KR100338965B1

KR100338965B1 - 전기 파워 스티어링 시스템의 제어 장치

Info

Publication number: KR100338965B1
Application number: KR1019970050209A
Authority: KR
Inventors: 히데유끼 고바야시; 게이 찐; 유스께 이다꾸라; 슈지 엔도; 히데아끼 가와다
Original assignee: 세끼야 데 ㅡ오; 닛본 세이고 가부시끼가이샤
Priority date: 1996-10-01
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 2002-07-18
Also published as: DE19742370A1; US6013994A; KR19980032443A; DE19742370B4

Abstract

전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 있어서, 모터의 각속도가 작은 범위에서 모터 각속도 ω를 추정하고 또한 모터 각속도를 매우 정확하게 추정함으로써 모터의 관성을 보상하고 차량의 수렴성을 제어하는 기능들을 충분히 발휘하여 조타 성능을 향상시킬 수 있는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기를 제공한다. 모델 모터와 실제로 장착되는 모터간의 역기전력의 추정 오차는 모터 전류에 비례하기 때문에, 모터 각속도의 추정치에 대하여 모터 전류에 비례하는 폭을 갖는 모터 각속도의 불감대가 설정된다. 모터 전류가 작을 경우, 불감대의 폭도 감소한다. 따라서, 모터 각속도가 작은 영역에서도 각속도 ω를 추정하는 것이 가능하다. 또한, 단속 모드 및 연속 모드에서 모터 구동 시스템의 임피던스 모델을 정의함으로써 모터 각속도가 추정된다.

Description

전기 파워 스티어링 시스템의 제어 장치

본 발명은, 전기 모터에 의해 생성된 조타 보조력(steering assist force)을 자동차 또는 차량의 스티어링 시스템에 공급하도록 구성된 전기 파워 스티어링 시스템(electric power-steering system)의 제어 장치에 관한 것으로, 특히, 모터 각속도를 온도 등에 의해 영향을 받지 않고 매우 정확히 추정함으로써 전체적인 제어 정밀도 및 추종 특성과 같은 조타 성능을 향상시킬 수 있는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어 장치에 관한 것이다. 또한, 본 발명은, 모터 구동 회로로서 반도체 소자들의 H 브리지 회로를 이용할 때 모터 전류치를 경제적으로 검출하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템의 제어 장치에 관한 것이다.

차량용 전기 파워 스티어링 시스템은, 조향 핸들을 조작함으로써 스티어링 샤프트에서 발생되는 조타 토크 및 차속을 검출하고, 검출된 신호에 기초하여 조타 보조 명령치를 계산하고, 계산된 조타 보조 명령치에 기초하여 모터를 구동함으로써 조향 핸들의 조타력을 보조한다. 조타 보조 명령치를 계산하고 그 명령에 기초하여 모터를 제어하는 데는 마이크로컴퓨터 (또는 마이크로프로세서) 를 포함하는 전자 제어 회로가 이용된다. 상기 종래의 전기 파워 스티어링 시스템은, 보조 토크 (조타 보조 토크)를 정확히 발생시키기 위하여 모터 전류의 피드백 제어를 수행한다. 피드백 제어는, 전류 제어치와 모터 전류 검출치의 차가 감소하도록 모터 인가 전압을 조정하고, 모터 인가 전압은, 일반적으로 PWM(Pulse Width Modulation)의 듀티 비를 조정함으로써 조정된다.

이 경우, 도 1을 참조하여 전기 파워 스티어링의 일반적인 구성을 설명한다. 조향 핸들(1)의 축(2)은 감속 기어(3), 유니버설 조인트(universal joints, 4a 및 4b), 및 피니언/래크 기구(pinion/rack mechanism, 5)를 통하여 조향 차륜들의 타이 로드(tie rod, 6)에 결합된다. 축(2)에는 조향 핸들(1)의 조타 토크를 검출하기 위한 토크 센서(10)가 구비되고, 조향 핸들(1)의 조타력을 보조하기 위한 모터(20)가 클러치(21) 및 감속 기어(3)를 통하여 축(2)에 결합된다. 파워 스티어링 시스템을 제어하기 위한 제어 유닛(30)에는 배터리(14)로부터 이그니션 키(ignition key, 11)를 통하여 전력이 공급된다. 제어 유닛(30)은, 토크 센서(10)에 의해 검출된 조타 토크 T 및 차속 센서(12)에 의해 검출된 차속 V에 기초하여 보조 명령의 조타 보조 명령치 I를 계산하고, 계산된 조타 보조 명령치 I에 기초하여 모터(20)에 공급될 전류를 제어한다. 클러치(21)는 제어 유닛(30)에 의해 턴 온/오프되고, 통상의 동작 상태에서는 턴 온(결합)된다. 더욱이, 제어 유닛이 파워 스티어링 시스템이 고장이라고 판단한 경우와 이그니션 키(11)에 의해 배터리(14)의 전원 (전압 Vb) 이 턴 오프된 경우에 클러치(21)는 턴 오프(분리)된다.

제어 유닛(30)은 주로 CPU로 구성된다. 도 2는 CPU 내에서 프로그램에 의해 실행되는 일반적인 기능들을 도시한다. 예를 들면, 위상 보상기(31)는 독립된 하드웨어로서의 위상 보상기를 나타내지 않고, CPU에 의해 실행되는 위상 보상 기능을 나타낸다. 이하, 제어 유닛(30)의 기능들 및 동작들을 설명한다.

토크 센서(10)에 의해 검출되어 입력되는 조타 토크 T는 스티어링 시스템의 안정성을 향상시키기 위하여 위상 보상기(31)에 의해 위상 보상되고, 위상 보상된 조타 토크 TA가 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)에 입력된다. 게다가, 차속 센서(12)에 의해 검출된 차속 V도 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)에 입력된다. 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)은, 입력된 조타 토크 TA 및 입력된 차속 V에 기초하여 모터(20)에 공급될 전류의 제어 목표치인 조타 보조 명령치 I를 결정하고, 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)에는 메모리(33)가 구비되어 있다. 메모리(33)는, 차속 V를 파라미터로서 이용하여 조타 토크에 대응하는 조타 보조 명령치 I를 저장하고, 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)은 조타 보조 명령치 I를 계산한다. 조타 보조 명령치 I는 감산기(30A)에 입력되고, 또한 응답 속도를 향상시키기 위한 피드백 시스템의 미분 보상기(34)에 입력되고, 감산기(30A)의 편차 (I - i)는 비례 연산 유닛(35)에 입력되고, 비례 연산 유닛(35)의 비례 출력은 가산기(30B)에 입력되고, 또한 피드백 시스템의 특성을 향상시키기 위한 적분 연산 유닛(36)에 입력된다. 미분 보상기(34) 및 적분 연산 유닛(36)의 출력들도 가산기(30B)에 가산 입력되고, 가산기(30B)에 의한 가산의 결과인 전류 제어치 E가 모터 구동 신호로서 모터 구동 회로(37)에 입력된다. 모터(20)의 모터 전류치 "i"는 모터 전류 검출 회로(38)에 의해 검출되고, 감산기(30A)에 입력되어 피드백된다.

이하, 도 3을 참조하여 모터 구동 회로(37)의 구성을 설명한다. 모터 구동 회로(37)는, 가산기(30B)로부터 공급되는 전류 제어치 E에 기초하여 전계 효과 트랜지스터들 FET1 내지 FET4의 게이트들을 구동하기 위한 FET 게이트 구동 회로(371), FET1 내지 FET4를 포함하는 H 브리지 회로, 및 FET1과 FET2의 하이 측을 구동하기 위한 승압 전원(372)을 포함한다. FET1과 FET2는, 전류 제어치 E에 기초하여 결정되는 듀티 비 D1의 PWM 신호에 기초하여 턴 온/오프되고, 모터(20)를 통하여 실제로 흐르는 전류 Ir의 크기가 제어된다. FET3과 FET4는, 듀티 비 D1이 작은 영역에서는 소정의 선형 함수식("a", "b"를 상수로 가정할 때, "D2=a·D1+b")에 의해 정의되는 듀티 비 D2의 PWM 신호에 기초하여 구동되고, 듀티 비 D2도 100%에 도달한 후에는 PWM 신호의 부호에 의해 결정되는 모터(20)의 회전 방향에 기초하여 턴 온/오프된다.

도 4는 도 3에 도시된 H 브리지 회로의 FET1 내지 FET4의 온/오프 상태와, 모터(20)를 통하여 흐르는 전류 사이의 관계를 도시하고 있다. 예를 들면, FET3이 턴 온되는 경우, 전류는 FET1, 모터(20), FET3, 및 저항 R1을 통하여 흐르고(모드 A), 정방향의 전류가 모터(20)를 통하여 흐른다. 또한, FET4가 턴 온되는 경우, 전류는 FET2, 모터(20), FET4, 및 저항 R2를 통하여 흐르고(모드 A), 부방향의 전류가 모터(20)를 통하여 흐른다. 따라서, 가산기(30B)로부터 공급되는 전류 제어치 E도 PWM 출력으로서 작용한다. 또한, FET1이 턴 오프되고 FET3이 턴 온되는 경우, 전류는 FET4의 회생 다이오드(regenerative diode)를 통하여 흐른다(모드 B). FET1과 FET3이 턴 오프되는 경우, 모터(20)에 저장된 자기 에너지는 전기 에너지로 변환되고, FET2와 FET4의 회생 다이오드들을 통하여 전류가 흐른다. 그리고, 모터 전류 검출 회로(38)는, 저항 R1의 양단에서의 전압 강하에 기초하여 정방향 전류의 크기를 검출하고, 또한 저항 R2의 양단에서의 전압 강하에 기초하여 부방향 전류의 크기를 검출한다. 모터 전류 검출 회로(38)에 의해 검출된 모터 전류치 "i"는 감산기(30A)에 입력되어 피드백된다.

도 5a 및 도 5b는 모드 A 내지 모드 C에서의 실효 전류 Ie 및 실효 전압 Vm을 도시하고 있다. 즉, 모드 B는 H 브리지 회로에서의 회생 모드이며, 모드 B에서는, 기판 저항 및 다이오드의 ON 전압 때문에 손실이 있다. 따라서, 모드 A와 모드 C의 발생 시간들 사이에 차이가 생긴다. 그 결과, 실효 전압 Vm이 발생되고 임피던스 "R=Vm/Ie"이 발생된다.

그러나, 상기 전기 파워 스티어링 시스템에서는, 조향 핸들을 완전히 회전시킨 결과로서 스티어링 기구가 그 한계 위치에 도달한 경우, 또는 타이어가 도로 상의 연석에 접촉하여 조향 핸들이 회전될 수 없는 경우(이하, 이 상태를 "단접촉"(end contact)이라 함)에는, 조타력을 보조하기 위한 모터가 회전하지 않지만 조향 핸들을 조작함으로써 발생 토크가 발생하기 때문에, 모터를 통하여 과대한 전류가 계속적으로 흐르고, 그에 따라 모터가 타고, 전력이 헛되이 소비된다. 따라서, 단 접촉 상태가 발생한 것으로 판정되는 경우 모터에 공급되는 전류를 서서히 감소시키는 구성이 이용된다.

단접촉 상태는 조타 각속도 센서에 의해 조타 각속도를 직접 검출함으로써, 또는 모터의 각속도에 기초하여 판정될 수 있다. 모터의 각속도를 구하기 위하여, 다음의 방법들이 공지되어 있다. 모터의 회전 속도를 검출하고 모터의 회전 속도에 기초하여 모터의 각속도를 추정하는 방법과, 모터에 공급되는 전압 및 모터 전류에 기초하여 모터의 회전 속도를 추정하고 추정된 모터 회전 속도에 기초하여 모터의 각속도를 추정하는 방법이 있다.

그러나, 모터의 각속도를 구하기 위하여 모터의 회전 속도를 검출하는 방법은, 회전 속도 센서와 같은 새로운 부품들을 필요로 하여 비용이 증가하게 된다. 더욱이, 모터에 공급되는 전압 및 모터 전류에 기초하여 모터의 회전 속도를 추정하는 경우에는, 환경 온도의 변화 또는 배터리 전압의 변동 때문에 회전 속도의 추정치가 변동하고 오차가 생기는 문제가 발생한다.

상기 문제들을 해결하기 위하여, 본 출원인은 모터에서 발생되는 역기전력, 모터의 단자들 간의 전압, 및 모터 전류 검출치에 기초하여 모터의 각속도를 추정하는 방법을 제안하였다(일본 특허 공개 96-67262호 공보 참조).

즉, 모터에서 발생되는 역기전력 K_T·ω는 다음 수학식 1에 의해 표현될 수 있다.

K_T·ω = (Vm - Ri)

여기서,

K_T는 역기전력 상수이고,

ω는 모터의 각속도이고,

Vm은 모터 단자들 간의 전압이고,

R은 모터 단자들 간의 저항이며,

i는 모터 전류(검출치)이다.

따라서, 모터의 각속도 ω는 다음 수학식 2에 의해 표현될 수 있다.

ω = (Vm - Ri)/K_T

즉, 역기전력 상수 K_T및 모터 단자들 간의 저항 R은 모터에 고유한 값들이며 모터의 단자들 간의 전압 Vm은 배터리 전압 및 구동 펄스(Vm = Vb×D)에 기초하여 모터를 구동할 때의 온/오프 시간 비율인 듀티 비 D에 의해 결정된다. 따라서, 모터 전류 검출치 i를 구함으로써 모터의 각속도 ω를 추정하는 것이 가능하다.

상기 모터의 각속도 ω의 추정치의 연산에서는, 역기전력 K_T및 모터의 단자들 간의 저항 R이 고유치로서 취급된다. 이 값들은 설계 사양에서 지정되는 모델 모터의 전기적 특성에 의해 결정된다. 그러나, 실제로 차량에 장착될 모터의 전기적 특성들인 역기전력 상수 K_T및 단자들 간의 저항 R에는, 제조 상의 오차 또는 사용 환경 온도의 변화에 따른 변동이 발생한다. 따라서, 모델 모터의 전기적 특성들과 실제로 차량에 장착될 모터의 전기적 특성들 사이에는 다소의 오차가 생긴다. 그 결과, 역기전력 상수 K_T에도 오차가 발생하며, 모터 각속도 ω의 추정치에는 오차가 포함된다. 이 오차를 오프셋 오차라고 한다.

오프셋 오차를 포함하는 모터 각속도 ω의 추정치를 이용하여 모터의 회전 상태가 판정되면, 조향 핸들이 유지되어 있지만 즉, 모터가 회전하지 않지만 모터가 회전 중이라고 하는 오신호가 출력될 수 있다. 이 오신호를 방지하기 위하여, 도 6에 도시된 바와 같이 모터의 각속도 ω에 일정한 불감대(dead zone) "a", "a"를 제공하여, 역기전력 K_T·ω가 작은 범위에서는 각속도 ω를 0으로 취급하는 것이 고려될 수 있다. 그러나, 이 경우에는, 역기전력 K_T·ω가 작은 범위에서는 각속도 ω가 추정될 수 없다고 하는 문제가 발생한다.

또한, 일반적으로, 모터의 전기적 시정수에 대하여 PWM 구동 주파수가 충분히 높은 경우, 구동 방법의 특성들이 무시될 수 있다. 그러나, 모터 구동 방법으로서, 도 3에 도시된 H 브리지 회로에서 대각으로 배치된 상하의 FET들을 PWM 구동하는 방법을 이용하는 경우, 도 7에 도시된 바와 같이 듀티 비 대 모터 전류 특성 불감대 DB가 생긴다. 도 7에서, 곡선 B1은 통상의 조타(각속도 ω=0)를 나타내고, 곡선 A1은 핸들 복귀 조타를 나타낸다. 불감대 DB에서는 전류가 PWM 주기로 간헐적으로 흐르기 때문에, 이 경우는 "단속 모드"(intermittent mode)로 불리운다. 단속 모드는, 도 8a에 도시된 바와 같이 PWM의 1 사이클 내에 전류 I가 "0"이 되는 모드이다. 도 8a에서 파선에 의해 도시된 바와 같이 전류 I가 1 사이클 내에 "0"이 되지 않으면, I가 0이 아닌 전류가 순차 중첩되어, 도 8b에 도시된 바와 같이 I가 증가하는 "연속 모드"가 설정된다. 연속 모드에서는, 모터의 전기적 시정수에 비하여 PWM 주기가 충분히 짧을 경우에 모터의 전기적 특성에 대응하는 과도 응답이 나타난다. 더욱이, 단속 모드에서는, 구동 방법이 전류 및 모터에 인가되는 실효 전압에 영향을 미치기 때문에, 구동 방법이 구동 시스템의 임피던스에 미치는 영향이 무시될 수 없다.

따라서, 구동 시스템의 영향이 고려되지 않는 종래의 추정 방법에서는, 임피던스 모델이 실제 모델과 다르기 때문에 각속도 추정 오차가 발생한다. 즉, 종래의 추정 방법은 듀티 비와 배터리 전압에 기초하여 모터 인가 전압을 추정하기 때문에, 모터 인가 전압의 추정치에 오차가 발생한다. 그 결과, 도 14의 특성 V1에 의해 도시된 바와 같이, 모터가 회전하지 않는 사실에도 불구하고 모터가 회전하는 것처럼 추정이 이루어지고, 전류가 작은 영역에서는, 각속도가 너무 작은 값으로 추정되는 문제가 발생한다. 즉, 역기전력은 도 14에 도시된 전류 I 대 모터 단자들 간의 전압 Vm의 그래프 상에서 ω가 "0"일 때의 특성 V2와 실제 특성 V1 사이의 차이로서 구해진다. 따라서, ω가 0일 때의 특성 V2와 실제 특성 V1 사이의 차이 "e"는 오프셋 오차가 되고, 따라서 ω가 0이라는 사실에도 불구하고 모터가 회전하는 것처럼 추정이 이루어진다. 종래의 추정 모델 V2는 단속 모드에서의 임피던스를 고려하지 않기 때문에, 오프셋 오차가 발생한다. 도 14에서, "γ1"은 Vm/Ie이며 "γ1"은 모터의 내부 저항과 거의 같은 임피던스를 나타낸다. 상기 제어 시스템은, 모터의 관성의 보상, 차량의 요 레이트(yaw rate)의 수렴성의 제어, 및 전기 파워 스티어링 시스템의 마찰의 보상을 수행한다. 그러나, 이 제어들은 충분히 기능하지 않고, 따라서 조타 성능이 악화된다.

더욱이, 모터 전류 검출 회로(38)에서는, 저항 R1 및 R2에 대하여 양방향의 전류들이 검출되어야 하고, 따라서 양방향 검출형 전류 검출 회로가 고가가 된다고 하는 단점이 있다. 단방향 검출형 저가 전류 검출 회로를 이용하는 경우, FET 게이트 구동 회로(371)에서 도 9a에 도시된 제1 듀티 비 D1과 도 9b에 도시된 제2 듀티 비 D2에 의해 FET1 내지 FET4를 제어함으로써 도 9c에 도시된 실효 전류 Im이 계측된다. 그러나, 단방향 검출형 전류 검출 회로에서 아암(arm)에 직렬로 삽입된 저항 R1 및 R2에서 발생되는 강하 전압으로서 전류를 계측하면, 도 9c에 도시된 계측이 이루어질 수 없거나 또는 도 9d의 모드 C에서의 전류 i(C)가 검출될 수 없으며, 검출된 무치형 전류(toothless current)가 얻어지며, 결과적으로 도 9d의 모드 C에서는 전류 i(A) 및 i(B)의 평균 전류가 얻어진다. 따라서, 정확한 전류 Im이 얻어질 수 없다. 즉, PWM 신호의 1 사이클 내에 모드 A 내지 C의 각각에서 모터(20)를 통하여 실제로 흐르는 모터 전류 Im을 다음 수학식 3에 의해 표현하는 것이 가능하다.

Im = i(A) + i(B) + i(C)

더욱이, 단방향 검출형 전류 검출 회로에 의해 검출되는 전류 "i"의 총합은, 모드 C에서의 전류 i(C)가 검출되지 않기 때문에 다음 수학식 4에 의해 표현된다.

i' = i(A) + i(B)

단방향 검출형 전류 검출 회로에 의해 모터 전류 Im을 정확히 계측하기 위해서는, 샘플 홀드 회로에 의해 모드 B에서의 전류 i(B)를 홀드하고, 모드 C에서의 전류 i(C)를 보간하고, 또한 노이즈를 제거하기 위한 로우 패스 필터를 통하여 전류 i(C)를 통과시킬 필요가 있다. 따라서, 필연적으로 비용이 증가하는 문제가 발생한다.

본 발명은 상기 문제들을 해결하려고 이루어진 것이며, 그 목적은, 전기 파워 스티어링 시스템의 모터 각속도를 매우 정확히 추정함으로써 모터의 관성을 보상하고 차량의 수렴성을 제어하는 기능들을 충분히 발휘하여 조향 핸들의 조타 성능을 향상시키는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 샘플 홀드 회로와 같은 고가의 회로 대신에 저가의 단방향 전류 검출 회로를 이용하여 모터 전류치를 정확히 검출하여 보정하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기를 제공하는 것이다.

본 발명의 상기 목적들은, 스티어링 샤프트에서 발생되는 조타 토크에 기초하여 모터 전류 명령치를 계산하고, 계산된 모터 전류 명령치에 기초하여 모터 전류를 제어하여, 조타 토크에 대응하는 조타 보조력을 스티어링 기구에 공급하는 전기 파워 스티어링 시스템에 있어서, 모터에서 발생되는 역기전력의 추정치에 기초하여 모터 각속도를 추정하기 위한 모터 각속도 계산 수단, 모터를 통하여 흐르는 전류를 검출하기 위한 모터 전류 검출 수단, 및 계산된 모터 전류 명령치 및 모터 각속도 추정치에 기초하여 모터 전류를 제어하기 위한 제어 수단을 포함하고, 상기 모터 각속도 계산 수단에는 모터 각속도의 추정치에 대하여 모터 전류 검출치 또는 모터 전류 명령치에 기초하여 결정되는 소정의 폭을 갖는 불감대가 설정되고, 상기 계산된 모터 각속도 추정치가 상기 불감대의 범위 내에 있을 경우에는 계산된 모터 각속도 추정치에 관계없이 모터 각속도 추정치로서 0을 출력하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기를 이용함으로써 달성된다.

본 발명은, 스티어링 샤프트에서 발생되는 조타 토크에 기초하여 계산된 조타 보조 명령치 및 모터의 전류치로부터 계산된 전류 제어치에 기초하여 스티어링 기구에 조타 보조력을 공급하기 위한 모터를 제어하도록 구성된 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 관한 것이다. 본 발명의 상기 목적들은, 모터 각속도를 매우 정확히 추정함으로써 모터의 관성을 보상하고 차량의 수렴성을 제어하는 기능들을 충분히 발휘하여 조타 성능을 향상시킴으로써 달성된다. 또한, 모터 전류에 비례하는 불감대를 설정하고, 상기 불감대의 이득을 단속 모드 및 연속 모드에 따라 변화시킬 수 있다.

본 발명은 반도체 소자들이 H 브리지 회로에 접속된 모터의 제어에 의해 스티어링 샤프트에 보조 부하 에너지를 인가하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 관한 것이며, 본 발명의 상기 목적들은, H 브리지 회로의 서로 대향하는 2개의 아암들을 구성하는 2개의 반도체 소자들의 세트 중 제1 아암의 반도체 소자들을 전류 제어치에 기초하여 결정된 제1 듀티 비를 갖는 PWM 신호에 의해 구동하고 2개의 아암들 중 제2 아암의 반도체 소자들을 상기 제1 듀티 비의 함수에 의해 정의되는 제2 듀티 비를 갖는 PWM 신호에 의해 구동하기 위한 구동 수단, 상기 제1 및 제2 아암들 사이에 직렬로 접속된 저항의 단자간 전압에 의해 모터 전류치를 검출하기 위한 모터 전류 검출 수단, 및 상기 제2 듀티 비에 기초하여 모터 전류치를 보정하기 위한 모터 전류 검출 및 보정 수단을 구비함으로써 달성된다. 또한, 상기 모터 전류 검출 수단을 단반향 전류 검출 수단으로서 구성할 수 있다.

도 1은 전기 파워 스티어링 시스템을 도시하는 블록도.

도 2는 컨트롤 유닛의 일반적인 내부 구성을 도시하는 블록도.

도 3은 모터 구동 회로를 도시하는 결선도.

도 4는 H 브리지 회로의 전류 경로들을 도시하는 도면.

도 5의 (a) 및 (b)는 모드 A 내지 C에서의 실효 전류 및 실효 전압을 도시하는 도면.

도 6은 모터가 회전할 때 모터에서 발생되는 역기전력과 모터 각속도간의 관계를 도시하는 도면.

도 7은 듀티 비 대 모터 전류 (단자간 전압) 의 특성을 도시하는 도면.

도 8의 (a) 및 (b)는 단속 모드와 연속 모드를 설명하기 위한 도면.

도 9의 (a) 내지 (d)는 H 브리지 회로의 동작들을 설명하기 위한 타이밍도.

도 10은 본 발명에 따른 컨트롤 유닛의 일례를 도시하는 블록도.

도 11은 모터 각속도를 추정하는 연산, 로스 토크의 보상 등을 설명하기 위한 흐름도.

도 12는 본 발명의 구성을 도시하는 블록도.

도 13의 (a) 내지 (e)는 본 발명의 동작들을 설명하기 위한 도면.

도 14는 본 발명의 모터 전류 대 모터 단자간 전압의 관계를 종래 예의 경우와 비교하여 도시하는 도면.

도 15는 온도에 기인하는 임피던스 변화를 설명하기 위한 도면.

도 16은 모터 각속도를 파라미터로서 이용하는 경우 듀티 비 대 모터 단자간 전압의 관계를 도시하는 도면.

도 17은 본 발명의 일 실시예를 도시하는 블록도.

도 18은 본 발명의 원리를 설명하기 위한 파형도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1 : 조향 핸들

5 : 피니언/레크 기구

10 : 토크 센서

12 : 차속 센서

20 : 모터

30A : 가산/감산 유닛

30B : 가산기

30C : 감산기

32 : 조타 보조 명령치 계산 유닛

35 : 비례 연산 유닛

36 : 적분 연산 유닛

37 : 모터 구동 회로

38 : 모터 전류 검출 회로

311 : 조향 핸들 복귀 제어기

312 : 수렴성 제어기

313 : 로스 토크 보상기

314 : 관성 보상기

315 : 각속도 추정 유닛

320 : 컨트롤 유닛

40 : 모터 전류 검출 회로

41 : 보정 회로

이하, 모터가 작은 각속도를 갖는 경우 모터 각속도 ω를 추정하는 본 발명에 따른 방법을 먼저 설명한다.

모터의 전기적 특성인 모터 단자간 저항 R을 주목함으로써 모델 모터의 전기적 특성과 실제 모터의 전기적 특성간의 차이를 연구한 결과, 실제 모터의 단자간 저항 R은 다음 수학식 5에 의해 나타낼 수 있다.

R = Rm + ΔRt + ΔRp

여기서,

Rm은 모델 모터의 단자간 저항이고,

ΔRt는 온도에 기인하는 실제 모터의 단자간 저항의 변동이며,

ΔRp는 제조 오차에 기인하는 실제 모터의 단자간 저항의 변동이다.

따라서, 실제 모터의 단자간 전압 Vm은 다음 수학식 6에 의해 나타낼 수 있다.

Vm = K_T·ω + (Rm + ΔRt + ΔRp) × i

또한, 모델 모터의 단자간 전압 (Vm)_M은 다음 수학식 7에 의해 나타낼 수 있다.

(Vm)_M= (K_T·ω)_M+ Rm × i

여기서,

(K_T·ω)_M은 모델 모터의 역기전력이다.

따라서, 역기전력의 추정 오차 "e"는 다음 수학식 8에 의해 나타낼 수 있다.

e = (K_T·ω)_M- K_T·ω = (ΔRt + ΔRp) × i

즉, 역기전력의 추정 오차 "e"는 모터 전류 i에 비례한다. 따라서, 역기전력의 추정치에 기초하여 모터 각속도 ω를 추정하고, 모터 전류에 비례하는 폭의 모터 각속도의 불감대 (도 6에서 폭 a를 갖는 불감대) 를 설정하는 경우, 모터 전류가 작은 경우에는 불감대의 폭도 작아진다. 따라서, 모터 각속도가 작은 영역에서도 각속도 ω를 추정할 수 있다.

따라서, 본 발명에서는, 모터 각속도의 추정치에 대한 불감대의 폭 "a"는 모터 전류 i (또는 모터 전류 명령치, 이 실시예에서는 모터 전류 검출치) 에 비례하는 값으로 설정되고, 그 비례 계수는 모터 단자간 전압의 변동의 최대치 (ΔRt + ΔRp) 보다 큰 값으로 설정된다. 즉, 불감대의 폭 "a"는 a=b×i에 의해 표현되지만, 비례 계수 "b"는 (ΔRt + ΔRp) 보다 큰 값으로 설정된다.

그에 따라, 역기전력의 추정 오차 "e"에 따른 모터 각속도 추정치의 오차는 불감대의 폭 "a"의 범위 내에 유지되고, 오프셋 오차를 제거할 수 있다.

도 10은 컨트롤 유닛(310)을 도 2에 대응시켜 보여주는 블록도이다. 이 실시예에서는, 컨트롤 유닛(310)은 주로 CPU로 구성된다. 도 10에는, CPU 내에서 프로그램에 의해 실행되는 기능들이 도시되어 있다. 예를 들면, 위상 보상기(31)는 독립된 하드웨어로서의 위상 보상기(31)를 나타내지 않고, CPU에 의해 실행되는 위상 보상 기능을 나타낸다.

이하, 컨트롤 유닛(310)의 기능 및 동작들을 설명한다. 토크 센서(10)로부터의 조타 토크 T는, 위상 보상기(31)에 의해 스티어링 시스템의 안정성을 향상시키기 위하여 위상 보상되어, 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)에 입력된다. 또한, 차속 센서(12)에 의해 검출된 차속 V도 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)에 입력된다. 조타 보조 명령치 계산 유닛(32)은 조타 토크 T와 차속 V에 기초하여 모터(20)에 공급되는 전류의 제어 목표치인 모터 전류 명령치 I를 결정한다.

조향 핸들 복귀 제어기(311)는, 조타 토크 T, 차속 V, 및 후술되는 각속도 추정 유닛(315)에 의해 추정되는 모터 각속도에 기초하여 조향 핸들 복귀 상태를 검출하고, 조향 핸들 복귀 상태가 검출되지 않는 경우에는 불감대를 설정하도록 제어를 수행하고, 조향 핸들 복귀 상태가 검출되는 경우에는 오프셋 오차가 발생하지 않기 때문에 불감대를 설정하지 않도록 제어를 수행한다.

조향 핸들 복귀 상태는, 조향 핸들이 회전된 후 스티어링 기구에 설정된 셀프 얼라이닝 토크 때문에 조향 핸들이 자동적으로 직진 위치로 복귀하는 상태 또는 조타 토크가 발생하지 않지만 셀프 얼라이닝 토크 때문에 모터에 토크가 부여되는 상태이다. 차속 신호 V에 따라 차량이 현재 주행 중임이 검출되고, 토크 센서(10)에 의해 조타 토크 T가 검출되지 않지만 모터 각속도가 검출 (모터가 회전하고 있는) 되는 경우, 조향 핸들 복귀 상태가 판정된다.

감산기(30C), 비례 계산 유닛(35), 적분 계산 유닛(36), 및 가산기(30B)로 구성되는 회로는, 실제 모터 전류치 i가 가산/감산 유닛(30A)으로부터의 전류 명령치 Iref와 일치하도록 피드백 제어를 수행하기 위한 회로이다.

각속도 추정 유닛(315)은, 전류 제어치 E, 모터 전류 i 및 배터리 전압 Vb에 기초하여 모터 각속도를 추정한다. 즉, 각속도 추정 유닛(315)은, 모터(20)를 구동할 때 전류 제어치 E에 포함되는 온/오프 시간 비율인 듀티 비 D와 배터리 전압 Vb에 기초하여 모터 단자간 전압 Vm을 계산하고 (Vm=Vb=D), 상기 수학식 2에 기초하여 모터 각속도 ω를 추정한다.

계산된 모터 각속도 ω (추정치) 는, 조향 핸들 복구 제어기(311)에 입력될 뿐만 아니라, 수렴성 제어기(312), 로스 토크 보상기(loss torque compensator, 313) 및 관성 보상기(314)에도 입력된다. 수렴성 제어기(312)는, 모터 각속도 ω와 차속 V에 기초하여 제어 시스템의 제어를 수렴시켜, 안정성을 향상시키기 위한 신호를 가산/감산 유닛(30A)에 출력한다. 로스 토크 보상기(313)는 모터(20)에서 발생되는 로스 토크를 보상하기 위한 로스 토크 보상치를 가산/감산 유닛(30A)에 출력한다.

로스 토크는 모터 구조에 기인하는 마찰 손실 및 자기적 요인에 기인하는 손실을 포함하며, 이 로스 토크는, 직진 주행 시 약간의 조타가 수행되는 경우 조타 방향에 대하여 의도되지 않은 힘 또는 역방향의 힘이 부가되기 때문에 조타 감각을 악화시킨다. 이 로스 토크를 방지하기 위하여, 로스 토크에 상당하는 값을 전류 명령치에 부가시키는 방법이 제안되어 있다. 그러나, 이 방법은, 검출된 조타 토크 값에 약간의 드리프트가 존재하면 조타 방향에 대하여 역방향의 조타 보조력을 부가하고, 조향 핸들이 복귀하는 경우 유효하게 기능하지 않는다. 따라서, 본 발명은, 로스 토크가 모터의 회전 방향의 함수 (상수) 인 것을 주목함으로써 모터의 회전 방향으로 로스 토크 보상치를 전류 명령치에 부가한다.

또한, 관성 보상기(314)는, 모터(20)를 포함하는 스티어링 기구의 관성 모멘트의 영향을 보상하기 위한 보상치를 전류 명령치에 부가하도록 가산/감산 유닛(30A)에 출력한다. 즉, 직진 주행 시 약간의 조타가 수행되면, 스티어링 기구의 관성 모멘트 때문에 조타 방향에 대하여 역방향의 힘이 부가되어, 조타 감각이 악화된다. 관성 모멘트의 크기는 모터 각속도 ω의 함수로서 표현되기 때문에, 검출된 각속도 ω에 대응하는 소정의 전류 보상치를 전류 명령치에 가산하여 관성 모멘트의 영향을 보상한다.

다음, 컨트롤 유닛(310)에 의해 실행되는 모터 각속도 ω의 추정, 조향 핸들 복귀 상태에 관한 판정, 모터 회전 방향의 결정에 대하여 도 11의 흐름도를 참조하여 설명한다.

먼저, 모터 전류 검출 회로(38)에 의해 모터 전류 "i"가 검출되고 (스텝 P1), 또한, 배터리 전압 Vb와 듀티 비 D에 기초하여 모터 단자간 전압 Vm이 계산된다 (스텝 P2). 그 후, 모터 단자간 전압 Vm, 모터 단자간 저항 R, 및 검출된 모터 전류 i를 상기 수학식 2에 대입하여 모터(20)의 역기전력 K_T·ω를 추정하고, 이것을 모터(20)의 특성인 역기전력 상수 K_T로 나누어, 모터 각속도 ω를 추정한다 (스텝 P3). 이 처리는, 도 10에서의 각속도 추정 유닛(315)에 의한 처리에 대응한다.

모터 각속도 ω가 유한 값을 나타내면, 차속 센서(12)에 의해 검출된 차속 V 및 토크 센서(3)에 의해 검출된 조타 토크 T에 기초하여 조향 핸들 복귀 상태가 판정된다 (스텝 P4). 즉, 주행 상태에서 모터 각속도 ω의 방향이 조타 토크 T의 방향과 일치하지 않을 때, 조향 핸들 복귀 상태가 판정된다. 조향 핸들 복귀 상태가 판정되면, 계산된 모터 각속도 ω의 추정치에 대하여 불감대 보정이 적용되지 않도록 즉, 모터 각속도 ω (추정치) 가 역기전력 K_T·ω에 비례하도록 제어가 수행된다 (스텝 P5).

또한, 스텝 P4에서의 판정 결과, 상태가 조향 핸들 복귀 상태가 아니라고 판정되는 경우에는, 역기전력 K_T·ω의 소정의 범위에서는 모터 각속도 ω가 0이 되는 전류치 i에 비례하는 폭을 갖는 불감대의 처리가 수행된다. 이 처리는 도 10에서의 조향 핸들 복귀 제어기(311)에 의한 처리에 대응한다. 즉, 역기전력 K_T·ω (추정치) 의 절대치와 불감대 (전류 검출치 i에 상수 "k"를 곱하여 얻어지는 값 "k·i") 의 절대치간의 차이가 "0"보다 큰지 같은지가 판정된다 (｜K_T·ω｜-｜k·i｜≥0) (스텝 P6). 그 차이가 "0"보다 크지 않은 경우 즉, 역기전력 K_T·ω (추정치) 가 불감대의 범위 내에 존재하는 경우에는, 모터 각속도 ω가 강제로 0으로 설정된다 (스텝 P7). 그 차이가 0보다 큰 경우에는, 역기전력 K_T·ω의 부호 및 (｜K_T·ω｜-｜k·i｜)가 각속도 ω (추정치) 로서 설정된다 (스텝 P8).

모터 각속도 ω (추정치) 가 0인지 여부가 판정된다 (스텝 P9). 모터 각속도 ω가 0이면, 모터(20)가 정지되어 있기 때문에 로스 토크 보상치 I_IS가 0으로 설정된다 (스텝 P10). 또한, 스텝 P9에서의 판정 결과, 모터 각속도 ω (추정치) 가 0이 아니면, 모터 각속도 ω (추정치) 의 부호가 양인지 여부가 (ω>0) 판정된다 (스텝 P11). 그 부호가 양이면, 모터는 예를 들면 시계 방향으로 회전하는 것으로 결정되어 로스 토크 보상치 I_IS는 선정된 값 "a"로 설정된다 (스텝 P12). 부호가 양이 아니면 즉, 음이면, 모터는 예를 들면 반시계 방향으로 회전하는 것으로 결정되어 로스 토크 보상치 I_IS는 선정된 값 "-a"로 설정된다 (스텝 P13).

또한, 본 발명에 따르면, 단속 모드와 연속 모드에서 서로 다른 모터 구동 시스템들의 임피던스 모델들을 정의함으로써, 또한 구동 방식이 구동 시스템의 임피던스에 미치는 영향을 고려하여 모터 각속도를 매우 정확히 추정하는 것이 가능하다. 또한, 본 발명에서는, 온도 변화에 기인하는 모터 구동 시스템의 임피던스 특성의 변화에 의해 초래되는 추정 오차를 보상하기 위하여 전류치에 비례하는 불감대가 설정되어, 단속 모드와 연속 모드에서 불감대의 이득이 변화되도록 한다. 또한, 모터 온도를 측정 또는 추정함으로써 온도 변동에 기인하는 추정 오차를 보상할 수 있다.

이하, 첨부 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명한다.

먼저, 본 발명에 따른 모터 각속도 ω의 추정과 그 보상 형태를, 도 2 및 도 10에 대응시켜 도 12에 도시하고 있다. 컨트롤 유닛(320) 내의 모터 각속도 추정 유닛(321)은 전류 제어치 E (모터 단자간 전압에 대응) 및 모터 전류치 "i"에 기초하여 모터 각속도 ω를 추정하고, 모터 각속도 추정치 ω를 로스 토크 보상기(313) 및 수렴성 제어기(312)에 입력한다. 로스 토크 보상기(313)의 출력 및 수렴성 제어기(312)의 출력은 가산/감산 유닛(30A)에 입력되고, 로스 토크 보상기(313)는 모터(20)의 로스 토크가 발생되는 방향 즉, 모터(20)의 회전 방향으로 로스 토크에 대응하는 어시스트를 수행하고, 수렴성 제어기(312)는 차량의 요(yaw)의 수렴성을 향상시키기 위하여 조향 핸들의 회전 운동에 대하여 브레이크를 가한다. 또한, 모터 각속도 ω는 모터 가속도 추정 유닛(미분기)(322)에 입력되어 모터 가속도가 추정되고, 모터 가속도는 관성 보상기(314)에 입력되고, 관성 보상기(314)의 보상 신호는 가산/감산 유닛(30A)에 입력된다. 관성 보상기(314)는 모터(20)의 관성 때문에 발생되는 힘에 대응하는 값을 어시스트하여 관성감 또는 제어 응답성이 악화되는 것을 방지한다.

본 발명에서는, 도 5의 (a) 및 (b)에 대응하여 도 13의 (a) 내지 (e)에 도시된 바와 같이 상승 또는 하강시의 시정수(time constant)에 비하여 다이오드의 ON 전압 또는 FET의 ON 저항에 의해 회생 모드(모드 B)에서의 시정수가 증가되기 때문에 단속 모드에서 임피던스가 발생되며, 그 결과, 실효 전압 Ve가 발생된다. 도 13의 (c)는 모터 단자간 전압 Vm을 보여주고, 도 13의 (d)는 모터 전류치 (실효치) Ie를 보여주며, 도 13의 (e)는 전류 검출치 Id를 보여준다. 컨트롤 유닛(320)에서는 단속적으로 흐르는 실효 전류치 Ie와 전류 검출치 Id가 도 13의 (d) 및 (e)에 도시된 바와 같이 모니터되기 때문에, 컨트롤 유닛(320)은, 그 실효 전류치 Ie로부터 얻어지는 임피던스를 모터 구동 시스템이 갖는 것으로 인식한다. 그 결과, 그 임피던스는 도 14에 도시된 전류 대 전압 특성에 의해 표현되는 임피던스로서 인식된다. 도 14에서, V1은 실제 특성을 나타내고, V2는 종래의 모델을 나타내며, V1과 V2 사이에 추정 오차 "e"가 발생된다.

이 경우, 도 13의 (a) 내지 (e)에 따라 단속 모드에서 임피던스 Rd를 계산할 경우, 다음 수학식 9에 의해 표현되는 바와 같이 듀티 비 D1의 함수에 의해 표현된다. 도 14에서, 전류 I₀보다 작은 영역은 단속 모드에서의 임피던스를 나타내고, 전류 I₀보다 큰 영역은 연속 모드에서의 임피던스를 나타낸다.

Rd = (m1·D1²+ m2·D1) / (m3·D1²+ m4·D1 + m5)

여기서,

m1, m2, m3, m4, m5는 배터리 전압 Vb의 PWM 주기와 모터(20)의 시정수에 의해 결정되는 상수들이다.

그러나, 실용상으로는, Rd를 일정치의 임피던스 R1에 근사하게 할 수 있다. 단속 모드로부터 연속 모드로의 변곡점은 실제로는 모터 각속도에 따라 변화한다. 그러나, 단속 모드에서의 임피던스가 충분히 크기 때문에, 소정의 전류치가 발생될 때 변곡이 일어난다고 생각할 수 있다. 따라서, 전류 I₀를 검출함으로써 추정을 위한 임피던스 모델들이 변화되기 때문에, 다음 수학식 10에 의해 표현되는 임피던스 모델을 정의할 수 있다.

I < I₀의 경우

K_T·ω = Vm - R1·i

I ≥ I₀의 경우

K_T·ω = Vm - (R2·i + b)

여기서,

K_T·ω는 역기전력의 추정치이고,

I₀는 단속 모드에서 연속 모드로 변화되는 때의 전류치이고,

R1은 기준 온도에서의 단속 모드의 임피던스이며,

R2는 기준 온도에서의 연속 모드의 임피던스이다.

또한, 실제 모터 구동 시스템의 특성은 온도 변동에 의해 영향을 받는다. 지금까지는, 온도 변동의 영향을 제거하기 위하여 전류치에 비례하는 불감대가 설정되었다. 본 발명에서도, 전류치에 비례하는 불감대를 설정함으로써 모터의 내부 저항의 모델링 오차 및 온도 변동의 영향을 제거할 수 있다. 이 경우, 임피던스 라인은 도 15에 도시된 바와 같이 온도 변동에 관계없이 단속 모드에서는 항상 원점을 통과하고 연속 모드에서는 항상 절편을 통과하는 것이 정성적으로 알려져 있다. 따라서, 다음의 조건들에서 불감대를 설정할 수 있음을 알 수 있다. 도 15에서, 기호 W는 온도 변동 때문에 임피던스 특성이 존재하는 폭을 나타내고, V₀는 임피던스 특성이 변곡하는 지점에서의 모터 단자간 전압치를 나타낸다.

I < I₀/K의 경우

*K_T·ω = K_T·ω - K1·i

I ≥ I₀/K의 경우

*K_T·ω = K_T·ω - K2·i

여기서,

K1은 단속 모드에서의 불감대 비례 상수이고,

K2는 연속 모드에서의 불감대 비례 상수이며,

K는 기준 온도에서의 단속 모드의 임피던스와 온도 변동에 의해 영향을 받은 후의 임피던스 사이의 비(ratio)이다.

상기 실시예는, 불감대를 설정함으로써 온도 변동의 영향을 보상한다. 그러나, 온도 변동이 큰 경우에는, 모터 온도를 추정 또는 측정함으로써 온도 변동의 영향을 보상하는 것이 바람직하다. 변곡 위치는 도 15에 도시된 바와 같이 온도에 관계없이 모터 인가 전압에 있어서 거의 일정하다(V₀). 이는, 상하단의 FET들의 듀티 비가 지배적이고, 모터 인가 전압은 듀티 비와 배터리 전압만의 함수에 의해 결정되기 때문이다. 또한, 단속 모드에서의 전류는, 모터의 내부 저항이 증가함에 따라 감소한다. 따라서, 모터 구동 시스템의 온도 변동은 도 15의 파선에 의해 도시된 바와 같이 변화한다. 따라서, 다음 수학식 12에 의해 표현되는 조건하에서 온도 보상이 수행될 수 있다.

I < I₀/K_Y의 경우

K_T·ω = Vm - R_1T·i

I ≥ I₀/K_Y의 경우

K_T·ω = Vm - (R_2T·i + b)

여기서,

R_1T는 온도 T에서의 단속 모드의 임피던스이고,

R_2T는 온도 T에서의 연속 모드의 임피던스이며,

K_Y= R_1T/R_2T이다.

모터의 임피던스 모델들의 변화는, 온도 변동뿐만 아니라 제조 오차에도 좌우 될 수 있다. 따라서, 불감대를 이용한 보정 방법과 함께 보정을 수행함으로써 보다 정확한 추정을 수행할 수 있다. 지금까지는, 모터 인가 전압이 듀티 비에 의해 추정되었지만, 모터 각속도를 파라미터로서 이용한 모터 인가 전압과 듀티 비의 관계는 도 16에 도시된 바와 같이 비선형 특성을 갖기 때문에 모터 인가 전압을 직접 모니터에 이용하는 것이 바람직하다. 도 16에서, 실선은 통상의 조타의 경우를 나타내며, 일점 쇄선은 조향 핸들 복귀 조타의 경우를 나타낸다.

또한, 본 발명은, 도 3에 대응하는 도 17에 도시된 바와 같이, 저항 R1과 R2에서의 전압 강하에 기초하여 단방향형 모터 전류 검출 회로(40)에 의해 전류치 i'를 검출하고, 제2 듀티 비 D2로 전류 검출치 i'를 보정하고, 보정된 전류치 i를 피드백 전류로서 이용한다. 즉, 본 발명은, H 브리지 회로의 저항 R1과 R2에 접속된 단반향 검출형 전류 검출 회로(40)에 의해 도 9의 (d)에 대응하는 전류 i'를 검출하고, 전류 i'를 보정 회로(41)에 입력한다. 보정 회로(41)는 입력된 전류 i'를 FET 게이트 구동 회로(371)로부터 공급되는 듀티 비 D2에 기초하여 보정하고, 보정된 전류치 i를 감산기(30A)에 피드백한다. 보정 회로(41)는 CPU의 소프트웨어에 대응할 수 있다.

PWM의 1 주기의 시간 T_PWM의 경우, 전류는 평형 상태에 있는 것으로 간주될 수 있고 전류 리플은 전류의 실효치 Ir에 대하여 충분히 작다고 가정할 수 있다. 따라서, 검출된 전류 파형인 도 9의 (d)는 도 18의 실선 파형에 근사하게 될 수 있다. 도 18의 파형은 노이즈 저감 또는 디지털화의 앤티 에일리어싱(anti-aliasing)을 위한 로우 패스 필터를 통과한 전류 검출치로서 얻어질 수 있다. 로우 패스 필터의 차단 주파수는 PWM의 주파수에 비하여 충분히 작기 때문에, 모터 전류 검출 회로(40)에 의해 전류 검출치 i'는, 도 18에서 오른쪽 위로 빗금친 영역 A의 면적을 1 주기 시간 T_PWM에 의해 평균하여 얻어진 오른쪽 아래로 빗금친 영역 B의 높이를 가진다. 이 경우, 영역 A의 면적은 영역 B의 면적과 같기 때문에 다음 수학식 14가 성립한다.

i'·T_PWM= i·T_PWM·D2

따라서, 다음 수학식 15가 도출된다.

i' = T_PWM·D2 / T_PWM·i = D2·i

수학식 15에서, 전류 검출치 i'는 얻어질 전류치 i에 대하여 듀티 비 D2에 상당하는 오차를 가진다. 따라서, 전류 검출치 i'는 보정 회로(41)에 의해 다음 수학식 16에 의해 보정되고, 전류의 실효치 i가 구해진다.

i = i' / D2

그에 따라, 샘플 홀드 회로를 이용하지 않고서 모터 전류 검출 회로(40)에 의해 전류 검출치 i'의 오차를 보정할 수 있다.

상기 실시예에서는, H 브리지 회로로서 상하단에서 서로 다른 듀티 비 구동 시스템이 설명되어 있다. 그러나, 이 실시예는 사인 매그니튜드 시스템(sign magnitude system) (일본 특허 91-182874호 공보) 및 상하단 동시 PWM 구동 시스템 (일본 특허 공개 87-299476호 공보) 에도 적용될 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기는, 모터 각속도 ω의 추정치의 연산에 있어서 설계 사양에 의해 결정되는 모터의 전기적 특성과 실제로 차량에 장착되는 모터의 전기적 특성간의 차이에 따른 모터 각속도 ω의 추정치의 오차(오프셋 오차)를 보상하기 위하여, 모터 각속도의 추정치에 대하여 모터 전류 검출치 또는 모터 전류 명령치에 기초하여 결정되는 소정의 폭을 갖는 불감대를 설정하고, 모터 각속도 추정치가 상기 불감대의 범위 내에 있을 때는 계산된 모터 각속도 추정치에 관계없이 모터 각속도 추정치를 0으로 감소시킨다. 따라서, 모터 각속도가 작은 영역에서도 모터 각속도를 추정할 수 있다.

그에 따라, 직진 주행 시 약간의 조타가 수행되는 경우에도 모터 각속도를 추정할 수 있고, 모터의 정지 상태 또는 회전 방향을 정확히 검출할 수 있다. 따라서, 모터 각속도의 부호에 기초하여 판정된 모터의 회전 방향에 기초하여 로스 토크 보상치를 전류 명령치에(에서) 가산(감산)함으로써 직진 주행 시에 약간의 조타가 수행되는 경우 조타 감각을 향상시킬 수 있다.

본 발명에서는, 단속 모드와 연속 모드에서 서로 다른 모터 구동 시스템들의 임피던스 모델들을 정의함으로써, 구동 방식이 구동 시스템 임피던스에 미치는 영향이 고려되고, 그 영향을 제거함으로써 모터 각속도가 추정된다. 따라서, 매우 정확하게 모터 각속도를 추정하는 것이 가능하다. 그에 따라, 모터의 관성의 영향 및 마찰을 매우 정확하게 보상할 수 있다. 또한, 본 발명에서는, 온도 변화에 의해 초래되는 모터 구동 시스템의 임피던스 특성 변화 때문에 발생되는 추정 오차를 보상하기 위하여 전류치에 비례하는 불감대가 설정되어, 단속 모드와 연속 모드에서의 불감대의 이득이 변화되도록 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에는, 제2 듀티 비에 의해 단방향 전류 검출 회로에 의해 검출된 모터 전류치를 보정하기 위한 모터 전류 검출 및 보정 수단이 구비된다. 따라서, 샘플 홀드 회로를 이용하지 않고서 모터 전류 검출치의 오차를 보정할 수 있고, 기능을 변경하지 않고서 비용을 저감할 수 있다.

Claims

스티어링 샤프트(steering shaft)에서 발생되는 조타 토크에 기초하여 모터 전류 명령치를 계산하고, 상기 계산된 전류 명령치에 기초하여 모터 전류를 제어하여, 상기 조타 토크에 대응하는 조타 보조력을 스티어링 기구(steering mechanism)에 공급하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 있어서,

모터에서 발생되는 역기전력의 추정치에 기초하여 모터 각속도를 추정하기 위한 모터 각속도 계산 수단;

상기 모터를 통하여 흐르는 전류를 검출하기 위한 모터 전류 검출 수단; 및

상기 계산된 모터 전류 명령치 및 상기 모터 각속도 추정치에 기초하여 모터 전류를 제어하기 위한 제어 수단을 포함하며;

모터 전류 검출치 또는 모터 전류 명령치에 기초하여 상기 모터 각속도의 추정치에 대하여 결정되는 소정의 폭을 갖는 불감대(dead zone)가 상기 모터 각속도 계산 수단에 설정되어, 상기 모터 각속도 추정치가 상기 불감대의 범위 내에 있을 경우에는 상기 모터 각속도 추정치에 관계없이 모터 각속도 추정치로서 0을 출력하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제1항에 있어서, 상기 모터 각속도 계산 수단에 설정되는 불감대는, 상기 모터의 온도 변화에 기인하는 모터 단자간 저항의 변동에 의해 초래되는 모터 단자간 전압의 변동 및 상기 모터의 제조 시에 발생되는 모터 단자간 저항의 변동에 의해 초래되는 모터 단자간 전압의 변동에 기인하여 발생되는 모터 각속도 추정치의 변동폭보다 큰 값으로 설정되는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 모터 각속도 계산 수단으로부터 출력되는 상기 모터 각속도 추정치에 기초하여 상기 모터의 회전 방향을 식별하기 위한 회전 방향 식별 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제3항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 모터 회전 방향 식별 신호에 기초하여 모터 로스 토크 보정 신호(motor loss torque correction signal)를 출력하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 모터 각속도 계산 수단으로부터 출력된 모터 각속도 추정치에 기초하여 스티어링 기구의 점성(viscosity)을 보정하기 위한 점성 보정 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제1항에 있어서, 상기 제어 수단은, 조향 핸들 복귀 상태(steering-wheel return state)가 검출되는 경우에는 상기 모터 각속도 계산 수단에 설정된 불감대를 무효로 하는 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
스티어링 샤프트에서 발생되는 조타 토크에 기초하여 계산된 조타 보조 명령치와, 모터 전류치로부터 계산된 전류 제어치에 기초하여 스티어링 기구에 조타 보조력을 공급하는 모터를 제어하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템을 제어하는 방법에 있어서,

상기 전류치, 모터 단자간 전압, 및 모터 단자간 저항으로부터 모터의 역기전력을 계산하는 단계;

역기전력 상수로부터 모터 각속도를 추정하는 단계;

상기 모터 각속도가 유한치인 경우 조향 핸들 복귀 상태 여부를 판정하는 단계; 및

상기 조향 핸들 복귀 상태에서 상기 모터 각속도에 대하여 불감대 보정이 적용되지 않도록, 상기 조향 핸들 복귀 상태 이외의 상태에서 상기 역기전력의 소정의 범위에서는 상기 모터 각속도가 0이 되는 상기 전류치에 비례하는 폭을 갖는 불감대를 처리하는 단계

를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템 제어 방법.
제7항에 있어서, 상기 조향 핸들 복귀 상태는, 상기 모터 각속도의 방향이 조타 토크의 방향과 일치하지 않는 경우에 설정되는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템 제어 방법.
제7항에 있어서, 상기 역기전력의 절대치와 상기 불감대의 절대치간의 차이가 0보다 큰지 여부를 판정하여, 상기 차이가 0보다 크지 않은 경우에는 상기 모터 각속도를 0으로 설정하고, 상기 차이가 0보다 큰 경우에는 상기 역기전력의 부호 및 상기 차이를 상기 모터 각속도로서 설정하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템 제어 방법.
스티어링 샤프트에서 발생되는 조타 토크에 기초하여 계산된 조타 보조 명령치와, 모터의 전류치로부터 구해진 전류 제어치에 기초하여 스티어링 기구에 조타 보조력을 공급함으로써 상기 모터를 제어하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 있어서,

모터 구동 시스템의 임피던스 모델을 단속 모드(intermittent mode) 및 연속 모드(continuous mode)에서 서로 다르게 정의함으로써 모터 각속도가 추정되는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제10항에 있어서, 상기 모터 전류치에 비례하는 불감대가 설정되어, 상기 단속 모드 및 상기 연속 모드에서 상기 불감대의 이득이 변화되도록 하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제11항에 있어서, 모터 온도를 측정함으로써 온도 변동에 기인하는 추정 오차가 보상되는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
반도체 소자들이 H 브리지 회로에 접속된 모터의 제어에 의해 스티어링 샤프트에 보조 부하 에너지를 인가하기 위한 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기에 있어서,

상기 H 브리지 회로에서 서로 대향하는 2개의 아암들을 구성하는 2개의 반도체 소자들의 세트 중 제1 아암의 반도체 소자들을 전류 제어치에 기초하여 결정된 제1 듀티 비를 갖는 PWM 신호에 의해 구동하고 제2 아암의 반도체 소자들을 상기 제1 듀티 비의 함수에 의해 정의되는 제2 듀티 비를 갖는 PWM 신호에 의해 구동하기 위한 구동 수단,

상기 제1 및 제2 아암들과 직렬로 접속된 저항의 단자간 전압에서 모터 전류치를 검출하기 위한 모터 전류 검출 수단, 및

상기 제2 듀티 비에서 상기 모터 전류치를 보정하기 위한 모터 전류 보정 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.
제13항에 있어서, 상기 모터 전류 검출 수단은 단방향 전류 검출 수단인 것을 특징으로 하는 전기 파워 스티어링 시스템의 제어기.