JP3521547B2 - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents
電動パワ−ステアリング装置の制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電動パワ−ステアリ
ング装置の制御装置に関する。
ング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルクと車速を検出し、その検出信号に基
づいてモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助す
るものである。このような電動式パワ−ステアリング装
置の制御は電子制御回路で実行されるが、その制御の概
要は、トルクセンサで検出された操舵トルクと車速セン
サで検出された車速に基づいてモ−タに供給する電流の
大きさを演算し、その演算結果に基づいてモ−タに供給
する電流を制御する。
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルクと車速を検出し、その検出信号に基
づいてモ−タを駆動して操向ハンドルの操舵力を補助す
るものである。このような電動式パワ−ステアリング装
置の制御は電子制御回路で実行されるが、その制御の概
要は、トルクセンサで検出された操舵トルクと車速セン
サで検出された車速に基づいてモ−タに供給する電流の
大きさを演算し、その演算結果に基づいてモ−タに供給
する電流を制御する。
【０００３】即ち、電子制御回路は、操向ハンドルが操
作されて操舵トルクが発生しているときに、検出された
車速が零あるいは低速の場合は大きな操舵補助力を供給
し、検出された車速が速い場合は小さな操舵補助力を供
給するように操向ハンドルの操舵力と車速に応じて操舵
補助指令値を設定してモ−タに供給する電流を制御する
ことで、走行状態に応じた最適の操舵補助力を与えるこ
とができるものである。さらに車速が速い場合には車両
の安定感を増すべく、モ−タ角速度に比例した値を操舵
補助指令値より減算することにより疑似的に摩擦を与
え、安定感を向上することが行われている。
作されて操舵トルクが発生しているときに、検出された
車速が零あるいは低速の場合は大きな操舵補助力を供給
し、検出された車速が速い場合は小さな操舵補助力を供
給するように操向ハンドルの操舵力と車速に応じて操舵
補助指令値を設定してモ−タに供給する電流を制御する
ことで、走行状態に応じた最適の操舵補助力を与えるこ
とができるものである。さらに車速が速い場合には車両
の安定感を増すべく、モ−タ角速度に比例した値を操舵
補助指令値より減算することにより疑似的に摩擦を与
え、安定感を向上することが行われている。
【０００４】このような従来の制御装置では、操舵トル
クや車速、モ−タ角速度などに基づいてモ−タ電流の制
御目標値を演算し、演算結果であるモ−タ電流の制御目
標値と、実際にモ−タに流れる電流の差が零になるよう
に電流フイ−ドバツク制御が行なわれていた。
クや車速、モ−タ角速度などに基づいてモ−タ電流の制
御目標値を演算し、演算結果であるモ−タ電流の制御目
標値と、実際にモ−タに流れる電流の差が零になるよう
に電流フイ−ドバツク制御が行なわれていた。
【０００５】この電流フイ−ドバツク制御システムで
は、操舵トルクの変動を補償し、且つ、高速の応答特性
が得られるように制御システムの設計が行なわれるとと
もに、これと同時に制御に必要なモ−タ角速度の情報を
得るため、制御回路の出力と実際にモ−タに流れる電流
の検出値から舵角速度を推定する手段が使用されていた
（特開平３−１７６２７１号公報参照）。
は、操舵トルクの変動を補償し、且つ、高速の応答特性
が得られるように制御システムの設計が行なわれるとと
もに、これと同時に制御に必要なモ−タ角速度の情報を
得るため、制御回路の出力と実際にモ−タに流れる電流
の検出値から舵角速度を推定する手段が使用されていた
（特開平３−１７６２７１号公報参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電流フ
イ−ドバツク制御システムにおいて、舵角速度を推定す
るには電流フイ−ドバツク制御システムの応答特性を適
度に遅くしなければならない。何故ならば、電流フイ−
ドバツク制御システムの応答特性が速い場合は、モ−タ
に発生する逆起電力に迅速に応答して逆起電力を補償し
てしまい、舵角速度を推定するために必要な逆起電力を
正確に検出することができなくなつてしまうからであ
る。
イ−ドバツク制御システムにおいて、舵角速度を推定す
るには電流フイ−ドバツク制御システムの応答特性を適
度に遅くしなければならない。何故ならば、電流フイ−
ドバツク制御システムの応答特性が速い場合は、モ−タ
に発生する逆起電力に迅速に応答して逆起電力を補償し
てしまい、舵角速度を推定するために必要な逆起電力を
正確に検出することができなくなつてしまうからであ
る。
【０００７】このように、電流フイ−ドバツク制御シス
テムでは、操向ハンドルの戻り特性を改善するために逆
起電力を補償するべく高速の応答特性を与えると、舵角
速度を推定することが困難になり、また、舵角速度を推
定するために応答特性を適度に遅くすれば、操向ハンド
ルの戻り特性の改善や、操舵トルクの変動を十分に補償
することができない結果となる。以上の問題は、実現で
きる周波数特性がサンプリング時間により制限されるデ
ジタル制御系では特に重大である。
テムでは、操向ハンドルの戻り特性を改善するために逆
起電力を補償するべく高速の応答特性を与えると、舵角
速度を推定することが困難になり、また、舵角速度を推
定するために応答特性を適度に遅くすれば、操向ハンド
ルの戻り特性の改善や、操舵トルクの変動を十分に補償
することができない結果となる。以上の問題は、実現で
きる周波数特性がサンプリング時間により制限されるデ
ジタル制御系では特に重大である。
【０００８】また、電動パワ−ステアリング装置の動作
補償範囲は極めて広く、例えばバツテリ電圧、モ−タの
端子間抵抗、モ−タトルク定数などの変動に対し、電流
フイ−ドバツク制御システムの設計時の性能を維持する
ことは困難である。上記した定数の変動があると、電流
フイ−ドバツク制御システムの応答が遅くなるばかりで
なく、制御システムの安定性を失い、発振を起こすおそ
れもある。この発明は、上記課題を解決することを目的
とする。
補償範囲は極めて広く、例えばバツテリ電圧、モ−タの
端子間抵抗、モ−タトルク定数などの変動に対し、電流
フイ−ドバツク制御システムの設計時の性能を維持する
ことは困難である。上記した定数の変動があると、電流
フイ−ドバツク制御システムの応答が遅くなるばかりで
なく、制御システムの安定性を失い、発振を起こすおそ
れもある。この発明は、上記課題を解決することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいてステアリング機構に操舵
補助力を与えるモータの出力を制御する制御手段を備え
た電動パワーステアリング装置の制御装置において、モ
ータ出力の制御目標値である電流指令値を演算する演算
手段と、実際にモータに流れるモータ電流値を検出する
モータ電流検出手段と、制御手段とを備え、前記制御手
段は、前記演算手段で演算されたモータ出力の制御目標
値である電流指令値と、前記モータ電流検出手段により
検出されたモータ電流値に基づいて制御器出力基準にお
ける希望するモータ制御特性と実際のモータ制御特性と
の差を演算してフイードバツク制御することを特徴とす
る。
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいてステアリング機構に操舵
補助力を与えるモータの出力を制御する制御手段を備え
た電動パワーステアリング装置の制御装置において、モ
ータ出力の制御目標値である電流指令値を演算する演算
手段と、実際にモータに流れるモータ電流値を検出する
モータ電流検出手段と、制御手段とを備え、前記制御手
段は、前記演算手段で演算されたモータ出力の制御目標
値である電流指令値と、前記モータ電流検出手段により
検出されたモータ電流値に基づいて制御器出力基準にお
ける希望するモータ制御特性と実際のモータ制御特性と
の差を演算してフイードバツク制御することを特徴とす
る。
【００１０】そして、前記制御手段は、前記希望するモ
−タ制御特性と実際のモ−タ制御特性との差に基づいて
舵角速度推定値を演算して前記演算手段に出力するよう
にすることができる。
−タ制御特性と実際のモ−タ制御特性との差に基づいて
舵角速度推定値を演算して前記演算手段に出力するよう
にすることができる。
【００１１】
【作用】モータ出力の制御目標値である電流指令値と、
前記モータ電流検出手段により検出されたモータ電流値
に基づいて制御器出力基準における希望するモータ制御
特性と実際のモータ制御特性との差を演算してフイード
バツク制御する。バツテリ電圧やモータの端子間抵抗、
モータのトルク定数などの特性定数が変動しても、希望
するモータ制御特性を維持することができ、制御系の安
定性を失うことがない。
前記モータ電流検出手段により検出されたモータ電流値
に基づいて制御器出力基準における希望するモータ制御
特性と実際のモータ制御特性との差を演算してフイード
バツク制御する。バツテリ電圧やモータの端子間抵抗、
モータのトルク定数などの特性定数が変動しても、希望
するモータ制御特性を維持することができ、制御系の安
定性を失うことがない。
【００１２】
【実施例】以下、この発明の実施例について説明する。
図１は、この発明を実施するに適した電動パワ−ステア
リング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル
１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、
５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツ
ド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵
トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、ま
た、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギ
ア４を介して軸２に結合している。
図１は、この発明を実施するに適した電動パワ−ステア
リング装置の構成の概略を説明する図で、操向ハンドル
１の軸２は減速ギア４、ユニバ−サルジョイント５ａ、
５ｂ、ピニオンラツク機構７を経て操向車輪のタイロツ
ド８に結合されている。軸２には操向ハンドル１の操舵
トルクを検出するトルクセンサ３が設けられており、ま
た、操舵力を補助するモ−タ１０がクラツチ９、減速ギ
ア４を介して軸２に結合している。
【００１３】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて電流指令演算を行い、演算さ
れた電流指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流ｉ
を制御する。
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて電流指令演算を行い、演算さ
れた電流指令値に基づいてモ−タ１０に供給する電流ｉ
を制御する。
【００１４】クラツチ９は電子制御回路１３により制御
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。
【００１５】図２は、電子制御回路１３の構成を示した
ブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は
主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ
内部においてプログラムで実行される機能を示してあ
る。例えば、位相補償器２１は独立したハ−ドウエアと
しての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実
行される位相補償機能を示す。なお、電子制御回路１３
をＣＰＵで構成せず、これらの機能要素をそれぞれ独立
したハ−ドウエア（電子回路）で構成できることは言う
までもない。
ブロツク図である。この実施例では電子制御回路１３は
主としてＣＰＵから構成されるが、ここではそのＣＰＵ
内部においてプログラムで実行される機能を示してあ
る。例えば、位相補償器２１は独立したハ−ドウエアと
しての位相補償器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実
行される位相補償機能を示す。なお、電子制御回路１３
をＣＰＵで構成せず、これらの機能要素をそれぞれ独立
したハ−ドウエア（電子回路）で構成できることは言う
までもない。
【００１６】以下、電子制御回路１３の機能と動作を説
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相
補償され、電流指令演算器２２に入力される。また、車
速センサ１２で検出された車速も電流指令演算器２２に
入力される。
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相
補償され、電流指令演算器２２に入力される。また、車
速センサ１２で検出された車速も電流指令演算器２２に
入力される。
【００１７】電流指令演算器２２は、入力されたトルク
信号、車速信号、及び後述するモ−タ角速度推定値ωに
基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流
の制御目標値である電流指令値Ｉを決定する。
信号、車速信号、及び後述するモ−タ角速度推定値ωに
基づいて所定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流
の制御目標値である電流指令値Ｉを決定する。
【００１８】３０は制御部で、従来の制御部は、例えば
比較器、微分補償器、比例演算器及び積分演算器から構
成され、実際にモ−タに流れるモ−タ電流値ｉが電流指
令値Ｉに一致するように電流フイ−ドバツク制御を行つ
ていたが、この発明では、制御部３０はロバスト制御を
行う制御部としている。これについては後で詳細に説明
することにする。
比較器、微分補償器、比例演算器及び積分演算器から構
成され、実際にモ−タに流れるモ−タ電流値ｉが電流指
令値Ｉに一致するように電流フイ−ドバツク制御を行つ
ていたが、この発明では、制御部３０はロバスト制御を
行う制御部としている。これについては後で詳細に説明
することにする。
【００１９】制御部３０から出力される電流制御値Ｅは
モ−タ駆動回路４１に供給され、モ−タ１０を駆動す
る。モ−タ１０に流れる実際の電流の大きさｉはモ−タ
電流検出回路４２により検出され、制御部３０にフイ−
ドバツクされる。
モ−タ駆動回路４１に供給され、モ−タ１０を駆動す
る。モ−タ１０に流れる実際の電流の大きさｉはモ−タ
電流検出回路４２により検出され、制御部３０にフイ−
ドバツクされる。
【００２０】図３にモ−タ駆動回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ駆動回路４１は制御部３０から入力された
電流制御値ＥをＰＷＭ信号と電流方向信号とに分離変換
する変換部４４、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 、及びそれ等のゲ
−トを開閉駆動するＦＥＴゲ−ト駆動回路４５等からな
る。なお、昇圧電源４６はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサ
イド側を駆動する電源である。
示す。モ−タ駆動回路４１は制御部３０から入力された
電流制御値ＥをＰＷＭ信号と電流方向信号とに分離変換
する変換部４４、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 、及びそれ等のゲ
−トを開閉駆動するＦＥＴゲ−ト駆動回路４５等からな
る。なお、昇圧電源４６はＦＥＴ1 、ＦＥＴ2 のハイサ
イド側を駆動する電源である。
【００２１】ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）は、Ｈブ
リツジ接続されたＦＥＴ（電界効果トランジスタ）スイ
ツチング素子ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ2 のゲ−トを駆動する信
号で、制御部３０において演算された電流制御値Ｅの絶
対値によりＰＷＭ信号のデユ−テイ比（ＦＥＴのゲ−ト
をＯＮ／ＯＦＦする時間比）が決定される。
リツジ接続されたＦＥＴ（電界効果トランジスタ）スイ
ツチング素子ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ2 のゲ−トを駆動する信
号で、制御部３０において演算された電流制御値Ｅの絶
対値によりＰＷＭ信号のデユ−テイ比（ＦＥＴのゲ−ト
をＯＮ／ＯＦＦする時間比）が決定される。
【００２２】電流方向信号は、モ−タに供給する電流の
方向を指示する信号で、制御部３０で演算された電流制
御値Ｅの符号（正負）により決定される信号である。
方向を指示する信号で、制御部３０で演算された電流制
御値Ｅの符号（正負）により決定される信号である。
【００２３】ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 は前記したＰＷＭ信号
のデユ−テイ比に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされる
スイツチング素子で、モ−タに流れる電流の大きさを制
御するためのスイツチング素子である。また、ＦＥＴ3
とＦＥＴ4 は前記した電流方向信号に基づいてゲ−トが
ＯＮ或いはＯＦＦされる（一方がＯＮの時、他方はＯＦ
Ｆとなる）スイツチング素子で、モ−タに流れる電流の
方向、即ちモ−タの回転方向を切り換えるスイツチング
素子である。
のデユ−テイ比に基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされる
スイツチング素子で、モ−タに流れる電流の大きさを制
御するためのスイツチング素子である。また、ＦＥＴ3
とＦＥＴ4 は前記した電流方向信号に基づいてゲ−トが
ＯＮ或いはＯＦＦされる（一方がＯＮの時、他方はＯＦ
Ｆとなる）スイツチング素子で、モ−タに流れる電流の
方向、即ちモ−タの回転方向を切り換えるスイツチング
素子である。
【００２４】ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ2 を経て流れ、モ−タ１０に負方
向の電流が流れる。
ＦＥＴ1 、モ−タ１０、ＦＥＴ3 、抵抗Ｒ1 を経て流
れ、モ−タ１０に正方向の電流が流れる。また、ＦＥＴ
4 が導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タ１
０、ＦＥＴ4 、抵抗Ｒ2 を経て流れ、モ−タ１０に負方
向の電流が流れる。
【００２５】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出された実際のモ
−タ電流値ｉは制御部３０にフイ−ドバツクして入力さ
れる（図２参照）。
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出された実際のモ
−タ電流値ｉは制御部３０にフイ−ドバツクして入力さ
れる（図２参照）。
【００２６】以上説明した電子制御回路は、操向ハンド
ルが操作されて操舵トルクが発生しているときに、検出
された操舵トルクが大きく、また検出された車速が零あ
るいは低速の場合は電流指令値Ｉを大きく設定し、検出
された操舵トルクが小さく、また検出された車速が速い
場合は電流指令値Ｉを小さく設定するから、走行状態に
応じた最適の操舵補助力を与えることができる。
ルが操作されて操舵トルクが発生しているときに、検出
された操舵トルクが大きく、また検出された車速が零あ
るいは低速の場合は電流指令値Ｉを大きく設定し、検出
された操舵トルクが小さく、また検出された車速が速い
場合は電流指令値Ｉを小さく設定するから、走行状態に
応じた最適の操舵補助力を与えることができる。
【００２７】次に、この発明の制御部３０について説明
するが、その前に、まず、従来の電流フイ−ドバツク制
御部３０ｆの構成を説明する。
するが、その前に、まず、従来の電流フイ−ドバツク制
御部３０ｆの構成を説明する。
【００２８】図４は従来のフイ−ドバツク制御系の構成
を伝達関数で示したブロツク図であつて、２３は比較
器、２４は微分要素（ＫDs）、２５は比例要素
（Ｋp ）、２６は積分要素（ＫT ／s ）、２７は加算器
を示し、フイ−ドバツク制御部３０ｆは以上の回路要素
により構成される。また、２９は制御対象であるモ−タ
を示しており、２９ａは比例定数（Ｋa ）、２９ｂはモ
−タ要素（Ｌはモ−タのインダクンス、Ｒはモ−タの内
部抵抗、ｓはラプラス演算子で、１／（Ｌs ＋Ｒ）でモ
−タ要素を示す）である。
を伝達関数で示したブロツク図であつて、２３は比較
器、２４は微分要素（ＫDs）、２５は比例要素
（Ｋp ）、２６は積分要素（ＫT ／s ）、２７は加算器
を示し、フイ−ドバツク制御部３０ｆは以上の回路要素
により構成される。また、２９は制御対象であるモ−タ
を示しており、２９ａは比例定数（Ｋa ）、２９ｂはモ
−タ要素（Ｌはモ−タのインダクンス、Ｒはモ−タの内
部抵抗、ｓはラプラス演算子で、１／（Ｌs ＋Ｒ）でモ
−タ要素を示す）である。
【００２９】また、図４では、加算器２８を介して制御
対象の入力側に逆起電力ＫT ωが印加されているが、こ
れはモ−タの回転により発生する逆起電力の影響を等価
的に示したもので、モ−タの回転により発生する逆起電
力が入力側の電流制御値に現れることを示している。な
お、ＫT はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タの角速
度、ωa はモ−タの角加速度を示す。
対象の入力側に逆起電力ＫT ωが印加されているが、こ
れはモ−タの回転により発生する逆起電力の影響を等価
的に示したもので、モ−タの回転により発生する逆起電
力が入力側の電流制御値に現れることを示している。な
お、ＫT はモ−タの逆起電力定数、ωはモ−タの角速
度、ωa はモ−タの角加速度を示す。
【００３０】この制御系では、電流指令値Ｉを入力信号
とし、これに制御対象であるモ−タに流れる実際のモ−
タ電流値ｉをフイ−ドバツクして、両者の差の信号の微
分値、比例値、及び積分値を加算して電流制御値Ｅを得
る。そしてこの電流制御値により制御対象であるモ−タ
を駆動している。
とし、これに制御対象であるモ−タに流れる実際のモ−
タ電流値ｉをフイ−ドバツクして、両者の差の信号の微
分値、比例値、及び積分値を加算して電流制御値Ｅを得
る。そしてこの電流制御値により制御対象であるモ−タ
を駆動している。
【００３１】前記したとおり、この制御系ではモ−タの
逆起電力ＫT ωが電流制御値に現れるが、速い応答特性
をもつフイ−ドバツク制御系の場合には、この逆起電力
ＫTωが補償されて実際よりも小さい値しか電流制御値
に含まれない。このため、制御対象の入出力信号からモ
−タの逆起電力ＫT ωを検出し、検出信号に基づいて角
速度や角加速度を推定する手段３１を設けても、その推
定が困難となる。
逆起電力ＫT ωが電流制御値に現れるが、速い応答特性
をもつフイ−ドバツク制御系の場合には、この逆起電力
ＫTωが補償されて実際よりも小さい値しか電流制御値
に含まれない。このため、制御対象の入出力信号からモ
−タの逆起電力ＫT ωを検出し、検出信号に基づいて角
速度や角加速度を推定する手段３１を設けても、その推
定が困難となる。
【００３２】そこで、この発明では、制御部３０を、上
記した従来のフイ−ドバツク制御系に代えて図５に示す
ロバスト制御系で構成し、制御系の応答特性を高めると
同時にモ−タの逆起電力ＫT ωの検出を可能とし、さら
に、バツテリ電圧の変動や温度変化などの変動要素を補
償して前記した不都合を解決したものである。
記した従来のフイ−ドバツク制御系に代えて図５に示す
ロバスト制御系で構成し、制御系の応答特性を高めると
同時にモ−タの逆起電力ＫT ωの検出を可能とし、さら
に、バツテリ電圧の変動や温度変化などの変動要素を補
償して前記した不都合を解決したものである。
【００３３】図５は、この発明のロバスト制御系の構成
を伝達関数で示したブロツク図である。５０は制御対象
であるモ−タを示し、５０ｂはモ−タ要素（Ｌはモ−タ
のインダクンス、Ｒはモ−タの内部抵抗、ｓはラプラス
演算子で、１／（Ｌs ＋Ｒ）でモ−タ要素を示す）であ
る。また、５０ａは比例定数Ｋで、バツテリの基準電圧
ＶBSに対するその時点のバツテリの電圧ＶBAの比で、バ
ツテリ電圧の変動により生じるＰＷＭ信号のデユ−テイ
比に対する印加電圧のゲインを表している。バツテリの
電圧ＶBAが基準電圧ＶBSに等しい場合は比例定数Ｋ＝１
となる。
を伝達関数で示したブロツク図である。５０は制御対象
であるモ−タを示し、５０ｂはモ−タ要素（Ｌはモ−タ
のインダクンス、Ｒはモ−タの内部抵抗、ｓはラプラス
演算子で、１／（Ｌs ＋Ｒ）でモ−タ要素を示す）であ
る。また、５０ａは比例定数Ｋで、バツテリの基準電圧
ＶBSに対するその時点のバツテリの電圧ＶBAの比で、バ
ツテリ電圧の変動により生じるＰＷＭ信号のデユ−テイ
比に対する印加電圧のゲインを表している。バツテリの
電圧ＶBAが基準電圧ＶBSに等しい場合は比例定数Ｋ＝１
となる。
【００３４】５１は電流指令値Ｉに対する実際のモ−タ
電流値ｉの応答特性を定義する為のフイ−ドフオワ−ド
補償器である。
電流値ｉの応答特性を定義する為のフイ−ドフオワ−ド
補償器である。
【００３５】５２はフイ−ドフオワ−ド補償器５１の出
力Ｕ1 と後述するフイルタ５７の出力とを加算して出力
Ｕ2 を出力する加算器であつて、後述する加算器５６の
出力ｄa (s) がフイルタ５７を経て加算器５２にフイ−
ドバツクされて、制御器出力Ｕ1 に加算される。これに
より制御対象５０のもつ変動分とモ−タの回転により発
生する逆起電力の変動分は補償される。
力Ｕ1 と後述するフイルタ５７の出力とを加算して出力
Ｕ2 を出力する加算器であつて、後述する加算器５６の
出力ｄa (s) がフイルタ５７を経て加算器５２にフイ−
ドバツクされて、制御器出力Ｕ1 に加算される。これに
より制御対象５０のもつ変動分とモ−タの回転により発
生する逆起電力の変動分は補償される。
【００３６】５３は加算要素で、制御対象の入力側にモ
−タの回転により発生する逆起電力ＫT ωが加算器５２
の出力Ｕ2 に加算されて電流制御値Ｅに現れることを示
し、電流制御値Ｅに現れる逆起電力ＫT ωの影響を等値
的に示したものである。なお、ＫT はモ−タの逆起電力
定数、ωはモ−タの角速度を示す。
−タの回転により発生する逆起電力ＫT ωが加算器５２
の出力Ｕ2 に加算されて電流制御値Ｅに現れることを示
し、電流制御値Ｅに現れる逆起電力ＫT ωの影響を等値
的に示したものである。なお、ＫT はモ−タの逆起電力
定数、ωはモ−タの角速度を示す。
【００３７】５４は加算要素で、測定される実際のモ−
タ電流値ｉに含まれる測定ノイズと電流脈動ノイズなど
のノイズξがモ−タ電流値ｉに加算され、フ−ドバツク
される影響を等値的に示したものである。但し、以下の
検討ではノイズξは無視するものとする。
タ電流値ｉに含まれる測定ノイズと電流脈動ノイズなど
のノイズξがモ−タ電流値ｉに加算され、フ−ドバツク
される影響を等値的に示したものである。但し、以下の
検討ではノイズξは無視するものとする。
【００３８】５５は希望するモ−タ特性の逆特性を示す
回路要素で、この実施例ではモ−タの逆起電力の影響を
防ぐ目的から逆起電力の項を除いた電気的特性の数学モ
デルを採用して設計しており、Ｌ＊、Ｒ＊はそれぞれモ
−タのインダクンスの設計値、モ−タの内部抵抗の設計
値である。
回路要素で、この実施例ではモ−タの逆起電力の影響を
防ぐ目的から逆起電力の項を除いた電気的特性の数学モ
デルを採用して設計しており、Ｌ＊、Ｒ＊はそれぞれモ
−タのインダクンスの設計値、モ−タの内部抵抗の設計
値である。
【００３９】５６は加算器で、回路要素５５の出力と回
路要素５２の出力Ｕ2 との差、即ち、制御器出力基準に
おける希望するモ−タ制御特性と実際の制御特性の差を
演算するものである。加算器５６の出力ｄa(s)は以下の
式（１）で表される。
路要素５２の出力Ｕ2 との差、即ち、制御器出力基準に
おける希望するモ−タ制御特性と実際の制御特性の差を
演算するものである。加算器５６の出力ｄa(s)は以下の
式（１）で表される。
【００４０】
【数１】
式（１）より、加算器５６の出力ｄa(s)は制御対象の変
動分と逆起電力の和であることが分かる。
動分と逆起電力の和であることが分かる。
【００４１】５７は加算器５６の出力ｄa(s)をフイ−ド
バツクする制御系の動作を安定させるためのフイルタ
で、その特性はＱ(s) で表される。この実施例では一次
のロ−パスフイルタを用いており、図５におけるフイル
タの特性Ｑ(s) ＝１／（Ｔ1s+1）は、伝達関数で表され
たフイルタの特性Ｑ(s) の一例を示している。
バツクする制御系の動作を安定させるためのフイルタ
で、その特性はＱ(s) で表される。この実施例では一次
のロ−パスフイルタを用いており、図５におけるフイル
タの特性Ｑ(s) ＝１／（Ｔ1s+1）は、伝達関数で表され
たフイルタの特性Ｑ(s) の一例を示している。
【００４２】特性Ｑ(s) をもつフイルタ５７の出力をフ
イ−ドバツクすることにより、制御対象の変動と逆起電
力を押さえ、定義した数学モデルの特性と一致させるよ
うに構成されている。以下、これについて説明する。
イ−ドバツクすることにより、制御対象の変動と逆起電
力を押さえ、定義した数学モデルの特性と一致させるよ
うに構成されている。以下、これについて説明する。
【００４３】フイルタ５７を通過してフイ−ドバツクさ
れた場合、モ−タ電流値ｉ(s) は以下の式（２）で表さ
れる。
れた場合、モ−タ電流値ｉ(s) は以下の式（２）で表さ
れる。
【００４４】
【数２】
式（２）におけるΔ(s) は、以下の式（３）で定義され
る。ここで、Δ(s) は数学モデルと実際の特性との差を
乗法的摂動モデルを用いて表したときの摂動分である。
る。ここで、Δ(s) は数学モデルと実際の特性との差を
乗法的摂動モデルを用いて表したときの摂動分である。
【００４５】
【数３】
式（２）、式（３）から、フイルタの特性Ｑ(s) が近似
的に１の場合は、モ−タ電流値ｉ(s) は以下の式（４）
で表される。
的に１の場合は、モ−タ電流値ｉ(s) は以下の式（４）
で表される。
【００４６】
【数４】
式（４）の右辺にはモ−タのインダクンスの設計値Ｌ＊
と、内部抵抗の設計値Ｒ＊しか含まれていないから、特
性Ｑ(s) のフイルタのカツトオフ周波数までは、Ｑ(s)
はほぼ１になるので、制御対象の摂動分と逆起電力をほ
ぼ完全に補償でき、且つ設計時の特性に一致させること
ができることを示している。
と、内部抵抗の設計値Ｒ＊しか含まれていないから、特
性Ｑ(s) のフイルタのカツトオフ周波数までは、Ｑ(s)
はほぼ１になるので、制御対象の摂動分と逆起電力をほ
ぼ完全に補償でき、且つ設計時の特性に一致させること
ができることを示している。
【００４７】一方、乗法的摂動を受ける制御系が安定で
ある為の十分条件として、以下の式（５）に示す最小ゲ
イン定理がある。
ある為の十分条件として、以下の式（５）に示す最小ゲ
イン定理がある。
【００４８】
【数５】
ここで、Ｔ(s) は制御対象とその数学モデルが一致して
いるときの相補感度関数、即ち、図５においてＬ＊＝
Ｌ、Ｒ＊＝Ｒ、Ｋ＝１のときの、ノイズξから電流値ｉ
に至るまでの伝達特性である。この実施例ではＴ(s) ＝
Ｑ(s) であるから、以下の式（６）になるように特性Ｑ
(s) のフイルタの時定数Ｔ1 を決定すればよい。
いるときの相補感度関数、即ち、図５においてＬ＊＝
Ｌ、Ｒ＊＝Ｒ、Ｋ＝１のときの、ノイズξから電流値ｉ
に至るまでの伝達特性である。この実施例ではＴ(s) ＝
Ｑ(s) であるから、以下の式（６）になるように特性Ｑ
(s) のフイルタの時定数Ｔ1 を決定すればよい。
【００４９】
【数６】
この実施例では、予想されるモ−タのインダクンスＬ、
内部抵抗Ｒ、及び定数Ｋの変動幅を考慮して上記式
（３）で定義されるΔ(s) の範囲を定め、Δ(s) の全範
囲において上記式（６）が満たされるように特性Ｑ(s)
のフイルタの時定数Ｔ1 を定めれば、ロバスト安定性を
確保することができる。
内部抵抗Ｒ、及び定数Ｋの変動幅を考慮して上記式
（３）で定義されるΔ(s) の範囲を定め、Δ(s) の全範
囲において上記式（６）が満たされるように特性Ｑ(s)
のフイルタの時定数Ｔ1 を定めれば、ロバスト安定性を
確保することができる。
【００５０】更に、前記フイルタの時定数Ｔ1 は、ノイ
ズξの電流値ｉに及ぼす影響も考慮して決定することが
できる。即ち、ノイズξから電流値ｉに至るまでの伝達
特性は、フイルタの特性Ｑ(s) に等しいから、特性Ｑ
(s) のフイルタはノイズフイルタとしても働くことが分
かる。従つてノイズξを考慮してフイルタの時定数Ｔ1
を決定することにより、ノイズフイルタを省くことがで
き、コストを低減させることができる。
ズξの電流値ｉに及ぼす影響も考慮して決定することが
できる。即ち、ノイズξから電流値ｉに至るまでの伝達
特性は、フイルタの特性Ｑ(s) に等しいから、特性Ｑ
(s) のフイルタはノイズフイルタとしても働くことが分
かる。従つてノイズξを考慮してフイルタの時定数Ｔ1
を決定することにより、ノイズフイルタを省くことがで
き、コストを低減させることができる。
【００５１】以上の検討により、図５に示す制御系はフ
イルタの特性Ｑ(s) のカツトオフ周波数以下であれば、
更に図６の（ａ）に示す等価ブロツク図で表すことがで
き、図６の（ｂ）に示す等価ブロツク図のように簡略化
して表すことができる。即ち、図５のフイ−ドフォワ−
ド補償器５１の特性式の分子に数学モデルの逆特性を与
え、分母に前記フイルタの時定数Ｔ1 よりも大きい時定
数Ｔ2 を与えることにより、時定数Ｔ2 で定義される応
答特性を実現することができる。
イルタの特性Ｑ(s) のカツトオフ周波数以下であれば、
更に図６の（ａ）に示す等価ブロツク図で表すことがで
き、図６の（ｂ）に示す等価ブロツク図のように簡略化
して表すことができる。即ち、図５のフイ−ドフォワ−
ド補償器５１の特性式の分子に数学モデルの逆特性を与
え、分母に前記フイルタの時定数Ｔ1 よりも大きい時定
数Ｔ2 を与えることにより、時定数Ｔ2 で定義される応
答特性を実現することができる。
【００５２】図５に戻り、モ−タ角速度ω、及びモ−タ
角加速度ωa の推定値を演算する演算部について説明す
る。５８はモ−タ角速度、及びモ−タ角加速度の推定値
を演算する演算手段で、制御器出力基準における希望す
るモ−タ制御特性と実際の制御特性の差を演算する加算
器５６の出力ｄa(s)がフイルタ５７を通過した後の信号
を入力とし、入力信号ｄa(s)に含まれる角速度成分ωを
求める。
角加速度ωa の推定値を演算する演算部について説明す
る。５８はモ−タ角速度、及びモ−タ角加速度の推定値
を演算する演算手段で、制御器出力基準における希望す
るモ−タ制御特性と実際の制御特性の差を演算する加算
器５６の出力ｄa(s)がフイルタ５７を通過した後の信号
を入力とし、入力信号ｄa(s)に含まれる角速度成分ωを
求める。
【００５３】式（１）で示すように、加算器５６の出力
ｄa(s)は制御対象の摂動分と逆起電力の和で表される。
したがつて、ｄa(s)を用いてモ−タ角速度ωを推定する
ためには、制御対象の変動分を補償しなければならな
い。先に説明したとおり、変動を受けるパラメ−タは
Ｌ、Ｒ、Ｋ、ＫT であり、この実施例では特にパラメ−
タＲ、Ｋ、ＫT の変動分が式（１）の中で支配的であ
る。そこで、パラメ−タＲ、Ｋ、ＫT を求めて補正すれ
ばよい。
ｄa(s)は制御対象の摂動分と逆起電力の和で表される。
したがつて、ｄa(s)を用いてモ−タ角速度ωを推定する
ためには、制御対象の変動分を補償しなければならな
い。先に説明したとおり、変動を受けるパラメ−タは
Ｌ、Ｒ、Ｋ、ＫT であり、この実施例では特にパラメ−
タＲ、Ｋ、ＫT の変動分が式（１）の中で支配的であ
る。そこで、パラメ−タＲ、Ｋ、ＫT を求めて補正すれ
ばよい。
【００５４】Ｋはバツテリの基準電圧ＶBSに対するその
時点のバツテリの電圧ＶBAの比を表す比例定数であるか
ら、バツテリ電圧で変動する。またＲはモ−タの内部抵
抗、ＫT はモ−タの逆起電力定数であるから、モ−タの
巻線温度により変動する。以下、パラメ−タＲ、Ｋ、Ｋ
T の補正方法の一例について述べる。
時点のバツテリの電圧ＶBAの比を表す比例定数であるか
ら、バツテリ電圧で変動する。またＲはモ−タの内部抵
抗、ＫT はモ−タの逆起電力定数であるから、モ−タの
巻線温度により変動する。以下、パラメ−タＲ、Ｋ、Ｋ
T の補正方法の一例について述べる。
【００５５】比例定数Ｋは、メモリに記憶させてあるバ
ツテリの基準電圧ＶBSと電圧検出手段により検出したバ
ツテリの電圧ＶBAの比を演算して得ることができる。
ツテリの基準電圧ＶBSと電圧検出手段により検出したバ
ツテリの電圧ＶBAの比を演算して得ることができる。
【００５６】モ−タの内部抵抗Ｒ及び逆起電力定数ＫT
は、温度の関数として以下の式で与えられる。したがつ
て、Ｒ及びＫT はモ−タの巻線温度ｔを検出し、以下の
式により演算して求めることができる。
は、温度の関数として以下の式で与えられる。したがつ
て、Ｒ及びＫT はモ−タの巻線温度ｔを検出し、以下の
式により演算して求めることができる。
【００５７】Ｒ＝｛１＋０．００２（ｔ−ｔ0)｝Ｒ＊
ＫT ＝｛１＋０．００３（ｔ−ｔ0)｝ＫT ＊
ここで、ｔはモ−タの巻線温度、ｔ0 はその基準温度、
Ｒ＊及びＫT ＊は基準温度における内部抵抗及び逆起電
力定数を示す。
Ｒ＊及びＫT ＊は基準温度における内部抵抗及び逆起電
力定数を示す。
【００５８】モ−タの角速度の推定値ωは、式（１）か
ら得られるが、更に特性Ｆ(s) のロ−パスフイルタを通
過させるものとして、以下の式（７）により求めること
ができる。
ら得られるが、更に特性Ｆ(s) のロ−パスフイルタを通
過させるものとして、以下の式（７）により求めること
ができる。
【００５９】
【数７】
この式では、特性Ｆ(s) のロ−パスフイルタのカツトオ
フ周波数をノイズξと（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）ｉ(s) の項の周
波数帯域に対し十分に低く設定しているため、ノイズξ
と（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）ｉ(s) の項は省略している。なお、
モ−タの角加速度ωa を推定したい場合は、前記モ−タ
の角速度の推定値ωを微分して得ることができる。
フ周波数をノイズξと（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）ｉ(s) の項の周
波数帯域に対し十分に低く設定しているため、ノイズξ
と（Ｌ＊−Ｌ／Ｋ）ｉ(s) の項は省略している。なお、
モ−タの角加速度ωa を推定したい場合は、前記モ−タ
の角速度の推定値ωを微分して得ることができる。
【００６０】以上のように制御系を構成することによ
り、次のような利点がある。即ち、この発明の制御系で
はモ−タの角速度ωの情報を含む加算器５６の出力ｄa
(s)を求め、それをフイ−ドバツクすることによりモ−
タ電圧の制御を行つている。したがつてｄa(s)を求める
過程で、例えば、従来の電流フイ−ドバツク制御系のよ
うにｄa(s)の値を変化させるような要素がないため、正
確なモ−タの角速度ωを推定することができる。
り、次のような利点がある。即ち、この発明の制御系で
はモ−タの角速度ωの情報を含む加算器５６の出力ｄa
(s)を求め、それをフイ−ドバツクすることによりモ−
タ電圧の制御を行つている。したがつてｄa(s)を求める
過程で、例えば、従来の電流フイ−ドバツク制御系のよ
うにｄa(s)の値を変化させるような要素がないため、正
確なモ−タの角速度ωを推定することができる。
【００６１】一方、従来の電流フイ−ドバツク制御系に
おける操舵トルクの変動、即ちモ−タ電流値の変動につ
いては、式（２）（５）で示されるように補償される。
また、応答性の速さについては、図６で示したように、
特性Ｑ(s) のフイルタの時定数Ｔ1 よりも大きい時定数
Ｔ2 で定める任意の範囲で設定することができ、実用上
十分な応答特性を実現することができる。
おける操舵トルクの変動、即ちモ−タ電流値の変動につ
いては、式（２）（５）で示されるように補償される。
また、応答性の速さについては、図６で示したように、
特性Ｑ(s) のフイルタの時定数Ｔ1 よりも大きい時定数
Ｔ2 で定める任意の範囲で設定することができ、実用上
十分な応答特性を実現することができる。
【００６２】更に、従来の電流フイ−ドバツク制御系と
は異なり、式（２）で示したようにバツテリ電圧、モ−
タ端子間抵抗、モ−タトルクの変動に対し、特性Ｑ(s)
のフイルタのカツトオフ周波数までは設計性能を維持
し、且つ式（５）で示したように安全性も確保できると
いう重要な利点を有する。
は異なり、式（２）で示したようにバツテリ電圧、モ−
タ端子間抵抗、モ−タトルクの変動に対し、特性Ｑ(s)
のフイルタのカツトオフ周波数までは設計性能を維持
し、且つ式（５）で示したように安全性も確保できると
いう重要な利点を有する。
【００６３】次に、以上説明した制御系をＣＰＵで実現
するときの処理について説明する。上記制御系をＣＰＵ
で実現する手段は複数の手段が考えられるが、ここでは
ブロツク毎に実現する方法について説明する。
するときの処理について説明する。上記制御系をＣＰＵ
で実現する手段は複数の手段が考えられるが、ここでは
ブロツク毎に実現する方法について説明する。
【００６４】まず、図５に示すブロツク図を、図７に示
す等価ブロツク図に置き換え、これを離散時間系に変換
すべくｚ変換を行う。
す等価ブロツク図に置き換え、これを離散時間系に変換
すべくｚ変換を行う。
【００６５】例えば、伝達関数ｓは
ｓ＝2/h ・（z-1)／(z+1)
と表すことができる。ここで、h はサンプリング時間で
ある。
ある。
【００６６】上記ｓ（＝2/h ・（z-1)／(z+1) ）を図７
に示す等価ブロツク図の伝達関数に代入する。
に示す等価ブロツク図の伝達関数に代入する。
【００６７】この結果、例えば、
ｄa'(s) ／ｄa(s)＝１／（Ｔ1 (s) ＋１） は
ｄa'（ z-1) ／ｄa （ z-1) ＝（ｂ1 ＋ｂ2 z-1）／
（１＋ａ2 z-1） と表すことができる。
（１＋ａ2 z-1） と表すことができる。
【００６８】ここで、 z-1は１サンプル遅れのオペレ−
タとして解釈できるから、前記ｚ変換後の式から公知の
方法によりプログラムで記述可能な式を導く。例えば、 ｄa'（ z-1) ＝ｂ1 ・ｄa(k)＋ｂ2 ・ｄa(k-1)−ａ1 ｄ
a'(k-1) と表すことができる。ここで、k はｋ番目のサンプル、
k-1 はｋ-1番目のサンプルを表す。他のブロツクについ
ても同様に変換を行う。
タとして解釈できるから、前記ｚ変換後の式から公知の
方法によりプログラムで記述可能な式を導く。例えば、 ｄa'（ z-1) ＝ｂ1 ・ｄa(k)＋ｂ2 ・ｄa(k-1)−ａ1 ｄ
a'(k-1) と表すことができる。ここで、k はｋ番目のサンプル、
k-1 はｋ-1番目のサンプルを表す。他のブロツクについ
ても同様に変換を行う。
【００６９】以上の変換により、この発明の制御系をＣ
ＰＵのプログラムで実現する処理は図８のフロ−チヤ−
トのようになる。
ＰＵのプログラムで実現する処理は図８のフロ−チヤ−
トのようになる。
【００７０】なお、上記実施例では制御回路の構成要素
を伝達関数で示してあるが、具体的な回路構成は、伝達
関数で示した特性を持つ回路要素であれば適宜の回路要
素を使用することができる。
を伝達関数で示してあるが、具体的な回路構成は、伝達
関数で示した特性を持つ回路要素であれば適宜の回路要
素を使用することができる。
【００７１】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明の電動パ
ワ−ステアリング装置の制御装置は、制御系に入力され
る電流指令値と出力であるモ−タ電流値に基づいて、制
御器出力基準における希望するモ−タ制御特性（モ−タ
の設計特性）と実際のモ−タ制御特性との差を演算し、
その差を補正するようにフイ−ドバツクするものである
から、バツテリ電圧やモ−タの端子間抵抗、モ−タのト
ルク定数などの特性定数が温度その他の環境の変化その
他の原因により変動しても、希望するモ−タ制御特性を
維持することができ、制御系の安定性を失うことがな
い。
ワ−ステアリング装置の制御装置は、制御系に入力され
る電流指令値と出力であるモ−タ電流値に基づいて、制
御器出力基準における希望するモ−タ制御特性（モ−タ
の設計特性）と実際のモ−タ制御特性との差を演算し、
その差を補正するようにフイ−ドバツクするものである
から、バツテリ電圧やモ−タの端子間抵抗、モ−タのト
ルク定数などの特性定数が温度その他の環境の変化その
他の原因により変動しても、希望するモ−タ制御特性を
維持することができ、制御系の安定性を失うことがな
い。
【００７２】そして、従来のフイ−ドバツク制御系のよ
うに、検出されたモ−タ電流値を制御器の入力側に直接
フイ−ドバツクするものでないから、制御系の応答特性
を下げることなく確実にモ−タの角速度や角加速度を推
定することができる。さらに、制御器自体がノイズフイ
ルタとして機能するから、モ−タ電流検出回路から紛れ
込む測定ノイズを除くためのノイズフイルタを省くこと
ができるなど、従来の制御装置には見られない顕著な効
果を奏するものである。
うに、検出されたモ−タ電流値を制御器の入力側に直接
フイ−ドバツクするものでないから、制御系の応答特性
を下げることなく確実にモ−タの角速度や角加速度を推
定することができる。さらに、制御器自体がノイズフイ
ルタとして機能するから、モ−タ電流検出回路から紛れ
込む測定ノイズを除くためのノイズフイルタを省くこと
ができるなど、従来の制御装置には見られない顕著な効
果を奏するものである。
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を
説明する図。
説明する図。
【図２】この発明の電子制御回路のブロツク図。
【図３】モ−タ駆動回路の構成の一例を示すブロツク
図。
図。
【図４】従来の電流フイ−ドバツク制御系を伝達関数で
示したブロツク図。
示したブロツク図。
【図５】この発明の制御系を伝達関数で示したブロツク
図。
図。
【図６】この発明の制御系の等価回路を伝達関数で示し
たブロツク図。
たブロツク図。
【図７】図５に示すブロツク図を書き改めた等価ブロツ
ク図。
ク図。
【図８】この発明の制御系をＣＰＵで実現するときのフ
ロ−チヤ−ト。
ロ−チヤ−ト。
３ トルクセンサ
１０ モ−タ
１１ イグニツシヨンキ−
１２ 車速センサ
１３ 電子制御回路
２１ 位相補償器
２２ 電流指令演算器
３０ 制御部
５０ 制御対象（モ−タ）
５１ フイ−ドフオワ−ド補償器
５２ 加算器
５３ 加算器
５５ モ−タ逆特性回路要素
５７ フイルタ
５８ モ−タ角速度、角加速度推定手段
４１ モ−タ駆動回路
４２ モ−タ電流検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
B62D 5/00 - 5/30
B62D 6/00 - 6/06
Claims (2)
- 【請求項１】 少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいてステアリング機構に操舵
補助力を与えるモータの出力を制御する制御手段を備え
た電動パワーステアリング装置の制御装置において、 モータ出力の制御目標値である電流指令値を演算する演
算手段と、 実際にモータに流れるモータ電流値を検出するモータ電
流検出手段と、 制御手段とを備え、 前記制御手段は、前記演算手段で演算されたモータ出力
の制御目標値である電流指令値と、前記モータ電流検出
手段により検出されたモータ電流値に基づいて制御器出
力基準における希望するモータ制御特性と実際のモータ
制御特性との差を演算してフイードバツク制御すること
を特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記希望するモータ制
御特性と実際のモータ制御特性との差に基づいて舵角速
度推定値を演算して前記演算手段に出力することを特徴
とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置の制
御装置。
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