JPH08108857A - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 制御系の安定性を損なわずに高周波ノイズの
影響を低減することのできる電動パワーステアリング装
置の制御装置を提供する。 【構成】 少なくともナイキスト周波数までは、位相遅
れ及びゲイン変動が小さい特性を有しているアクティブ
・ローパス・フィルタ１３ａを介して、トルクセンサ３
のトルク検出値ＴをＡ／Ｄ変換器２０ａに供給し、さら
に、Ａ／Ｄ変換器２０ａの出力信号をマイクロコンピュ
ータ２１に供給してモータ駆動制御を行う。このアクテ
ィブ・ローパス・フィルタ１３ａを有することにより、
制御系の安定性を損なわずに高周波ノイズを減衰するす
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル制御方式の
制御回路を備えた電動パワーステアリング装置の制御装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、電動パワーステアリング装置の制
御回路にマイクロコンピュータを搭載し、補助操舵力を
発生する電動モータをディジタル制御方式によって制御
する電動パワーステアリング装置が、例えば、特開昭６
２−１８１９５８号公報に示されている。この従来例で
は、検出された操舵トルク検出信号は、この信号を整流
平滑化するインタフェース回路を介してＡ／Ｄコンバー
タ回路に入力されてディジタル信号に変換され、マイク
ロコンピュータユニットでこのディジタル化された操舵
トルク検出信号に応じて電動モータを制御するＰＷＭ制
御信号を生成し、ＰＷＭ制御信号によるモータ駆動制御
が行われている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例にあっては、車載用であるために高周波ノイズの多
い環境で用いられることが多く、制御回路の入力信号線
にはスイッチングノイズ等の高周波ノイズが頻繁に入力
されてしまう。操舵トルク検出信号をＡ／Ｄ変換器でデ
ィジタル信号に変換する際に、この入力された高周波ノ
イズの周波数が、サンプリング周波数の１／２の周波数
で表されるナイキスト周波数より高いときには、周波数
スペクトラム上でエリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）と
称される重なる部分が生じて、本来の信号と疑似信号と
の相互干渉によるビート歪みやノイズ等のいわゆる折り
返し雑音が発生する。そして、これが出力のモータ駆動
信号に対して低周波ノイズとして再現されてしまい、シ
ステムの性能及び安定性を損ねるという問題点を有して
いた。

【０００４】この高周波ノイズの影響を回避するために
高次数の低域通過フィルタを用いることが考えられる
が、この場合には位相遅れが大きくなってしまうという
新たな問題が発生する。元来、電動パワーステアリング
装置の制御系は位相余裕及びゲイン余裕が小さく、それ
を位相補償回路で補うことにより制御系の安定化を図っ
ており、その制御系の中に安定化を損なう傾向のある位
相遅れを有したフィルタを組み入れることはシステム上
好ましくない。

【０００５】したがって、本発明においては、上記問題
点を解消し、システムの安定性を損なうことなく高周波
ノイズの影響を低減することのできる電動パワーステア
リング装置の制御装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するする
ために、本発明に係る電動パワーステアリング装置の制
御装置は、操舵系の操舵トルクを検出するトルク検出手
段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モ
ータと、前記トルク検出手段のトルク検出値をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有すると共に、少なく
ともこのディジタル信号に応じて前記電動モータを制御
する制御信号を出力する制御手段と、を備える電動パワ
ーステアリング装置の制御装置において、前記トルク検
出手段及び前記Ａ／Ｄ変換器間に、少なくともナイキス
ト周波数以下の周波数領域では、低位相遅れ且つ低利得
変動の特性を有する低域通過フィルタを介挿したことを
特徴とする。

【０００７】

【作用】本発明によれば、トルク検出手段から出力され
たトルク検出値を、低域通過フィルタを介してＡ／Ｄ変
換器に供給しており、この低域通過フィルタは、少なく
ともナイキスト周波数までは、位相遅れ及びゲイン変動
が小さい特性を有している。このため、この低域通過フ
ィルタにより高周波ノイズは減衰すると共に、低域通過
フィルタを挿入したことによるシステム全体の位相余裕
及びゲイン余裕の低下は回避され、システムの安定性は
保たれる。

【０００８】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明に係る電動パワーステアリング
装置の概略構成図である。図中、１はステアリングホイ
ールであり、このステアリングホイールに作用された操
舵力は、入力軸２ａと出力軸２ｂから構成されたステア
リングシャフト２に伝達される。この入力軸２ａの一端
はステアリングホイール１に連結され、他端はトルク検
出手段としてのトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一
端に連結されている。そして、出力軸２ｂに伝達された
操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャ
フト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６
を介してピニオンシャフト７に伝達される。操舵力は、
更にステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達さ
れて転舵輪を転舵させる。ステアリングギヤ８は、ピニ
オン８ａとラック８ｂとを有するラックアンドピニオン
形に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラ
ック８ｂで直進運動に変換している。

【０００９】ステアリングシャフト２の出力軸２ｂに
は、補助操舵力（アシスト力）を出力軸２ｂに伝達する
減速ギア１０が連結されており、減速ギア１０には、補
助操舵力の伝達・遮断を行う例えば電磁式で構成されて
いる電磁クラッチ装置１１を介して、補助操舵力を発生
する電動モータ１２の出力軸が連結されている。電磁ク
ラッチ装置１１はソレノイドを有し、このソレノイドに
後述するコントローラ１３によって励磁電流が供給され
ることにより、減速ギヤ１０と電動モータ１２とは機械
的に結合され、励磁電流の供給停止により離脱される。

【００１０】トルクセンサ３は、ステアリングホイール
１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検
出するもので、例えば、操舵トルクを入力軸２ａ及び出
力軸２ｂ間に介挿したトーションバーの捩じれ角変位に
変換し、この捩じれ角変位をポテンショメータで検出す
るように構成される。このトルクセンサ３は、例えば、
図２に示すように、入力トルクが零の場合には、所定の
中立電圧Ｖ₀ を有するトルク検出値Ｔを出力し、右切り
するとそのときの操舵トルクに応じて中立電圧Ｖ₀ より
増加する電圧を出力し、左切りするとそのときの操舵ト
ルクに応じて中立電圧Ｖ₀ より減少する電圧を出力する
ようになされている。そして、出力されたトルク検出値
Ｔは、制御手段としてのコントローラ１３に供給され
る。

【００１１】コントローラ１３は、トルク検出値Ｔ及び
電動モータ１２の電流検出値に応じて、電動モータ１２
に供給される駆動電流を制御しており、コントローラ１
３には、電動モータ１２の駆動電流に対応した信号がフ
ィードバックされ、このフィードバック信号によりコン
トローラ１３から電動モータ１２に出力される電流がフ
ィードバック制御されている。さらに、コントローラ１
３には、イグニッション・スイッチ１４及びヒューズ１
５ａを介してバッテリ１６から電流が供給されると共
に、ヒューズ１５ｂのみを介してバッテリ１６から電流
が供給される。ヒューズ１５ｂのみを介して供給された
バッテリ１６の電流は、例えばバックアップメモリに供
給される。さらに、例えば変速機の出力回転数に対応し
た周期のパルス信号を発生する車速センサ１７からの車
速検出信号Ｖ_p が、コントローラ１３に入力され、車速
に応じた補助操舵力が発生される。

【００１２】コントローラ１３は、図３に示すように、
入力されたトルク検出値Ｔの高周波ノイズを除去する低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）としてのアクティブ・ローパ
ス・フィルタ１３ａと、アクティブ・ローパス・フィル
タ１３ａの出力信号の位相を補償して電動パワーステア
リング装置の安定性を高め、補償されたトルク検出値Ｔ
_P をＡ／Ｄ変換器２０ａに出力する位相補償回路１８
と、車速センサ１７から供給された車速検出信号Ｖ_P の
単位時間当りのパルス数を積算し車速検出値Ｖを出力す
ると共に、後述するマイクロコンピュータ２１に車速検
出値Ｖが読み込まれたときにマイクロコンピュータ２１
によりカウント値がリセットされるカウンタ回路１９
と、補償されたトルク検出値Ｔ_P 及び後述するモータ電
流検出信号Ｉ_R,Ｉ_L をそれぞれトルク検出値Ｔ_D 及びモ
ータ電流検出値ｉ_R,ｉ_L としてディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器２０ａ〜２０ｃと、カウンタ回路１９及
びＡ／Ｄ変換器２０ａ〜２０ｃの出力信号が供給される
マイクロコンピュータ２１と、マイクロコンピュータ２
１の出力信号に基づいて電動モータ１２を駆動する駆動
手段としてのモータ駆動回路２２と、入力された電源電
流をモータ駆動回路２２に供給するフェールセーフリレ
ー回路２３と、マイクロコンピュータ２１の出力信号に
基づいて電磁クラッチ装置１１を駆動するクラッチ駆動
回路２４と、モータ電流の大きさと方向を検出しそのモ
ータ電流検出信号Ｉ_R,Ｉ_L をマイクロコンピュータ２１
にフィードバックする電流検出回路２５とから構成され
る。

【００１３】アクティブ・ローパス・フィルタ１３ａ
は、図４に示すように４次のフィルタで構成される。１
つの演算増幅器で２次のフィルタを構成し、これをカス
ケードに接続して４次のフィルタを構成する。本実施例
は同図に示すように、非反転入力端子にトルク検出値Ｔ
が抵抗Ｒ１を介して供給され、且つ、反転入力端子が出
力端子に直接接続されたバッファ回路を構成する演算増
幅器ＯＰ１を有している。ここで、抵抗Ｒ１と非反転入
力端子との接続点は抵抗Ｒ２を介して接地されている。

【００１４】バッファ用演算増幅器ＯＰ１の出力信号Ｖ
_O1は、いわゆるＶＣＶＳ（VoltageControl Voltage Sou
rce）型と称される２次のアクティブ・ローパス・フィ
ルタＬＰＦ１に入力される。このＶＣＶＳ型アクティブ
・ローパス・フィルタＬＰＦ１は、演算増幅器ＯＰ２
と、抵抗Ｒ３〜Ｒ６と、コンデンサＣ１，Ｃ２とを有
し、出力信号Ｖ_O1が抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して演算増幅器
ＯＰ２の非反転入力端子に供給され、非反転入力端子及
び抵抗Ｒ４の接続点がコンデンサＣ１を介して接地さ
れ、さらに、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４の接続点がコンデン
サＣ２を介して出力端子に接続され、反転入力端子が、
接地抵抗Ｒ５を介して接地されると共に負帰還抵抗Ｒ６
を介して出力端子に接続されるよう構成される。

【００１５】アクティブ・ローパス・フィルタＬＰＦ１
の出力信号Ｖ_O2は、２次のＶＣＶＳ型アクティブ・ロー
パス・フィルタＬＰＦ２に入力される。このアクティブ
・ローパス・フィルタＬＰＦ２は、フィルタＬＰＦ１と
同様な回路構成を有しており、抵抗Ｒ３，４に対応した
抵抗Ｒ７，８と、コンデンサＣ１，Ｃ２に対応したコン
デンサＣ３，Ｃ４とによりフィルタ回路の定数を設定
し、負帰還抵抗Ｒ６及び接地抵抗Ｒ５に対応した負帰還
抵抗Ｒ１０及び接地抵抗Ｒ９により利得を設定する。そ
して、アクティブ・ローパス・フィルタＬＰＦ２の出力
信号Ｖ_O3は、抵抗Ｒ１１を介して位相補償回路１８に供
給される。

【００１６】この４次のアクティブ・ローパス・フィル
タ１３ａは、バタワース特性を有し、図５に示すよう
に、ナイキスト周波数ｆ_N までは、位相遅れ及び利得変
動が殆ど無く、ナイキスト周波数ｆ_N より高い周波数の
入力信号に対しては利得減衰が大きくなるように抵抗及
びコンデンサの定数が設定されている。４次で構成され
ているため、位相遅れ及び利得変動を小さな値に設定す
ることができる。

【００１７】マイクロコンピュータ２１は、カウンタ回
路１９及びＡ／Ｄ変換器２０ａ〜２０ｃの出力信号が入
力される入力インタフェース２１ａと、トルク検出値Ｔ
に応じて電動モータ１２の駆動制御処理を実行する中央
処理装置（ＣＰＵ）２１ｂと、電動モータ１２の駆動制
御処理手順を記憶するメモリ２１ｃと、出力インタフェ
ース２１ｅとを有している。

【００１８】出力インタフェース２１ｅからは、中央処
理装置２１ｂから出力される後述するモータ駆動信号Ｓ
_M の電圧値に応じてパルス幅が変化するパルス幅変調信
号ＰＷＭ、及び電動モータ１２の回転方向を定める右方
向信号Ｄ_R 及び左方向信号Ｄ _L が出力され、これらの各
信号はともにモータ駆動回路２２に供給されており、さ
らに、リレー制御信号Ｓ_R 及びクラッチ制御信号Ｓ_C の
各信号が出力され、それぞれフェールセーフリレー回路
２３及びクラッチ駆動回路２４に供給されている。

【００１９】モータ駆動回路２２は、ゲート駆動回路２
２ａ、Ｈブリッジ回路２２ｂ、及び昇圧電源２２ｃを有
している。ゲート駆動回路２２ａは、供給された左右方
向信号Ｄ_R,Ｄ_L をＨブリッジ回路２２ｂに出力すると共
に、電動モータ１２の応答性を向上させるように、供給
されたパルス幅変調信号ＰＷＭを波形整形してＨブリッ
ジ回路２２ｂに出力しており、供給された左右方向信号
Ｄ_R,Ｄ_L に応じてパルス幅変調信号ＰＷＭを切替えて出
力する。例えば、右方向信号Ｄ_R が供給されたときに
は、Ｈブリッジ回路２２ｂの後述するＦＥＴ（電解効果
トランジスタ）２２b2のみにパルス幅変調信号ＰＷＭを
出力し、左方向電流Ｄ_L が供給されたときには、後述す
るＦＥＴ２２b1のみにパルス幅変調信号ＰＷＭを出力す
る。

【００２０】Ｈブリッジ回路２２ｂは、ゲート駆動回路
２２ａの出力信号に基づいて電動モータ１２に駆動電流
を流し、４つのスイッチング・トランジスタ、例えば、
ＮチャンネルのパワーＭＯＳ型ＦＥＴ２２b1〜２２b4を
有しており、ＦＥＴ２２b1のソース端子とＦＥＴ２２b3
のドレイン端子を接続した直列回路と、同様に、ＦＥＴ
２２b2のソース端子とＦＥＴ２２b4のドレイン端子を接
続した直列回路とを並列に配設して、各直列回路におけ
るＦＥＴの接続部間に電動モータ１２を介挿した構成を
有する。上段側の各ＦＥＴ２２b1及び２２b2のゲート端
子には、ゲート駆動回路２２ａから左右方向電流Ｄ_R,Ｄ
_L に応じてパルス幅変調信号ＰＷＭが供給され、下段側
の各ＦＥＴ２２b3及び２２b4のゲート端子には、ゲート
駆動回路２２ａからそれぞれ右方向信号Ｄ_R 及び左方向
信号Ｄ_L が供給されている。ＦＥＴ２２b1及び２２b2の
各ドレイン端子には、フェールセーフリレー回路２３、
ヒューズ１５ａ、及びイグニッション・スイッチ１４を
介してバッテリ１６の電流が供給されており、ＦＥＴ２
２b3及びＦＥＴ２２b4の各ソース端子はそれぞれ電流検
出抵抗Ｒ１及びＲ２を介して接地されている。

【００２１】ここで、ＦＥＴ２２b3及びＦＥＴ２２b4
は、それぞれ右方向信号Ｄ_R 及び左方向信号Ｄ_L がハイ
レべルのときに、オン状態となる。ＦＥＴ２２b3がオン
状態のときには、ＦＥＴ２２b2にパルス幅変調信号ＰＷ
Ｍが供給されることにより、モータ駆動電流は、ＦＥＴ
２２b2から電動モータ１２、ＦＥＴ２２b3の方向へと流
れる。一方、ＦＥＴ２２b4がオン状態のときには、ＦＥ
Ｔ２２b1にパルス幅変調信号ＰＷＭが供給されることに
より、モータ駆動電流は、ＦＥＴ２２b1から電動モータ
１２、ＦＥＴ２２b4の方向へと流れる。

【００２２】昇圧電源２２ｃは、Ｈブリッジ回路２２ｂ
のうちＦＥＴ２２b1及び２２b2を駆動するために必要と
なる例えばバッテリ電圧を２倍に昇圧した電圧をゲート
駆動回路２２ａに供給するよう構成されている。なお、
ＦＥＴ２２b3及び２２b4を駆動するために、バッテリ電
圧がフェールセーフリレー２３ａを介してゲート駆動回
路２２ａに供給される。

【００２３】フェールセーフリレー回路２３は、リレー
接点２３ｃを有するフェールセーフリレー２３ａと、フ
ェールセーフリレー２３ａの駆動コイルに励磁電流を供
給するリレー駆動回路２３ｂとから構成されており、リ
レー駆動回路２３ｂは供給されたリレー制御信号Ｓ_R に
より制御されている。リレー接点２３ｃの一端は、ヒュ
ーズ１５ａ及びイグニッション・スイッチ１４を介して
バッテリ１６に接続され、他端は、Ｈブリッジ回路２２
のＦＥＴ２２b1及び２２b2の各ドレイン端子に接続され
る。本実施例では、リレー制御信号Ｓ_R がハイレベルの
ときに、リレー駆動回路２３ｂがオン状態となりフェー
ルセーフリレー２３ａの駆動コイルに励磁電流が供給さ
れてリレー接点２３ｃが閉じ、一方、リレー制御信号Ｓ
_R がローレベルのときに、リレー駆動回路２３ｂがオフ
状態となりリレー接点２３ｃは開放される。一般的に、
電動パワーステアリング装置の作動中においてはリレー
接点２３ｃは閉じられており、モータ駆動回路２２等の
異常発生時には安全確保のためにリレー接点２３ｃは開
放される。

【００２４】クラッチ駆動回路２４は、供給されたクラ
ッチ制御信号Ｓ_C を増幅して電磁クラッチ装置１１を駆
動制御する信号を出力する。本実施例では、クラッチ制
御信号Ｓ_C がハイレベルのときに電磁クラッチ装置１１
は接続状態になり、ローレベルのときに非接続状態に保
持される。電流検出回路２５は、入力された電流検出抵
抗Ｒ_R ，Ｒ_L の各端子電圧を増幅してそれぞれのモータ
駆動電流を検出してノイズを除去し、この検出した右方
向のモータ電流検出信号Ｉ_R 及び左方向のモータ電流検
出信号Ｉ_L を、それぞれＡ／Ｄ変換器２０ｃ及び２０ｄ
を介して入力インタフェース２１ａにフィードバックし
ている。これにより、マイクロコンピュータ２１で、モ
ータ電流の実測値に応じて、パルス幅変調信号ＰＷＭの
パルス幅の補正及び異常時の電動パワーステアリング装
置の作動停止が行われる。

【００２５】次に、中央処理装置で実行されるモータ駆
動制御処理の処理手順を、図６に示すフローチャートに
基づいて説明する。この処理は、例えば所定のメインプ
ログラムに対して所定時間毎のタイマ割り込みによって
行われ、例えば、数ｍｓｅｃ毎に実行される。まず、ス
テップＳ２１で、アクティブ・ローパス・フィルタ１３
ａで高周波ノイズを除去し且つ位相補償回路１８で位相
補償を行い、Ａ／Ｄ変換器２０ａから出力された、トル
クセンサ３からのトルク検出値Ｔを読み込む。

【００２６】次いで、ステップＳ２２に移行し、Ｔ＝Ｔ
−Ｖ₀ なる演算を行い、中立時のトルク検出値Ｔが零と
なるようオフセット処理を行う。次に、ステップＳ２３
に移行し、カウンタ１９のカウント値、すなわち、車速
検出値Ｖを読み込み、カウンタ１９にリセット信号を出
力してカウンタ値をリセットし、次いで、ステップＳ２
４に移行して、図７に示す、操舵トルクと車速とモータ
電流との対応を表す特性線図を参照し、例えば、トルク
検出値Ｔと車速検出値Ｖとに対応するモータ電流を検索
し、これをモータ電流指令値Ｓ_I として設定する。

【００２７】この特性線図は、ステアリングシャフト２
に入力された操舵トルクに対応する補助操舵力を電動モ
ータ１２に発生させるために電動モータ１２を駆動する
のに必要とするモータ電流と、操舵トルクと、車速との
対応を表したものであり、車速が小さくなるほどモータ
電流指令値は大きくなり、また操舵トルクが大きくなる
ほどモータ電流指令値は大きくなり、ある値を越えると
それ以上は大きくならないように設定されている。

【００２８】そして、ステップＳ２５に移行し、モータ
電流指令値Ｓ_I に対して微分処理を行いこれを微分処理
値ｆ_D とし、次いで、ステップＳ２６で右方向のモータ
電流検出値ｉ_R 及び左方向のモータ電流検出値ｉ_L を読
み込み、右方向のモータ電流検出値ｉ_R を正の値、左方
向のモータ電流検出値ｉ_L を負の値として設定し、これ
ら検出信号の和からモータ電流検出値ｉ_M を算出する。
すなわち、ｉ_M ＝ｉ_R−ｉ_L により算出する。

【００２９】ここで、電流検出回路２５では、左右方向
のモータ電流検出値ｉ_R 及びｉ_L の実効値が得られるよ
う、それぞれの信号に対し充分なフィルタ処理を行って
いるものとする。次に、ステップＳ２７に移行し、例え
ば、図８のフローチャートに示すような異常監視処理を
行う。

【００３０】異常監視処理は、先ず、ステップＳ２７ａ
で、モータ電流検出値ｉ_M の絶対値｜ｉ_M ｜が、モータ
駆動回路２２が正常に作動しているとみなす予め設定し
た最大電流値Ｉ_MAX よりも小さいか否かを判定する。絶
対値｜ｉ_M ｜が最大電流値Ｉ_MAX よりも小さいときは、
モータ駆動電流は正常範囲内にあると判定してモータ駆
動制御処理プログラムに戻る。

【００３１】一方、ステップＳ２７ａの判定の結果、｜
ｉ_M ｜≧Ｉ_MAX のときには、Ｈブリッジ回路２２ｂに過
大電流が流れており、異常が発生したものと判定してス
テップＳ２７ｂに移行する。ステップＳ２７ｂでは、ゲ
ート駆動回路２２ａへの各指令信号Ｓ_M ，Ｄ_R ，Ｄ_L を
“ＬＯＷ”として出力し、これによってＨブリッジ回路
２２ｂの通電路を遮断する。次いで、ステップＳ２７ｃ
に移行して、クラッチ駆動回路２４へのクラッチ制御信
号Ｓ_C の出力を停止することによって、電磁クラッチ装
置１１を作動して電動モータ１２の出力軸と減速ギヤ１
０とを離脱状態にする。

【００３２】そして、ステップＳ２７ｄに移行し、リレ
ー駆動回路２３ｂへのリレー制御信号Ｓ_R を“ＬＯＷ”
として出力することによって、フェールセーフリレー２
２ａを開放して、バッテリ１６からのＨブリッジ回路２
２ｂへの通電を遮断する。次に、ステップＳ２７ｅで、
例えば、メイン処理プログラム等の上位プログラムに異
常通知を行って、処理を終了する。以後、上位プログラ
ムでは、モータ駆動制御処理を実行しない。

【００３３】ステップＳ２７の異常監視処理の結果、モ
ータ駆動電流に異常が検出されなかったときには、ステ
ップＳ２８に移行する。ステップＳ２８では、ステップ
Ｓ２４で設定したモータ電流指令値Ｓ_I とステップＳ２
６で算出したモータ電流検出値ｉ_M との差、すなわち、
ｅ_M ＝Ｓ_I −ｉ_M により、電流偏差ｅ_M を算出する。

【００３４】次いで、ステップＳ２９で、電流偏差ｅ_M
に所定の比例ゲインを乗算してこれを比例処理値ｆ_P と
し、さらに、ステップＳ３０で、この比例処理値ｆ_P を
積分しこれを積分処理値ｆ_I として、比例処理値ｆ_P 及
び積分処理値ｆ_I をメモリ２１ｃの所定の記憶領域に記
憶する。そして、ステップＳ３１で、微分処理値ｆ
_D と、比例処理値ｆ_P と、積分処理値ｆ_I とを加算し、
これをモータ駆動信号Ｓ_M とし、ステップＳ３２に移行
する。

【００３５】このステップＳ３２では、モータ駆動信号
Ｓ_M がＳ_M ≧０であるか否かを判定し、Ｓ_M ≧０である
場合には、ステアリングホイール１が右操舵されたもの
としてステップＳ３３に移行し、電動モータ１２の回転
方向を正回転方向に設定する右方向信号Ｄ_R を“ＨＩＧ
Ｈ”とすると共に、左方向信号Ｄ_L を“ＬＯＷ”として
出力する。また、モータ駆動信号Ｓ_M を出力インタフェ
ース２１ｅに出力し、出力インタフェース２１ｅ内で発
生される鋸歯状波をもとに、モータ駆動信号Ｓ_M の電圧
を所定のパルス幅を有したパルス幅変調信号ＰＷＭに変
換し、これをゲート駆動回路２２ａを介してＨブリッジ
回路２２ｂに供給する。そして、モータ駆動制御処理プ
ログラムを終了してメインプログラムに戻る。

【００３６】一方、ステップＳ３２で、Ｓ_M ≧０でない
場合には、ステアリングホイール１を左操舵した状態で
あるものと判定してステップＳ３４に移行し、電動モー
タ１２の回転方向を逆回転方向に設定する左方向信号Ｄ
_L を“ＨＩＧＨ”とすると共に、右方向信号Ｄ_R を“Ｌ
ＯＷ”として出力する。また、モータ駆動信号Ｓ_M をパ
ルス幅変調信号ＰＷＭに変換し、これをゲート駆動回路
２２ａを介してＨブリッジ回路２２ｂに供給する。そし
て、モータ駆動制御処理プログラムを終了してメインプ
ログラムに戻る。

【００３７】次に、本実施例の動作を説明する。コント
ローラ１３に入力されたトルク検出値Ｔは、ナイキスト
周波数以上で減衰効果の大きい特性を有するアクティブ
・ローパス・フィルタ１３ａに供給されて、トルク検出
値Ｔに含まれる高周波ノイズが除去され、位相補償回路
１８及びＡ／Ｄ変換器２０ａを介して、マイクロコンピ
ュータ２１に入力される。

【００３８】マイクロコンピュータ２１では、所定の時
間毎のタイマ割り込みにより図６に示したフローチャー
トに従って演算処理を行い、読み込まれたトルク検出値
Ｔに応じてモータ駆動信号のパルス幅変調信号ＰＷＭ及
び左右方向信号Ｄ_R,Ｄ_L を出力し、通常のモータ駆動制
御処理を実行する。また、図８に示したフローチャート
に従って異常監視処理を実行し、検出されたモータ電流
検出値ｉ_R 及びｉ_L が、所定の最大電流値Ｉ_MAX より大
きいときには、電動モータ１２の作動を停止して車両の
安全性を確保している。

【００３９】このように、上記実施例では、トルク検出
値ＴをＡ／Ｄ変換する前に、アクティブ・ローパス・フ
ィルタを用いてトルク検出値Ｔに含まれる高周波ノイズ
を除去しており、しかも、このアクティブ・ローパス・
フィルタは、ナイキスト周波数までは位相遅れ及び利得
変動が小さい特性を有している。このため、エリアシン
グによるノイズの発生を抑制することができ、高周波ノ
イズがモータ駆動信号に低周波ノイズとして再現される
ことがないので、精度の良いモータ駆動制御を行うこと
ができると共に、ノイズによる誤動作の減少により安全
性の向上を図ることができる。また、ナイキスト周波数
までは位相遅れ及び利得変動が小さいので、制御系全体
の位相余裕及びゲイン余裕に影響を及ぼすこともなく、
アクティブ・ローパス・フィルタを用いたことによるシ
ステムの安定性の低下は回避される。

【００４０】なお、上記実施例では、図４に示したアク
ティブ・ローパス・フィルタＬＰＦ１で、接地抵抗Ｒ５
及び帰還抵抗Ｒ６を用いて利得を設定できるようにして
いるが、接地抵抗Ｒ５及び帰還抵抗Ｒ６を用いず、反転
入力端子と出力端子とを直接接続した構成にしてもよ
い。アクティブ・ローパス・フィルタＬＰＦ２の接地抵
抗Ｒ９及び帰還抵抗Ｒ１０についても同様である。

【００４１】また、上記実施例では、低域通過フィルタ
としてＶＣＶＳ型のアクティブ・ローパス・フィルタを
用いているが、これに限定することなく、図９に示す多
重帰還型のアクティブ・ローパス・フィルタで低域通過
フィルタを構成してもよい。多重帰還型は、同図に示す
ように、演算増幅器ＯＰ４と、抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４と、
コンデンサＣ５，Ｃ６とを有し、入力信号が抵抗Ｒ１
２，Ｒ１３を介して演算増幅器ＯＰ４の反転入力端子に
供給され、反転入力端子及び抵抗Ｒ１３の接続点がコン
デンサＣ６を介して演算増幅器ＯＰ４の出力端子に接続
され、さらに、抵抗Ｒ１２及びＲ１３の接続点が、コン
デンサＣ５を介して接地されると共に抵抗Ｒ１４を介し
て出力端子に接続され、非反転入力端子が接地されるよ
う構成される。このアクティブ・ローパス・フィルタを
２つカスケードに接続して４次の低域通過フィルタを構
成する。

【００４２】また、アクティブ・ローパス・フィルタを
用いる他に、コイル及びコンデンサで構成されるパッシ
ブ・ローパス・フィルタでバタワース特性を有する低域
通過フィルタを構成してもよい。また、コンデンサに蓄
えられた電荷をスイッチで切り換え、流れる電荷量を制
御して等価的に抵抗を構成し、スイッチング周波数によ
り積分時定数を設定するスイッチド・キャパシタ・フィ
ルタを用いて、バタワース特性を有する低域通過フィル
タを構成してもよい。

【００４３】また、上記実施例では、バタワース特性を
有する低域通過フィルタを用いているが、通過帯域内に
おける制御系の位相余裕及びゲイン余裕の大小に応じ
て、ベッセル特性及びチェビシェフ特性を有する低域通
過フィルタを用いることもできる。また、上記実施例に
おいては、中央処理装置から出力されたモータ駆動信号
値をパルス幅変調信号ＰＷＭに変換して電動モータを駆
動しているが、モータ駆動信号値をパルス幅変調信号Ｐ
ＷＭに変換せずにアナログ電圧信号に変換すると共に、
パルス幅変調信号ＰＷＭが入力されている各ＦＥＴの代
わりにＮＰＮトランジスタに用いて、このアナログ電圧
に比例した電圧を各ＮＰＮトランジスタのベース端子に
印加して、電動モータを駆動する構成にしてもよい。

【００４４】また、上記実施例では、比例処理、積分処
理、及び微分処理の全ての処理を行ってモータ駆動信号
値を算出しているが、どの処理を組合せてモータ駆動信
号値を算出するかは任意に設定してよい。また、上記実
施例では、トルク検出値のみに基づいて操舵状態を検知
し、このトルク検出値に応じて補助操舵トルクを発生す
るモータ駆動制御について説明したが、この他に、例え
ば、高速走行中に走行車線を変更する場合には、操舵ト
ルクの他に更に、ステアリングホイールの舵角速度や舵
角加速度に応じて操舵状態を検知し、これらの値に応じ
た補助トルクを発生してモータ駆動制御を行ってもよ
い。トルク検出値、舵角速度値及び舵角加速度値に基づ
いて操舵状態を検知する制御回路の概略ブロック図を図
１０に示す。

【００４５】制御回路２１Ａは、図示の如く、電流指令
演算器３１と、加減算器３２と、比例演算器３３と、積
分演算器３４と、加算器３５と、舵角速度加速度演算回
路３６と、ダンパ係数回路３７と、慣性補償係数回路３
８とから構成される。トルク検出値Ｔは、制御回路２１
Ａの電流指令演算器３１に入力され、所定のモータ電流
指令値Ｓ_I に変換された後、加減算器３２に供給され
る。加減算器３２には、モータ電流指令値Ｓ_I の他に更
に、電流検出回路２５、ダンパ係数回路３７及び慣性補
償係数回路３８のそれぞれの出力信号である電流検出信
号ｉ_M 、ダンパ信号Ｄ_I および慣性信号Ｋ_I が供給さ
れ、モータ電流指令値Ｓ_I に対して、電流検出信号ｉ_M
の減算、ダンパ信号Ｄ_I の減算、及び慣性信号Ｋ_I の加
算の処理が行われる。加減算器３２の出力信号が供給さ
れる比例演算器３３では所定の比例ゲインが乗算され、
その乗算値は、加算器３５に直接供給されると共に、所
定の積分処理を行う積分演算器３４を介して同じく加算
器３５に供給される。そして、加算器３５からは所定の
モータ駆動信号がモータ駆動回路２２に出力される。モ
ータ駆動回路２２では、所定のパルス幅を有するパルス
幅変調信号ＰＷＭを舵角速度加速度演算回路３６に出力
すると共に、モータ駆動電流を電動モータ１２に供給す
る。そして、電動モータ１２からは、モータ駆動電流値
ｉが、舵角速度加速度演算回路３６及び電流検出回路２
５に出力される。舵角速度加速度演算回路３６では、入
力されたパルス幅変調信号ＰＷＭ及びモータ電流値ｉに
基づいて算出した舵角速度ω₀ をダンパ係数回路３７に
出力すると共に、同じく算出した舵角加速度ω₁ を慣性
補償係数回路３８に出力する。

【００４６】舵角速度加速度演算回路３６での舵角速度
ω₀ 及び舵角加速度ω₁ の算出は次のように行われる。
先ず、パルス幅変調信号ＰＷＭのデューティ比Ｄ及び電
源電圧Ｖ_BAT を用いると、電動モータ１２に供給される
平均電圧Ｖは、次式のように表せる。 Ｖ＝Ｄ・Ｖ_BAT …（１） また、電動モータ１２は回転することにより逆起電力が
発生し、逆起電力定数をｋ_T とすると、電動モータ１２
に発生する逆起電圧はｋ_T ・ω₀ となるので、コイル抵
抗Ｒを有する電動モータ１２に供給された平均電圧Ｖは
次式のようにも表せる。

【００４７】 Ｖ＝ｋ_T ・ω₀ ＋Ｒ・ｉ …（２） 式（１）及び（２）より、舵角速度ω₀ は次のように求
められる。 ω₀ ＝（Ｄ・Ｖ_BAT −Ｒ・ｉ）／ｋ_T …（３） 式（３）を時間ｔで微分することにより、舵角加速度ω
₁ が算出される。算出された舵角速度ω₀ は、ダンパ係
数回路３７で所定のダンパ係数Ｋ_V と乗算され、この乗
算値をモータ電流指令値Ｓ_I から減算してダンパ制御を
実行し、これにより、操舵系に電気的粘性抵抗が与えら
れ車両の安定性の向上が図られる。また、算出された舵
角加速度ω₁ は、慣性補償係数回路３８で所定の慣性補
償係数Ｋ_G と乗算され、この乗算値とモータ電流指令値
Ｓ_I とを加算して慣性補償制御を実行し、これにより、
モータ慣性に起因するモータの応答性の遅れが補償され
る。なお、舵角加速度ω₁ はセンサーで直接検出しても
よく、また、例えば、モータ軸に取り付けた角度センサ
ーにより検出された角度値を、時間ｔで微分して先ず舵
角速度ω₀ を求め、更にもう一度微分して舵角加速度ω
₁ を求めるようにしてもよい。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る電動
パワーステアリング装置の制御装置においては、検出さ
れたトルク検出値をディジタル信号に変換し、ディジタ
ル制御方式によって電動モータの駆動制御を行う際に、
低域通過フィルタを介してトルク検出値をＡ／Ｄ変換器
に供給しており、この低域通過フィルタは、少なくとも
ナイキスト周波数までは低位相遅れ及び低利得変動の特
性を有している。

【００４９】このため、低域通過フィルタを挿入したこ
とによる制御系の位相余裕及びゲイン余裕の低下を回避
することができ、さらに、低域通過フィルタによって高
周波ノイズが除去されるのでエリアシングによるノイズ
の発生を抑制することができる。これにより、システム
の安定性を保持しながらノイズの低減を達成することが
できるため、システムの安定性が一層向上するという効
果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電動パワーステアリン
グ装置の概略構成図である。

【図２】トルクセンサの出力電圧特性を示す特性線図で
ある。

【図３】本実施例に係る電動パワーステアリング装置の
制御装置のブロック図である。

【図４】本実施例に係るアクティブ・ローパス・フィル
タの回路図である。

【図５】本実施例に係るアクティブ・ローパス・フィル
タの周波数特性を示すグラフである。

【図６】本実施例に係る、電動パワーステアリング装置
の作動時における中央処理装置による制御処理手順を示
すフローチャートである。

【図７】車速をパラメータとした操舵トルクに対するモ
ータ電流指令値を示す特性線図である。

【図８】本実施例に係るモータ駆動電流の異常監視処理
手順を示すフローチャートである。

【図９】多重帰還型のアクティブ・ローパス・フィルタ
を示す回路図である。

【図１０】トルク検出値、舵角速度値及び舵角加速度値
に基づいて操舵状態を検知する制御回路の概略ブロック
図である。

【符号の説明】

１ ステアリングホイール ２ ステアリングシャフト ３ トルクセンサ １０ 減速ギア １１ 電磁クラッチ装置 １２ 電動モータ １３ コントローラ １３ａ アクティブ・ローパス・フィルタ １７ 車速センサ １８ 位相補償回路 ２０ａ〜２０ｃ Ａ／Ｄ変換器 ２１ マイクロコンピュータ ２２ モータ駆動回路 ２３ フェールセーフリレー回路 ２４ クラッチ駆動回路 ２５ 電流検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 狩野 広之 群馬県前橋市鳥羽町78番地 日本精工株式 会社内

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 操舵系の操舵トルクを検出するトルク検
   出手段と、前記操舵系に対して操舵補助力を発生する電
   動モータと、前記トルク検出手段のトルク検出値をディ
   ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有すると共に、少
   なくともこのディジタル信号に応じて前記電動モータを
   制御する制御信号を出力する制御手段と、を備える電動
   パワーステアリング装置の制御装置において、 前記トルク検出手段及び前記Ａ／Ｄ変換器間に、少なく
   ともナイキスト周波数以下の周波数領域では、低位相遅
   れ且つ低利得変動の特性を有する低域通過フィルタを介
   挿したことを特徴とする電動パワーステアリング装置の
   制御装置。