 の場合においても十分にダンピング
の効いたダンピングフアクタξ1 を設定することにより
（ξ1 ＞＞ξ1 * ）、周波数ω1 でのゲイン‖Δ(s) ‖
は線（ｄ）のようになり、ピ−ク値を押さえている。 【００６７】以上で、この発明の安定化補償器２１の特
性Ｃ(S) が決定された。安定化補償器２１の特性Ｃ(S)
をデジタル値で実現するためには、公知の離散化手段を
適用することにより、特性Ｃ(S) は、例えば以下の式
（２０）で表すことにする。 【００６８】 【数２０】 ここで、ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 、ｅ1 、ｅ2 は、式（２）で
表される実際の制御対象の特性式Ｐ(s) を近似モデルの
制御対象の特性式Ｐn (s) で表し、それと前記Δ(s) に
基づいて決定された特性式Ｃ(S) で表される安定化補償
器２１の係数ａ1 、ａ2 、ｂ1 、ｂ2 の値に基づいて決
定される係数を表す。 【００６９】また、ｚ-1、ｚ-2は、デ−タサンプリング
におけるそれぞれ１つ前のサンプルのオペレ−タ、２つ
前のサンプルのオペレ−タをそれぞれ表す。 【００７０】式（２０）は、例えば操舵トルクＴのＡ／
Ｄ変換値をＴ(k) 、安定化補償器２１の出力をＴc (k)
とおくと、安定化補償器２１の出力Ｔc (k) は、以下の
式（２１）で表すことができる。 【００７１】 【数２１】 ここで、Ｔ(k) ：デ−タサンプリングした操舵トルクＴ
のＡ／Ｄ変換値 Ｔ(k-1) ：同じく１サンプル前の値 Ｔ(k-2) ：同じく２サンプル前の値 Ｔc (k) ：安定化補償器２１の出力 Ｔc (k-1) ：同じく１サンプル前の値 Ｔc (k-2) ：同じく２サンプル前の値 前記した特性式Ｃ(S) で表される特性を持つ安定化補償
器２１は、図２で示された電子制御回路１３において、
ＣＰＵ内部で実行される前記式（２１）の演算により実
現される機能である。以下、ＣＰＵ内部において実行さ
れる演算を図１０に示すフロ−チヤ−トにより説明す
る。 【００７２】まず、トルクセンサの出力Ｔをサンプリン
グし（ステツプＰ１）、Ａ／Ｄ変換して検出トルクサン
プル値Ｔ(k) を読み込む（ステツプＰ２）。メモリから
前回、及び前々回処理した操舵トルクＴのサンプル値Ｔ
(k-1) 、Ｔ(k-2) 、及び安定化補償器の出力Ｔc (k-1)
、Ｔc (k-2) を読み出す（ステツプＰ３）。 【００７３】前記式（２１）に基づいてＴc (k) を演算
し（ステツプＰ４）、変数Ｔc (k)をＴc (k-1) に、Ｔc
(k-1) をＴc (k-2) に、Ｔ(k) をＴ(k-1) に、Ｔ(k-1)
をＴ(k-2) に更新してメモリに書き込む（ステツプＰ
５）。 【００７４】演算結果のＴc (k) を安定化補償器２１の
出力として電流指令値演算器２２に入力する（ステツプ
Ｐ６）。 【００７５】以上説明したこの発明の安定化補償器は、
トルクセンサの出力信号から共振周波数成分を除去する
ために、トルクセンサの後段に挿入された帯域除去フイ
ルタに類似した機能を有するが、帯域除去フイルタはト
ルクセンサ系のバネ要素、ハンドル慣性及びモ−タ慣性
により生ずる共振周波数成分を除去し、共振周波数成分
のゲイン特性を改善することを目的としている。 【００７６】これに対し、この発明の安定化補償器は、
前記したとおり制御対象の共振系における共振周波数の
ピ−クを打ち消すため、逆特性の入力を加算する極零相
殺を行うものであるから、共振周波数成分のゲイン特性
を改善ばかりでなく位相特性も含めて補償される点で、
構成及びその機能において全く相違する。 【００７７】 【発明の効果】以上説明したとおり、この発明によれ
ば、操舵トルクを検出するトルクセンサの後段に、特性
式Ｃ(s) で表される特性を備えた安定補償器配置を配置
し、検出トルクに含まれる慣性要素とバネ要素からなる
共振系の共振周波数のピ−ク値を除去し、また、制御系
の安定性と応答性を阻害する共振周波数の位相のずれを
補償するものであるから、簡単な構成により電動式パワ
−ステアリング装置の制御系の安定性と応答性を改善す
ることができる。
ング装置の制御装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルク、及び車速を検出し、その検出信号
に基づいて操舵系に結合されたモ−タの制御目標値であ
る電流指令値を演算し、電流フイ−ドバツク制御回路に
おいて、前記した制御目標値である電流指令値と実際に
モ−タに流れる電流との差を電流制御値として求め、得
られた電流制御値によりモ−タを駆動して操向ハンドル
の操舵力を補助するものであり、車速が低速の場合は補
助操舵力を大きくしてハンドル操作を軽く、車速が高速
の場合は補助操舵力を小さくしてハンドル操作を重くな
るように制御するのが一般的である。 【０００３】このような電動式パワ−ステアリング装置
では、制御系の安定性を維持するよう、トルクセンサの
後段に位相補償器を挿入して操舵トルクの急激な変動を
補償することが従来から行われている。 【０００４】また、このような電動式パワ−ステアリン
グ装置では、操舵系に結合されたモ−タの慣性力により
制御系の応答性が低下して操舵感覚を悪くするため、操
舵トルクの微分値を操舵トルクに加算して応答性を改善
するようにすることが知られている。 【０００５】また、電動式パワ−ステアリング装置は、
モ−タを質量、ト−シヨンバ−をバネ要素とした共振系
を構成しており、この共振系が振動を起こすと操舵感覚
を悪くするため、制御系のトルクセンサの後段に共振周
波数成分を除去する帯域除去フイルタを挿入して共振系
の振動を抑え、操舵感覚を改善するようにすることが知
られている（特開平６−１８３３５５号公報参照）。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記し
た電動式パワ−ステアリング装置における制御系の安定
性と応答性とは相反する特性であり、安定性を高めれば
応答性が低下し、応答性を高めれば安定性が低下してし
まい、両特性を満足させることが困難であつた。また、
前記したように、電動式パワ−ステアリング装置を構成
するモ−タ、ト−シヨンバ−などからなる共振系の共振
周波数成分を除去するために帯域除去フイルタを使用し
たときは、除去される中心周波数以下では応答性が低下
してしまうばかりでなく、フイルタなど構成部品の精度
のバラツキなどにより十分な制振効果を得ることができ
ない場合がある。 【０００７】このほか、補助操舵力を指令する指令値に
は油圧式パワ−ステアリング装置のような非線形特性を
与えた場合が好ましい場合があるが、電動式パワ−ステ
アリング装置では非線形特性の付与を考慮した設計が困
難であること、使用状態などによる動特性の変化を考慮
した設計が困難であること、制御系の次数が大きくなり
デジタル回路での実現が困難になることなどの課題があ
つた。 【０００８】 【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルクに基づいて演算された電流指令値と検出
されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に基づいて
ステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ出力を制
御する電動パワ−ステアリング装置の制御装置におい
て、制御装置の安定性を補償する安定補償器が操舵トル
クを検出するトルクセンサの後段に配置され、前記安定
補償器は、電動式パワ−ステアリング装置を構成する慣
性要素とバネ要素からなる共振系の共振周波数のピ−ク
を打ち消すように作用するとともに、制御系の安定性と
応答性を改善するように作用する以下の特性式で表され
る特性を備えたものであること Ｃ(s) ＝（ｓ2 ＋ａ1 ｓ＋ａ2 ）／（ｓ2 ＋ｂ1 ｓ＋ｂ
2 ） ｓ：ラプラス変換子、ａ1 、ａ2 、ｂ1 、ｂ2 ：共振系
の共振周波数により決定されるパラメ−タ を特徴とする。 【０００９】 【作用】操舵トルクを検出するトルクセンサの後段に配
置された特性式Ｃ(s) で表される特性を備えた安定補償
器により、検出トルクに含まれる慣性要素とバネ要素か
らなる共振系の共振周波数のピ−ク値を除去し、また、
制御系の安定性と応答性を阻害する共振周波数の位相の
ずれを補償するから、制御系の安定性と応答性を改善す
ることができる。 【００１０】 【実施例】以下、この発明を図面により説明する。図１
は、この発明を適用するに適した電動パワ−ステアリン
グ装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル１の
軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５
ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツド
８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵ト
ルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、ま
た、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギ
ア４を介して軸２に結合している。 【００１１】クラツチ９は以下説明する電子制御回路１
３により制御される。クラツチ９は通常の動作状態では
結合しており、電子制御回路１３によりパワ−ステアリ
ング装置の故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとな
つている時に切離される。 【００１２】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて電流指令値の演算を行い、演
算された電流指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電
流をフイ−ドバツク制御する。 【００１３】図２は、この発明による電子制御回路１３
の構成を示すブロツク図である。電子制御回路１３はＣ
ＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部におい
てプログラムで実行される機能を示している。 【００１４】従来の電動パワ−ステアリング装置を制御
する電子制御回路との相違点は、操舵トルクを検出する
トルクセンサ３の後段に、この発明による安定化補償器
２１を設け、操舵系の安定性、応答性を高め、振動を押
さえ、良好な操舵感覚を与えるための補償を行うように
した点にある。安定化補償器２１については、後で詳細
に説明する。 【００１５】まず、電子制御回路１３の構成と動作の概
略について説明する。トルクセンサ３から入力された操
舵トルク信号は、後で詳細に説明する安定化補償器２１
により所定の補償がなされた後、電流指令値演算器２２
に入力される。また、車速センサ１２で検出された車速
も電流指令値演算器２２に入力される。 【００１６】電流指令値演算器２２は、安定化補償器２
１により所定の補償がなされた操舵トルク信号及び車速
信号と、特性マツプメモリ２８に格納されている操舵補
助指令値に基づき、所定の演算式によりモ−タ１０に供
給する電流の制御目標値である電流指令値Ｉを演算す
る。 【００１７】比較器２３、微分補償器２４、比例演算器
２５及び積分演算器２６、加算器２７から構成される回
路は、実際のモ−タ電流値ｉが電流指令値Ｉに一致する
ようにフイ−ドバツク制御を行う回路である。 【００１８】比例演算器２５では、電流指令値Ｉと実際
のモ−タ電流値ｉとの差に比例した比例値が出力され
る。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク
制御系の特性を改善するため積分演算器２６において積
分され、差の積分値の比例値が出力される。 【００１９】微分補償器２４では、電流指令値Ｉに対す
る実際にモ−タに流れるモ−タ電流値ｉの応答速度を高
めるため、電流指令値Ｉの微分値が出力される。 【００２０】比例演算器２５から出力された電流指令値
Ｉと実際のモ−タ電流値ｉとの差に比例した比例値、及
び積分演算器２６から出力された積分値、及び微分補償
器２４の出力は、加算器２７において加算演算され、演
算結果である電流制御値Ｅがモ−タ駆動信号としてモ−
タ駆動回路４１に出力される。 【００２１】図３にモ−タ駆動回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ駆動回路４１は加算器２７から入力された
電流制御値ＥをＰＷＭ信号と電流方向信号とに分離変換
する変換部４４、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のゲ
−トを駆動するゲ−ト駆動回路４５、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ
4 からなるＨブリツジ回路等からなり、ここでＦＥＴ1
とＦＥＴ3 はＨブリツジの第１のア−ムを、ＦＥＴ2 と
ＦＥＴ4 はＨブリツジの第２のア−ムを構成する。な
お、昇圧電源４６はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサイド側
を駆動する電源である。 【００２２】ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）は、モ−
タに流れる電流の大きさを時間で決定する信号で、加算
器２７において演算された電流制御値Ｅの絶対値により
ＰＷＭ信号のデユ−テイ比（ＦＥＴのゲ−トをＯＮ／Ｏ
ＦＦする時間比）が決定される。ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 は
前記したＰＷＭ信号のデユ−テイ比に基づいてゲ−トが
ＯＮ／ＯＦＦされ、モ−タに流れる電流の大きさが制御
される。 【００２３】電流方向信号は、モ−タに供給する電流の
方向を指示する信号で、加算器２７において演算された
電流制御値Ｅの符号（正負）により決定される。また、
ＦＥＴ3 とＦＥＴ4 は前記した電流方向信号に基づいて
ゲ−トがＯＮ或いはＯＦＦされ（一方がＯＮの時、他方
はＯＦＦとなる）、モ−タに流れる電流の方向、即ちモ
−タの回転方向が切り換えられる。 【００２４】ＦＥＴ4 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
3 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ2 を経てて流れ、モ−タ１０に負
方向の電流が流れる。 【００２５】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出された実際のモ
−タ電流値ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力さ
れる（図２参照）。 【００２６】 次に、この発明の安定化補償器について
説明する。上記したフイードバツク制御系における開ル
ープ特性、即ち電流指令値Ｉから、電流指令値Ｉに基づ
いてモータ電流が制御され、これにより発生した操舵補
助力を受けたステアリング機構の検出トルクＴまでに至
る制御対象の開ループの伝達特性は、図４に示すような
周波数特性を示し、ステアリング機構の共振点において
ゲインがピークを示し、ピークを越えるとゲインが急速
に減衰することを示している。図４において、縦軸はゲ
イン、横軸は制御系の周波数であり、線（ａ）は実際の
制御対象の伝達特性Ｐ(s) を示し、線（ｂ）は制御対象
の近似モデルの伝達特性Ｐｎ (s) を示している。 【００２７】なお、図４に示す伝達特性を示す制御対象
は、操向ハンドルはフリ−、即ち操舵トルクが発生して
いない状態にあり、またタイヤは路面に接地していな
い、即ち路面から抵抗を受けていない状態を設定してい
る。 【００２８】 この発明の安定化補償器は、図４の線
（ａ）で示すような周波数特性を示す実際の制御対象の
特性Ｐ(s) を、これに近い図４の線（ｂ）で示す特性Ｐ
ｎ (s) を示すモデルにより代表させ、そのモデルにお
いて共振点に鋭いピークが発生しないような条件を求め
て、安定化補償器を構成しようとするものである。 【００２９】図４に示すような周波数特性を示す制御対
象では、制御範囲周波数（≦ωcont）においては２次関
数で近似することができ、近似モデルの特性をＰn (s)
とおくと、実際の制御対象の特性Ｐ(s) は以下の式
（１）で表すことができる。 【００３０】 【数１】ここで、Ｐ(s) ：実際の制御対象の特性 Ｐn (s) ：近似モデルの制御対象の特性 Δ1 (s) ：Ｐ(s) とＰn (s) との特性の差（乗法的表
現） 一方、式（１）で表わされる実際の制御対象の特性Ｐ
(s) は、例えばシステム同定手段を用いて数学モデルに
置き換えることができ、その結果、Ｐ1 (s) とＰn (s)
の積として、以下の式（２）で表すことができる。即
ち、Ｐ(s) は２つの共振系を持つ系として定義すること
ができる。 【００３１】ここで、Ｐ1 (s) は近似モデルの制御対象
の特性Ｐn (s) で無視した近似モデルの制御対象の高次
の特性を表すものとする。 【００３２】 【数２】 式（２）で表される特性式Ｐ(s) における項Ｐ1 (s) 及
びＰn (s) は、実際の制御対象の周波数特性曲線に近似
させた２次の多項式に展開し、それぞれ以下の式
（３）、式（４）で定義することができる。 【００３３】 【００３４】 【数３】 【００３５】 【数４】 ここで、ａ1 、ａ2 は前記Ｐn (s) を２次の多項式に展
開したときに決定される係数、ｄ1 、ｄ2 はＰ1 (s) の
高次共振系の共振周波数とダンピングで決定される係
数、ｋｐは近似モデルの制御対象の特性Ｐn (s) のゲイ
ンを実際の制御対象の特性Ｐ(s) のゲインに一致させる
ために設定した任意の係数、ｓはラプラス変換子を表
す。 【００３６】実際の制御対象Ｐ(s) の特性と、近似モデ
ルの制御対象の特性Ｐn (s) との特性の差Δ1 (s) は、
式（１）（２）（３）（４）から以下の式（５）で表す
ことができる。 【００３７】 【数５】 検討を簡略にするため、制御対象であるステアリング機
構を伝達関数で表した図５に示すブロツク図で説明す
る。図５において、５１は特性Ｃ(s) を有する安定化補
償器、５２は操舵補助指令値のゲインＫを格納している
特性マツプメモリで、ここでは検討を簡略にするため１
つのゲインのものとする。５３は制御対象の特性Ｐ(s)
で、符号５３ａで示す近似モデルの特性Ｐn (s) と符号
５３ｂで示す差Δ1 (s) とで表される。なお、５０、５
４は加算器を示す。 【００３８】この発明の安定化補償器では、図４に示す
ような周波数特性を示す実際の制御対象の特性Ｐ(s) の
共振系の共振周波数のピ−クを打ち消すため、逆特性の
入力を加算する極零相殺を行う。 【００３９】即ち、式（４）で表される制御対象の近似
モデルの特性Ｐn (s) に対して、安定化補償器の特性Ｃ
(s) を以下の式（６）のように定義する。即ち、式
（４）の分母と同じ要素を式（６）の分子に置き、打ち
消すようにする。式（６）の分母の次数は、安定化補償
器の特性Ｃ(s) の実現性を確保する最低の次数である２
次の次数を設定する。ここでｂ1 、ｂ2 は制御系の応答
特性を決定するパラメ−タで、その決定方法は後で説明
する。 【００４０】 【数６】 実際の制御対象の特性Ｐ(s) とその近似モデルの特性Ｐ
n (s) との特性の差のΔ1 (s) を無視すると、図５に示
すステアリング機構を伝達関数で示した制御系の開ル−
プ特性ＧOPENは、制御対象の共振を起こす項が打ち消さ
れて新たに以下の式（７）で定義することができる。即
ち、制御系の開ル−プ特性ＧOPENは、式（４）と（６）
から、式（７）を導くことができる。制御系の開ル−プ
特性は安定化補償器の特性Ｃ(s) を表す式（７）の分母
により決定される。なお、ここでＫは操舵補助指令値の
ゲインを表す。 【００４１】 【数７】 このとき、制御系の閉ル−プ特性ＧCLOSE は、以下の式
（８）で表すことができる。 【００４２】 【数８】 制御系の設計に際し、制御帯域の設計仕様で決定されて
いる限界周波数ωcontに対しては、以下の式（９）を満
足するようにパラメ−タｂ2 を決定し、また、ダンピン
グの設計仕様で決定されているダンピングフアクタξ1
に対しては、下の式（１０）を満足するようにパラメ−
タｂ1 を決定することにより、設計仕様を満足する応答
特性を得ることができる。 【００４３】 【数９】 【００４４】 【数１０】 以上の検討では、制御対象の特性Ｐ(s) とその近似モデ
ルの特性Ｐn (s) との差Δ1 (s) を無視したが、実際の
設計では両特性の差Δ1 (s) を考慮しなければならな
い。両特性の差Δ1 (s) の存在により、達成できる限界
周波数ωcontやダンピングフアクタξ1 は制約を受ける
ことになる。 【００４５】両特性の差Δ1 (s) を考慮すると、制御系
の安定化のための十分条件は最小ゲイン定理により以下
の式（１１）で示される。ここで、Ｔ(s) は図５に示す
制御系における相補感度関数であり、以下の式（１２）
で表わされる。 【００４６】 【数１１】 【００４７】 【数１２】 さらに、式（１１）は以下の式（１３）のように表すこ
とができる。 【００４８】 【数１３】 したがつて、制御系の安定化のための十分条件は式（１
４）で表わすことができる。 【００４９】 【数１４】 図６は、式（１４）で表わされる制御系の安定化のため
の十分条件を説明する特性図である。図６において、線
（ａ）は式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1を表し、パラメ−タ
ｂ1 が大になると線（ｂ）に示すように上方に移動し、
パラメ−タｂ1が小になると下方に移動する。線（ｃ）
は式（１４）の‖Δ1 (s) ‖を表し、線（ｄ）は‖Ｔ
（s)‖（式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1の逆数）を表す。 【００５０】図６において、‖Ｔ（s)‖-1を表す線
（ａ）が‖Δ1 (s) ‖を表す線（ｃ）よりも常に上にあ
るとき、制御系の安定性は保証される。図６において
は、‖Ｔ（s)‖-1を表す線（ａ）が‖Δ1 (s) ‖を表す
線（ｃ）と交差する部分があり、このような場合、制御
系は不安定になる可能性がある。そこで、前記した制御
帯域の設計仕様の限界周波数ωcontを維持した上で制御
系の安定性を得るためには、ダンピングの設計仕様に関
わるパラメ−タｂ1 を大きくして、線（ｂ）に示すよう
に上方に移動させればよい。 【００５１】以上の検討においては制御対象の特性Ｐ
(s) とその近似モデルの特性Ｐn (s)との差Δ1 (s) に
ついて考慮したが、このほか、パラメ−タ変動について
も検討しなければならない。 【００５２】以下パラメ−タ変動について検討する。変
動を受けるパラメ−タは操舵補助指令値のゲインＫと、
近似モデルの特性Ｐn (s) の係数ａ1 、ａ2 である。 【００５３】特性マツプメモリに格納されている操舵補
助指令値のゲインＫは単一ゲインとして扱つたが、実際
には図７に示すように、操舵補助指令値のゲインＫは車
速Ｖ及び操舵トルクＴに応じて非線形に変化する。即
ち、図７の（ａ）は操舵補助指令値のゲインＫが単一ゲ
インの場合を示しており、（ｂ）は車速Ｖが低速領域に
あるときのゲイン、（ｃ）は車速Ｖが中速領域にあると
きのゲイン、（ｄ）は車速Ｖが高速領域にあるときのゲ
インをそれぞれ示している。 【００５４】操舵補助指令値のゲインＫの非線形性は、
ゲインＫの変動としてとらえることができるから、操舵
補助指令値のゲインＫは、以下の式（１５）で表すこと
ができる。 【００５５】 【数１５】 ここで、Δｋ1 は操舵補助指令値Ｋのゲインの最小変動
率、Δｋ2 は最大変動率とする。 【００５６】操舵補助指令値のゲインＫの変動の最大値
をΔ2 (s) とおくと、Δ2 (s) は以下の式（１６）で表
すことができる。 【００５７】 【数１６】 次に、係数ａ1 、ａ2 について検討する。今までの検討
においては、制御対象の近似モデルの特性パラメ−タと
実際の制御対象の特性のパラメ−タとは一致するものと
してきたが、実際には近似モデルの特性のパラメ−タと
実際の制御対象の特性のパラメ−タとは正確には一致し
ない場合が多い。この誤差をΔ3 (s) とおくと、Δ
3 (s) は以下の式（１７）で表すことができる。一般
に、誤差Δ3 (s) は使用状態の変動によつてもたらされ
る変動である。例えば、人が操向ハンドルを握ることに
よる操舵系の剛性の変動がこれに該当する。 【００５８】 【数１７】 ここで、ａ1 * 、ａ2 * は実際の制御対象のパラメ−タ
である。 【００５９】上記した極零相殺を行う際に生じた誤差Δ
3 (s) は、制御対象の近似モデルの特性と実際の制御対
象の特性とのコ−ナ周波数のずれと、ダンピングフアク
タのずれとしてとらえることができる。したがつて、式
（１７）は以下の式（１８）で表すことができる。 【００６０】 【数１８】ここで、ξ1 ：モデルのダンピングフアクタ ω1 ：モデルののコ−ナ周波数 ξ1 * ：実際の制御対象のダンピングフアクタ ω1 * ：実際の制御対象のコ−ナ周波数 以下、式（１８）において、実際の制御対象のコ−ナ周
波数と近似モデルのコ−ナ周波数との間にずれがある場
合、即ち、ω1 * ≠ω1 の場合の安定性を確保する方法
について説明する。 【００６１】ここで扱う制御対象のダンピングフアクタ
ξ1 * は、ξ1 * ＜＜１である。 【００６２】ξ1 * は近似的にξ1 に等しく、ω1 * ≠
ω1 であると仮定する。この仮定は一般の電動パワ−ス
テアリング機構において成立するものである。 【００６３】制御対象の近似モデルの特性と実際の制御
対象の特性の差Δ(s) は、以下の式（１９）で表すこと
ができる。 【００６４】 【数１９】 先に、制御系安定のための十分条件を式（１４）で示し
たが、この式（１４）の‖Δ1 (s) ‖に式（１９）の‖
Δ(s) ‖を代入すれば、特性マツプのゲインの変動Δ2
(s) や、極零相殺を行うときの制御対象の近似モデルの
特性のパラメ−タと実際の制御対象の特性のパラメ−タ
との誤差Δ3 (s) を考慮した、制御系安定のための十分
条件を求めることができる。 【００６５】図８は上記した制御系安定のための十分条
件を説明する図で、実際の制御対象のコ−ナ周波数と制
御対象の近似モデルののコ−ナ周波数との間のずれがあ
り、ω1 * ≠ω1 の場合は、ゲイン‖Δ(s) ‖は線
（ｂ）のように周波数ω1 において共振し、制御系が振
動的、又は不安定になることがわかる。ω1 * ＝ω1 の
場合は、ゲイン‖Δ(s) ‖は線（ｃ）のようになり、安
定する。なお、線（ａ）は式（１４）の‖Ｔ（s)‖-1を
表す。 【００６６】この発明では制御帯域の設計仕様として与
えられたω1 * とω1 の差（ω1 *−ω1 ）の大きさに
応じて制御系が振動的になるのを防ぐため、厳密な極零
相殺を逃げている。図９はこの状態を示すものである。
即ち、ω1 * ≠ω1 の場合においても十分にダンピング
の効いたダンピングフアクタξ1 を設定することにより
（ξ1 ＞＞ξ1 * ）、周波数ω1 でのゲイン‖Δ(s) ‖
は線（ｄ）のようになり、ピ−ク値を押さえている。 【００６７】以上で、この発明の安定化補償器２１の特
性Ｃ(S) が決定された。安定化補償器２１の特性Ｃ(S)
をデジタル値で実現するためには、公知の離散化手段を
適用することにより、特性Ｃ(S) は、例えば以下の式
（２０）で表すことにする。 【００６８】 【数２０】 ここで、ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 、ｅ1 、ｅ2 は、式（２）で
表される実際の制御対象の特性式Ｐ(s) を近似モデルの
制御対象の特性式Ｐn (s) で表し、それと前記Δ(s) に
基づいて決定された特性式Ｃ(S) で表される安定化補償
器２１の係数ａ1 、ａ2 、ｂ1 、ｂ2 の値に基づいて決
定される係数を表す。 【００６９】また、ｚ-1、ｚ-2は、デ−タサンプリング
におけるそれぞれ１つ前のサンプルのオペレ−タ、２つ
前のサンプルのオペレ−タをそれぞれ表す。 【００７０】式（２０）は、例えば操舵トルクＴのＡ／
Ｄ変換値をＴ(k) 、安定化補償器２１の出力をＴc (k)
とおくと、安定化補償器２１の出力Ｔc (k) は、以下の
式（２１）で表すことができる。 【００７１】 【数２１】 ここで、Ｔ(k) ：デ−タサンプリングした操舵トルクＴ
のＡ／Ｄ変換値 Ｔ(k-1) ：同じく１サンプル前の値 Ｔ(k-2) ：同じく２サンプル前の値 Ｔc (k) ：安定化補償器２１の出力 Ｔc (k-1) ：同じく１サンプル前の値 Ｔc (k-2) ：同じく２サンプル前の値 前記した特性式Ｃ(S) で表される特性を持つ安定化補償
器２１は、図２で示された電子制御回路１３において、
ＣＰＵ内部で実行される前記式（２１）の演算により実
現される機能である。以下、ＣＰＵ内部において実行さ
れる演算を図１０に示すフロ−チヤ−トにより説明す
る。 【００７２】まず、トルクセンサの出力Ｔをサンプリン
グし（ステツプＰ１）、Ａ／Ｄ変換して検出トルクサン
プル値Ｔ(k) を読み込む（ステツプＰ２）。メモリから
前回、及び前々回処理した操舵トルクＴのサンプル値Ｔ
(k-1) 、Ｔ(k-2) 、及び安定化補償器の出力Ｔc (k-1)
、Ｔc (k-2) を読み出す（ステツプＰ３）。 【００７３】前記式（２１）に基づいてＴc (k) を演算
し（ステツプＰ４）、変数Ｔc (k)をＴc (k-1) に、Ｔc
(k-1) をＴc (k-2) に、Ｔ(k) をＴ(k-1) に、Ｔ(k-1)
をＴ(k-2) に更新してメモリに書き込む（ステツプＰ
５）。 【００７４】演算結果のＴc (k) を安定化補償器２１の
出力として電流指令値演算器２２に入力する（ステツプ
Ｐ６）。 【００７５】以上説明したこの発明の安定化補償器は、
トルクセンサの出力信号から共振周波数成分を除去する
ために、トルクセンサの後段に挿入された帯域除去フイ
ルタに類似した機能を有するが、帯域除去フイルタはト
ルクセンサ系のバネ要素、ハンドル慣性及びモ−タ慣性
により生ずる共振周波数成分を除去し、共振周波数成分
のゲイン特性を改善することを目的としている。 【００７６】これに対し、この発明の安定化補償器は、
前記したとおり制御対象の共振系における共振周波数の
ピ−クを打ち消すため、逆特性の入力を加算する極零相
殺を行うものであるから、共振周波数成分のゲイン特性
を改善ばかりでなく位相特性も含めて補償される点で、
構成及びその機能において全く相違する。 【００７７】 【発明の効果】以上説明したとおり、この発明によれ
ば、操舵トルクを検出するトルクセンサの後段に、特性
式Ｃ(s) で表される特性を備えた安定補償器配置を配置
し、検出トルクに含まれる慣性要素とバネ要素からなる
共振系の共振周波数のピ−ク値を除去し、また、制御系
の安定性と応答性を阻害する共振周波数の位相のずれを
補償するものであるから、簡単な構成により電動式パワ
−ステアリング装置の制御系の安定性と応答性を改善す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を
説明する図。 【図２】電子制御回路のブロツク図。 【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。 【図４】実際の制御対象及びその近似モデルの周波数特
性を示す図。 【図５】制御対象であるステアリング機構を伝達関数で
表した図。 【図６】制御系の安定化のための十分条件を説明する特
性図。 【図７】特性マツプメモリに格納されている操舵補助指
令値を説明する図。 【図８】制御系の安定化のための十分条件を説明する特
性図。 【図９】制御系が安定した状態を示す特性図。 【図１０】ＣＰＵ内部で実行される安定化補償器の機能
を説明するフロ−チヤ−ト。 【符号の説明】 ３ トルクセンサ １０ モ−タ １１ イグニツシヨンキ− １２ 車速センサ １３ 電子制御回路 １４ バツテリ ２１ 安定化補償器 ２２ 電流指令値演算器 ２３ 比較器 ２４ 微分補償器 ２５ 比例演算器 ２６ 積分演算器 ２７ 加算器 ２８ 特性マツプメモリ ４１ モ−タ駆動回路 ４２ モ−タ電流検出回路
説明する図。 【図２】電子制御回路のブロツク図。 【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。 【図４】実際の制御対象及びその近似モデルの周波数特
性を示す図。 【図５】制御対象であるステアリング機構を伝達関数で
表した図。 【図６】制御系の安定化のための十分条件を説明する特
性図。 【図７】特性マツプメモリに格納されている操舵補助指
令値を説明する図。 【図８】制御系の安定化のための十分条件を説明する特
性図。 【図９】制御系が安定した状態を示す特性図。 【図１０】ＣＰＵ内部で実行される安定化補償器の機能
を説明するフロ−チヤ−ト。 【符号の説明】 ３ トルクセンサ １０ モ−タ １１ イグニツシヨンキ− １２ 車速センサ １３ 電子制御回路 １４ バツテリ ２１ 安定化補償器 ２２ 電流指令値演算器 ２３ 比較器 ２４ 微分補償器 ２５ 比例演算器 ２６ 積分演算器 ２７ 加算器 ２８ 特性マツプメモリ ４１ モ−タ駆動回路 ４２ モ−タ電流検出回路
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(56)参考文献 特開 平６−183355（ＪＰ，Ａ)
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特開 昭61−122078（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−257405（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−155351（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−193684（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−25348（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−286631（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−114064（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−175575（ＪＰ，Ａ)
実開 昭62−40077（ＪＰ，Ｕ)
実開 平１−179068（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
B62D 5/00 - 6/06
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルクに基づいて演算された電流指令値と検出
されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に基づいて
ステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ出力を制
御する電動パワ−ステアリング装置の制御装置におい
て、 制御装置の安定性を補償する安定補償器が操舵トルクを
検出するトルクセンサの後段に配置され、 前記安定補償器は、電動式パワ−ステアリング装置を構
成する慣性要素とバネ要素からなる共振系の共振周波数
のピ−クを打ち消すように作用するとともに、制御系の
安定性と応答性を改善するように作用する以下の特性式
で表される特性を備えたものであること Ｃ(s) ＝（ｓ2 ＋ａ1 ｓ＋ａ2 ）／（ｓ2 ＋ｂ1 ｓ＋ｂ
2 ） ｓ：ラプラス変換子、ａ1 、ａ2 、ｂ1 、ｂ2 ：共振系
の共振周波数により決定されるパラメ−タ を特徴とする電動パワ−ステアリング装置の制御装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP11901195A JP3493806B2 (ja) | 1995-04-21 | 1995-04-21 | 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 |
| US08/629,893 US5732373A (en) | 1995-04-21 | 1996-04-10 | Control apparatus with stability compensator for electric power steering system |
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| DE19615377A DE19615377C2 (de) | 1995-04-21 | 1996-04-18 | Steuer- oder Regelvorrichtung für elektrisches Lenkservosystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|
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Family
ID=14750784
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11901195A Expired - Lifetime JP3493806B2 (ja) | 1995-04-21 | 1995-04-21 | 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 |
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| Country | Link |
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