JP5189627B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
例えば、車両に搭載される電動パワーステアリング装置が具備する三相交流回転機を駆動する場合、トルクリプルの発生はハンドルの振動となって現れるので、電流を精度良く検出してトルクリプルを極力小さくしたいとの要求がある。
電力変換装置の出力電流を検出する方法としては、電流トランスを用いる方法や、ホール電流センサを用いる方法がある。
電流トランスを用いる方法は直流電流が検出できないので、停止状態や低回転で駆動する用途では利用できない。また、車両に搭載する電力変換装置の場合、温度、湿度、振動、発塵など過酷な環境での動作が必要となり、ホール電流センサのホール素子より検出抵抗の方が頑健性の面で有利である。
制御される負荷の電源側に設けたシャント抵抗を有する電流検出手段を備え、PWM制
御信号のオンオフのそれぞれにおいてシャント抵抗の両端電圧の電位差を検出し、オフ時に検出された電圧をオフセット電圧として、オン時に検出された電圧とオフセット電圧との差に基づいて、負荷に流れる電流を検出するようにしている。
ワー素子により直流電力をモータ駆動用の交流電力に変換するインバータの出力回路に直列に電流検出抵抗を挿入し、この電流検出抵抗の両端に生じる電位差をシグマデルタ変調されたデジタル信号に変換するシグマデルタ変調器と、前記デジタル信号を電気的に絶縁して伝達する電気絶縁性結合器と、伝達された信号を復調するデジタルフィルタと、このデジタルフィルタの出力に基づきインバータのゲート回路を制御する制御信号発生回路とを備えることで、電力変換装置が給電する電流を得るようにしている。
特許文献1に記載の従来の電力変換装置では、電流を検出する電流検出用抵抗素子が下アームのスイッチング素子に直列に挿入されているので、下アームのスイッチング素子に流れる電流を得ることができるものの、上アームのスイッチング素子に流れる電流は得ることができない。従って、上アームのスイッチング素子がオン、下アームのスイッチング素子がオフする期間の電流を得ることができないため、スイッチング素子のオンオフ指令に制約が生じる問題があった。このような電力変換装置によって三相交流回転機を駆動すると、スイッチング素子のオンオフ指令の制約によって電力変換装置が出力できる最大電圧も制約を受けるといった問題があった。
図1はこの発明の実施の形態1における電力変換装置の全体構成を示す図である。
図1において、電力変換装置15には、電位差v1を有する直流電圧源1と電気的負荷5が接続されている。電力変換装置15はチョッパ回路16、差動検出回路6、演算手段13、位相幅信号発生器14を具備しており、チョッパ回路16の制御信号として、位相幅信号発生器14が出力する位相幅信号D1、演算手段13が出力するスイッチング信号S1が存在する。位相幅信号D1は、チョッパ回路16が備える上段電力用半導体素子2と下段電力用半導体素子3の通電期間の比に相当し、0〜1の間で変化する。
この位相幅信号D1はデューティ比とも呼ばれる。スイッチング信号S1はチョッパ回路16が備える上段電力用半導体素子2をオンオフさせるための信号である。
素子2の他端子には下段電力用半導体素子3の端子と抵抗値R0[Ω]の検出抵抗4の端子が接続され、下段電力用半導体素子3の他端子には接地電位が接続される。下段電力用半導体素子3は、接地電位から下段電力用半導体素子の方向へ電流が流れようとしたときオン、下段電力用半導体素子から接地電位へ電流が流れようとしたときオフとなる。
本実施の形態1では、上段電力用半導体素子2は、MOS-FETやIGBTといった半導体スイッ
チング素子によって構成し、下段電力用半導体素子3はダイオードといった半導体整流素子によって構成する。
抗4と電気的負荷5の接続点の電位を第3の電位v3と定義する。また、検出抵抗4を通過して電気的負荷5に給電される電流をi0とする。
なお、電気的負荷5として、本実施の形態1ではコイルと抵抗の直列回路負荷としたが、電気的負荷の組合せに制約はなく、コンデンサやバッテリなどを直列や並列に接続するようにしても良い。
オペアンプ7の正の差動入力端子と第2の電位v2の間には抵抗値R3[Ω]の抵抗10が接続され、オペアンプ7の正の差動入力端子と任意の電位vccの間には、抵抗値R4[Ω]の抵抗11が接続されるとともに、オペアンプ7の正の差動入力端子と接地電位の間には抵抗値R5[Ω]の抵抗12が接続される。
なお、抵抗8〜12の選択は抵抗値R1〜R5の間に次の式(1)、(2)の関係が成り立つように行う。
2×R2=R4=R5 ・・ ・(2)
さらに差動検出回路6を、接地電位に対して非絶縁で構成することにより、差動検出回路6は正負両電源を必要とせず、安価な正側の片電源だけで構成することができる。
比較器21はTRUE若しくはFALSEの値を有する信号S1を出力する。
比較器21は位相幅信号D1と搬送波信号C1の大小関係を比較し、D1≧C1の場合、信号S1としてTRUEを出力するとともに、D1<C1の場合、信号S1としてFALSEを出
力する。
ローパスフィルタ26は、差動検出信号voに対してローパスフィルタ処理した信号をvofとして出力する。ローパスフィルタ26の時定数は、搬送波信号の周期Tcの略1倍以上且つ略20倍以下となるように設定する。この時定数の設定ついては、後ほど説明する。
加減算器27はローパスフィルタ処理した信号vofに、オフセット設定器28から得
たオフセット信号voffを加算すると共に、ゲイン演算器25から得た補正信号vocを減算した結果をゲイン演算器29に出力する。
ゲイン演算器29は加減算器27の出力をK倍した結果を演算電流i1として出力する。
図3では、時刻が経過するにつれ、所望の位相幅信号D1が単調増加している場合を扱うが、所望の位相幅信号D1として0.5を中心とした交流信号で与えれば、第2の電位は第1の電位と基準電位との中間電位を中心とした交流電圧とすることもできる。
図3において、1段目は位相幅信号D1と搬送波信号C1の波形である。位相幅信号D1は0〜1の間で変化する。搬送波信号C1は最小値0、最大値1、周期Tcである。
2段目はスイッチング信号S1の波形である。信号S1は、比較器21によって位相幅信号D1と搬送波信号C1の大小関係がD1≧C1の場合はTRUE、D1<C1の場合はFALSEとなる。
その結果、電流i0は図3の3段目に示すような波形となる。
差動検出信号voはvcc/2[V]を中心にして電流i0に応じて変化し、図3の4段目に示すような波形となる。
図3の4段目のvoの波形は、vcc/2[V]を中心にして電流i0に比例した値とスイッチング信号S1に比例した値の和となっている。
差動検出回路6が理想的な動作をする場合、差動検出信号voの波形はvcc/2[V]を中心にした電流i0に比例した波形となるが、実際には完全な同相除去はできないので、差動検出信号voの波形は、図3の4段目のような波形となる。
電流i0、第2の電位v2、任意の電位vccと、差動検出信号voとの間には、以下の(3)式の関係が成り立つ。
ここで、K1、K2、K3は、以下の(4)〜(6)式で定義する定数である。
K2={R1×R4×R5−R2×R3×(R5+R4)}
÷{R1×(R3×R4+R3×R5+R4×R5)} ・・・(5)
K3={(R1+R2)×R3×R5}
÷{R1×(R3×R4+R3×R5+R4×R5)} ・・・(6)
従って、K=−R1÷(R2×R0)で与えれば良い。
特に、R1〜R5の間に前記(1)、(2)式の関係が成り立つ場合、K2=0、K3=1/2となるので、差動検出信号voは以下の(7)式のようになる。
この(3)式の右辺第2項を除去することができれば、差動検出信号voはvcc/2を中心として電流i0に比例した望ましい波形になる。
この(3)式の右辺第2項の除去が同相除去である。
voe≒K2×v2 ・・・・・(8)
また、K3とvccはそれぞれ一定値であるので(3)式右辺第3項は一定値であり、右辺第3項に対してローパスフィルタ処理を行っても、その値は変化しない。
オンオフに関わらず、第2の電位v2から第3の電位v3へ給電される電流を得ることができる。
一方、本実施の形態1では、検出抵抗を通過する電流とチョッパ回路の出力電流は同一であり、差動検出信号に介するローパスフィルタの時定数に制約はない。
なお、K2の値は差動検出回路の抵抗値から求めても良いが、実験的にK2を測定して得ても良い。
実施の形態1では、チョッパ回路が備える下段電力用半導体素子をダイオードで構成するとともに、上段電力用半導体素子は演算手段が出力するスイッチング信号S1に基づいてオンオフするようにしていたが、チョッパ回路が備える上段電力用半導体素子と下段電力用半導体素子は、それぞれ演算手段が出力するスイッチング信号G1、G2に基づいてオンオフするように構成しても良い。
図4は、このような、この発明の実施の形態2の電力変換装置の全体構成を示す図であり、図中、実施の形態1と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
位相幅信号D1は、チョッパ回路16aが備える上段電力用半導体素子2aと下段電力用半導体素子3aの通電期間の比に相当し、0〜1の間で変化する。この位相幅信号D1はデューティ比とも呼ばれる。スイッチング信号G1はチョッパ回路16aが備える上段電力用半導体素子2aをオンオフさせるための信号であり、スイッチング信号G2はチョッパ回路16aが備える下段電力用半導体素子3aをオンオフさせるための信号である。
半導体素子2aの他端子には下段電力用半導体素子3aの端子と抵抗値R0[Ω]の検出抵抗4の端子が接続され、下段電力用半導体素子3aの他端子には接地電位が接続される
。下段電力用半導体素子3aはスイッチング信号G2がTRUEでオン、FALSEでオフする。
このようにチョッパ回路16aが備える下段電力用半導体素子3aがMOS-FETであっても
スイッチング信号G2を後述するように与えれば、実施の形態1と同様の動作にすることができる。
下段電力用半導体素子がダイオードの場合とMOS-FETの場合とを比較すると、ダイオー
ドはMOS-FETより簡素で安価という長所がある一方、MOS-FETはダイオードよりも導通損失や発熱が小さいという長所がある。
演算手段13aは、位相幅信号発生器14から得た所望の位相幅信号D1に基づいて、上段電力用半導体素子2a及び下段電力用半導体素子3aのそれぞれをオンオフさせるためのスイッチング信号G1及びG2を演算するとともに、差動検出信号voに基づいて検出抵抗4を通過する電流i0を演算し、演算電流i1として出力する。
演算手段13aでは、前記実施の形態1の演算手段13に対して、遅延器22、AND演算器23、NOR演算器24を追加している。
本実施の形態2における遅延時間Tdは、5×10-6[秒]以下に設定する。
AND演算器23は、信号S1と信号S2の論理積を演算し、スイッチング信号G1として出力する。NOR演算器24は信号S1と信号S2の否定論理和を演算し、スイッチング信号G2として出力する。
図6において、1段目は位相幅信号D1と搬送波信号C1の波形である。位相幅信号D1は0〜1の間で変化する。搬送波信号C1は最小値0、最大値1、周期Tcである。信号S1は、比較器21によって位相幅信号D1と搬送波信号C1の大小関係がD1≧C1の場合はTRUE、D1<C1の場合はFALSEとなる。信号S2は、信号S1に対して所定の時
間Tdだけ遅延した信号である。
スイッチング信号G1は信号S1とS2の論理積(AND)を演算したものであり、スイッチング信号G2は信号S1とS2の否定論理和(NOR)を演算したものである。
スイッチング信号G1、G2をこのように演算することによって、スイッチング信号G1、G2は図6の4段目及び5段目の関係となる。
即ち、スイッチング信号G1とG2は交互にオンし、且つ、G1とG2が同時にオンすることを防止するように遅延時間Tdだけは同時にオフする期間が設けられている。
実施の形態2における演算手段13aは演算電流i1を連続して更新するようにしてい
たが、演算電流i1を任意のタイミングで離散的に更新するものに置換しても良い。
図7は、このようなこの発明の実施の形態3における演算手段13bの内部構成を示す図であり、図中、実施の形態2と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
位相幅信号D1も、ローパスフィルタ26の出力vofも連続的に変化するので、ホールド器30がホールドするタイミングに制約は無く、演算電流i1を離散的に更新するタイミングは任意である。
前記実施の形態における演算手段は、演算電流i1の補正量を位相幅信号に基づいて得ていたが、スイッチング信号G1、G2、若しくは比較器21が出力する信号S1に基づいて演算電流i1の補正量を得るものに置換しても良い。
図8は、このような、この発明の実施の形態4における演算手段13cの内部構成を示す図であり、図中、実施の形態1〜3と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
設定器32は第2の補正量Voff2を出力する。
選択器33は補正信号vocとして信号S1がTRUEの場合は第1の補正量Voff1を出力し
、信号S1がFALSEの場合は第2の補正量Voff2を出力する。
位と同電位である。従って、差動検出信号誤差voeについて前述の(8)式が成り立てば、差動検出信号誤差voeは、信号S1がTRUEの場合とFALSEの場合の2通りと見なし
て良い。
また、信号S1がFALSEの場合、第2の電位v2は基準電位と同電位であるので、差動検
出誤差voeは(8)式のv2に0を代入した0(=K2×0)である。
そこで、第1の補正量設定器31はK2×v1を出力するように設定しておき、第2の補正量設定器32は0を出力するように設定しておくことによって、選択器33は正確な
補正信号vocを出力することができる。
また、第1の補正量Voff1は、第2の電位v2が第1の電位v1であるときの補正量であ
る。第1の電位v1が一定値の場合は、第1の補正量Voff1を一定とすれば良いが、第1
の電位v1が変化する場合は、第1の補正量Voff1を第1の電位v1に応じて可変にすれ
ば良いことは言うまでもない。
実施の形態4における演算手段13cは演算電流i1を連続して更新するようにしていたが、演算電流i1を離散的に更新するものに置換するようにしても良い。
図10は、このようなこの発明の実施の形態5における演算手段13dの内部構成を示す図であり、図中、実施の形態4と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
ステップS100で選択器33dは動作を開始する。
ステップS101で位相幅信号D1が0.5より大きいか否かを判断する。位相幅信号D1が0.5より大きい場合、ステップS102にてΔT秒待機する。本実施の形態5では、ΔT秒の整数倍が搬送波信号C1の半周期Tc/2秒となるようにΔT秒を設定する。なお、設定するΔT[秒]は搬送波信号C1の半周期Tc/2[秒]の整数倍が望ましいが、ΔT≪Tc/2であれば整数倍で
なくても良い。
ステップS103は、搬送波信号C1が0か否かを判断する。搬送波信号C1が0の場合、ステップS104にて、補正信号vocとして第1の補正量Voff1を選択し、ステップS105にて
vohを更新することで、vohは搬送波信号C1=0時点のvoになる。
ステップS103で搬送波信号C1が0でない場合は、ステップS102を実行する。
また、ステップS101で位相幅信号D1が0.5以下の場合、ステップS106にてΔT秒待機する。
てvohを更新することで、vohは搬送波信号C1=1時点のvoになる。
また、ステップS107で搬送波信号C1が1でない場合は、ステップS106を実行する。
C1=0となるタイミング(三角波状の搬送波信号C1が谷となるタイミング)で差動検出信号をホールドし、位相幅信号D1が0.5以下の場合は搬送波信号C1=1となるタイ
ミング(三角波状の搬送波信号C1が山となるタイミング)で差動検出信号をホールドする。
図12において、1段目は位相幅信号D1と搬送波信号C1、2段目は信号S1、3段目は電流i0、4段目は差動検出信号voとホールドした信号voh、5段目は補正信号
voc、をそれぞれプロットしている。
図12の期間Aは位相幅信号D1が0.5以下の期間であり、期間Bは位相幅信号D1が0.5より大きい期間である。
位相幅信号D1が0.5以下の期間Aでは、搬送波信号C1が1のタイミング、即ち三角
波状の搬送波信号C1が山となるタイミングで差動検出信号voをホールドしてvohとして出力する。そして、期間Aでは補正信号vocとして第2の補正量Voff2を選択して
出力する。
また、位相幅信号D1が0.5より大きい期間Bでは、搬送波信号C1が0のタイミング
、即ち三角波状の搬送波信号C1が谷となるタイミングで差動検出信号voをホールドしてvohとして出力する。そして、期間Bでは補正信号vocとして第1の補正量Voff1
を選択して出力する。
位相幅信号D1が0.5より大きい期間Bでは、信号S1はFALSEの期間よりTRUEの期間が長く、搬送波信号C1が0のタイミングは信号S1がTRUEである。
このように動作させることによって、信号S1はTRUE、FALSEのパルス期間の長い方の差
動検出信号voをホールドしてvohを得ることになる。
がTRUEの期間に差動検出信号voをホールドするようになる。そして、位相幅信号D1が0.5以下の場合は、下段電力用半導体素子がオンとなる期間、即ち信号S1がFALSEの期間に差動検出信号voをホールドするようになる。その結果、必ず、信号S1の状態が、TRUE若しくはFALSEを持続する期間の長い条件で差動検出信号voをホールドする。
換言すると、TRUE若しくはFALSEが短期間で変化する時に差動検出信号voをホールドす
る必要がないので、ホールドするタイミングが、三角波状の搬送波信号C1の山、または谷から多少ずれても信号S1の状態に変化はない。
本実施の形態5の電力変換装置では、TRUE若しくはFALSEが短期間で変化する時に差動検
出信号voをホールドする必要がないので、差動検出信号voをホールドするタイミングの許容範囲が広くなり、処理時間に伴う遅延を有する安価な回路を用いても、精度良く電流値を得ることが可能である。
なお、本実施の形態5では、一例としてステップS101において位相幅信号D1の分岐条件を0.5に設定した場合について示したが、位相幅信号D1の分岐条件は0より大きく且つ1より小さい範囲であれば、0.5以外の数値でも良いことは言うまでもない。
前記実施の形態5における演算手段13dは、差動検出信号voをホールドして演算電流i1を出力するようにしていたが、差動検出信号voの代わりに差動検出信号voにローパスフィルタを介したvofをホールドするものに置換するようにしても良い。
図13は、このような、この発明の実施の形態6における演算手段13eの内部構成を示す図であり、図中、実施の形態5と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
選択器33eは、位相幅信号D1と搬送波信号C1に基づき、信号vofを後述するタイミングでホールドしてvohとして出力するとともに、補正信号vocとして第1の補正量Voff1または第2の補正量Voff2の何れかを選択して出力する。
ステップS110ではステップS104またはステップS108の処理が終わると、ΔT2[秒]だけ待機する。このステップS110によって、三角波状の搬送波信号の山又は谷のタイミングからΔT2だけ遅延したタイミングで選択器33eの信号vohを更新するようになる。ΔT2は0[秒]以上で且つ、搬送波信号C1の4分の1周期、即ちTc/4 [秒]以下に設定する。特に、ΔT2=0[秒]の場合、選択器33eは選択器33dと同一になる。
図15において、1段目は位相幅信号D1と搬送波信号C1、2段目は信号S1、3段目は電流i0、4段目は差動検出信号誤差voe、5段目はローパスフィルタ40と同じ時定数のフィルタで差動検出信号誤差voeをフィルタ処理した信号voef、6段目は差動検出信号voとホールドした信号voh、をそれぞれプロットしている。
図15の3段目のように、電流i0は、信号S1が変化するタイミング、即ち、電力用半導体素子がオン、オフするタイミングでリンギングと呼ばれる振動が発生する。このリンギングが発生しているタイミングで選択器が信号をホールドすると、演算手段が出力する演算電流i1にリンギングに起因した誤差が生じる。
本実施の形態6におけるローパスフィルタ40は、このリンギングの影響を除去するように作用する。
図15の4段目は差動検出誤差voeであり、この差動検出誤差voeに対してローパスフィルタ40と同じ時定数のフィルタでフィルタ処理した波形が図15の5段目のvoefである。図15のように位相幅信号D1が0.5より大きい場合、選択器33eは上述したように三角波状の搬送波信号C1が谷となるタイミングからΔT2[秒]だけ遅延したタイミングでvofをホールドする。ΔT2は0[秒]以上で且つ、搬送波信号C1の4分の1
周期、即ちTc/4 [秒]以下に設定しているので、選択器33eが信号vofをホールドす
るのは図15中の期間Cにおける何れかとなる。
換言すると、信号vofのホールドは、ΔT2を0〜Tc/4[秒]の範囲で変更することにより、図中期間C内の任意のタイミングでホールドすることになり、図15の例ではΔT2をTc/8[秒]に設定して図中の▲印のタイミングで信号vofをホールドしている。
する誤差voefは第1の補正量Voff1に相当する値になっていれば、選択器33eが選
択する補正量として第1の補正量Voff1が妥当な値となる。
図15の5段目を見て判るように位相幅信号D1が0.5より大きい場合は、信号S1がTRU
Eの期間で信号vofをホールドするようにしているので、voefは信号S1がFALSEからTRUEに変化してから0 [秒]以上Tc/2[秒]以下の期間の値となるので、ローパスフィルタ40の時定数は搬送波信号C1の周期の1/2倍以下の時定数としておけば良い。また、ローパスフィルタ40の時定数を搬送波信号C1の周期の1/20倍以上にしておけば、搬送波信号に対するvoの変化は十分捕捉できる。
即ち、ローパスフィルタ40の時定数は搬送波信号C1の周期の1/20倍以上1/2倍以下の時定数としておけば良い。
に変化してからTc/4[秒]以上Tc/2[秒]以下の期間の値となる。
換言すると、選択器33eが信号vofをホールドして良い期間は搬送波の1/2周期以上であるので、差動検出信号voに対して、搬送波信号周期の1/4倍以上1/2倍以下の時定数となるフィルタを設けても、差動検出信号誤差voeはホールドするタイミングでは定常状態となっており、好ましい。その結果、リンギングなどに起因する検出ノイズの抑制が可能となり、選択器33eが選択する補正量として第1の補正量Voff1が妥当な値とな
る。
る期間も信号S1がFALSEの期間になる。
位相幅信号D1が1に近づくほど、FALSEの期間は短くなる。位相幅信号の範囲が高いほど、電力変換装置の利用率が高く、一般的な用途では位相幅信号は0.95以上を確保したい。この場合、信号S1がFALSEの期間は搬送波信号の周期の1/20となる。
従って、本実施の形態6のような搬送波信号周期の1/20倍以上1/2倍以下の時定数となる
フィルタを設けてしまうと、差動検出信号誤差voeが過渡状態でホールドすることになり、選択器33eが選択する補正量を第1の補正量Voff1または第2の補正量Voff2といった2通りで与えることはできず、その結果、リンギングなどに起因するノイズ抑制の効果を得ることができない。
前記実施の形態6では、演算手段は、第1の補正量と第2の補正量を備え、演算電流i1を演算するための補正量として、スイッチング信号G1、G2のオンオフに応じて第1の補正量と第2の補正量の何れかを選択し、加算して補正するようにしていたが、電力用半導体素子で発生する電圧降下が電流の大きさに略比例する場合は、v2の電位、即ち、差動検出信号誤差voeの大きさも電力用半導体素子を通過する電流の大きさに応じて変化する。電力用半導体素子で発生する電圧降下が電流の大きさに略比例する場合は、電流i0に対する差動検出信号voの増幅率が変化したように反映される。
上段電力用半導体素子と下段電力用半導体素子に異なる種類の電力用半導体素子を用いると、電力用半導体素子で発生する電圧降下の大きさと電流i0の比例関係の係数は、スイッチング信号G1、G2のオンオフの状態によって異なる。
そこで、前記実施の形態6に加えて、スイッチング信号G1、G2のオンオフと略同期して変化する信号S1に応じて第3の補正量と第4の補正量の何れかを選択し、乗算して補正するようにしても良い。
実施の形態6の演算手段13eでは、ゲイン演算器29で加減算器27の出力をK倍するようにしていた。本実施の形態7の演算手段13fでは、第3の補正量K1を出力する第3の補正量設定器50と、第4の補正量K2を出力する第4の補正量設定器51とを備えている。
選択器33fは、加減算器27へ出力する補正量として第1の補正量Voff1を選択した
場合は、乗算器52へ出力する補正量として第3の補正量K1を選択し、加減算器27へ出力する補正量として第2の補正量Voff2を選択した場合は、乗算器52へ出力する補正
量として第4の補正量K2を選択する。
前述の実施の形態においては、差動検出回路6は1つのオペアンプで差動検出と信号増幅の2つの役割を担うものについて示したが、差動検出回路内部にオペアンプを2つ設けることによって、差動検出の役割と信号増幅の役割を分担させる差動検出回路6gに置換しても良い。
図17は、このような、この発明の実施の形態8における差動検出回路6gの内部構成を示す図であり、図中、前述の実施の形態と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
ここで、抵抗8〜12の選択は、抵抗値R1〜R5の間に以下の(9)、(10)式の関係が成り立つように行う。
2×R1=R4=R5 ・・・・(10)
前述したように、車両に搭載する電力変換装置の場合、温度、湿度、振動、発塵など過酷な環境での動作が必要となり、ホール電流センサのホール素子より検出抵抗の方が頑健性の面で有利である。そこで、前記実施の形態1において、電力変換装置15の第1の電位v1は車両に搭載されたバッテリ1の正極に接続され、第3の電位v3は車両に搭載された電気的負荷5に接続され、基準電位GNDは車体接地又はバッテリの負極に接続されるように構成しても良い。
前記実施の形態9では電力変換装置の第1の電位がバッテリに接続され、第3の電位が電気的負荷に接続される場合を扱ったが、電力変換装置の第1の電位には電気的負荷が接続され、第3の電位にはコイルを介してバッテリの正極が接続され、前記基準電位は車体接地又はバッテリの負極に接続するようにしても良い。
図18はこのような、この発明の実施の形態10における電力変換装置の全体構成を示す図であり、図中、前述の実施の形態と同一の符号を付したものは、同一または相当部分を示すものとする。
位相幅信号D1は、チョッパ回路16hが備える下段電力用半導体素子3hの通電期間と非通電期間の比に相当し、0〜1の間で変化する。下段電力用半導体素子3hがオンしている期間は、第2の電位v2は基準電位GNDと同電位となる。また、電気的負荷5hはコンデンサと抵抗の並列回路負荷である。
なお、チョッパ回路16hと電気的負荷5hの接続点の電位は第1の電位v1、検出抵抗4とチョッパ回路16hの接続点の電位は第2の電位v2、検出抵抗とコイル80との接続点の電位は第3の電位v3である。
なお、この実施の形態10においては、チョッパ回路16hが備える上段電力用半導体素子は半導体整流素子であるダイオードにしているが、MOS-FETやIGBTといった半導体スイ
ッチング素子で構成しても、適切なスイッチングを行えば本実施の形態と同様の動作が可能である。上段電力用半導体素子がMOS-FETの場合とダイオードの場合とを比較すると、MOS-FETはダイオードよりも導通損失や発熱が小さいという長所がある一方、ダイオードはMOS-FETより簡素且つ安価という長所がある。
スイッチング信号S1はチョッパ回路16hが備える下段電力用半導体素子3hをオンオフさせるための信号である。
特に、車両に搭載する電力変換装置の場合、温度、湿度、振動、発塵など過酷な環境での動作が必要となり、ホール電流センサのホール素子より検出抵抗の方が頑健性の面で有利である。そこで、電力変換装置15hの第1の電位v1を車両に搭載された電気的負荷5hに接続し、コイル80を介して、第3の電位v3を直流電圧源1hとして車両に搭載されたバッテリの正極に接続するようにすれば、温度、湿度、振動、発塵といった車両の搭載に必要な制約条件を満たしつつ、直流電圧源1hの正極側電位よりも高い電圧を電気的負荷5hに印加することができるとともに、直流電圧源1hから給電される電流値i0を正確に得られる効果がある。
前述の実施の形態では、電気的負荷として、抵抗やコイル、コンデンサによって構成されたものを扱ったが、電気的負荷は直流回転機であっても良い。
図19は本実施の形態11における電力変換装置の全体構成を示す図であり、前記実施の形態と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
第1の演算手段13xと、第2の演算手段13yから構成されている。
直流回転機70はx相とy相の2端子を有しており、x相は検出抵抗4を介してチョッパ回路16xに接続されている。また、直流回転機70のy相はチョッパ回路16yに接続されている。電圧指令発生器71は直流回転機70のx相にチョッパ回路16xが印加すべき電圧の指令値vx*と、直流回転機70のy相にチョッパ回路16yが印加すべき電圧の指令値vy*とを出力する。
ある。位相幅演算器72には、予め直流電圧源1の端子間電位差v1が記憶されており、以下の(11)、(12)式に基づいて位相幅信号D1x、D1yの演算を行う。
D1x=vx*÷v1+0.5 ・・・・(11)
D1y=vy*÷v1+0.5 ・・・・(12)
演算手段13xは、位相幅信号D1xに基づいて第1のチョッパ回路16xの上段電力用半導体素子2xをオンオフさせるためのスイッチング信号G1xと、下段電力用半導体素子3xをオンオフさせるためのスイッチング信号G2xとを出力するとともに、差動検出回路6から得た差動検出信号voに基づいて演算電流i1を演算する。
演算手段13yは、演算手段13xに対して演算電流i1の演算を廃したものであり、位相幅信号D1yに基づいて、第2のチョッパ回路16yの上段電力用半導体素子2yをオンオフさせるためのスイッチング信号G1yと、下段電力用半導体素子3yをオンオフさせるためのスイッチング信号G2xとを出力する。
算電流i1を得ることができることは言うまでもない。
前記実施の形態11では、電気的負荷として直流回転機が接続されたものを扱ったが、電気的負荷は交流回転機であっても良い。
図20は、このような、この発明の実施の形態12における電力変換装置の全体構成を示す図であり、前記実施の形態と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
図20において、電力変換装置15jには、直流電圧源1と交流回転機70jと電圧指令発生器71jとが接続される。この電力変換装置15jは、第1のチョッパ回路16uと、第2のチョッパ回路16vと、第3のチョッパ回路16wと、第1の演算手段13uと、第2の演算手段13vと、第3の演算手段13wと、位相幅演算器72jと、第1の検出抵抗4uと、第2の検出抵抗4vと、第1の差動検出回路6uと、第2の差動検出回路6vとから構成されている。
第2のチョッパ回路16v、第2の検出抵抗4v、第2の差動検出回路6v、第2の演算手段13vの接続についても同じである。また、第3のチョッパ回路16w、第3の演算手段13wの接続については、前記実施の形態11の第2のチョッパ回路16y、第2の演算手段13yの接続と共通であり、本実施の形態12のチョッパ回路についても同じ原理で動作できる。
また、これらの接続について、実施の形態2以降の構成を用いて交流回転機70jを駆動すれば、精度の良い演算電流i1が得られることは言うまでもない。
なお、本実施の形態12では、交流回転機70jの三相電流のうちの二相を検出する場合を扱ったが、三相電流のそれぞれを検出できるように検出抵抗と差動検出を三相すべてに具備する構成にしても良いことは言うまでもない。
4 検出抵抗、5 電気的負荷、6 差動検出回路、7 オペアンプ、
8〜12 抵抗、13 演算手段、14 位相幅信号発生器、15 電力変換装置、
16 チョッパ回路、20 搬送波信号発生器、26 ローパスフィルタ、
v1 第1の電位、v2 第2の電位、v3 第3の電位、
i0 出力電流、i1 演算電流、vo 差動検出信号、D1 位相幅信号、
S1、G1、G2 スイッチング信号、C1 搬送波信号、
voe 差動検出信号誤差、voc 補正信号
Claims (8)
- チョッパ回路と、このチョッパ回路の出力電流を検出する検出抵抗と、この検出抵抗の端子間の電位差を差動検出信号として出力する差動検出回路と、この差動検出回路からの前記差動検出信号を、前記チョッパ回路の制御信号で補正して、前記チョッパ回路の出力電流を演算する演算手段を備え、前記演算手段は、前記チョッパ回路の制御信号である位相幅信号に基づいてチョッパ回路をオンオフするためのスイッチング信号を演算するとともに、前記差動検出信号に基づいてチョッパ回路の出力電流を演算するよう構成され、前記チョッパ回路は、第1の電位と第2の電位の間に接続される上段電力用半導体素子と、前記第2の電位と基準電位との間に接続される下段電力用半導体素子によって構成され、前記検出抵抗は、前記第2の電位と第3の電位との間に接続され、前記差動検出回路は、前記第2の電位と前記第3の電位との電位差を検出するように構成され、
前記演算手段は、第1の補正量と第2の補正量を備え、前記チョッパ回路の出力電流を演算するための補正量として、前記スイッチング信号のオンオフに応じて、前記第1の補正量と前記第2の補正量の何れかを選択することを特徴とする電力変換装置。 - 前記演算手段は、前記スイッチング信号を得るための搬送波を発生する搬送波発生器と
、前記搬送波と同期して前記差動検出信号をホールドするホールド器とを備え、前記差動検出信号がホールドされた時点のスイッチング信号に応じて、前記第1の補正量と前記第2の補正量の何れかを選択することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記演算手段は、前記位相幅信号が所定値よりも大きい場合は、前記上段電力用半導体素子がオンしている期間に前記差動検出信号をホールドし、且つ、前記第1の補正量に基づいて前記出力電流を演算するとともに、前記位相幅信号が所定値よりも小さい場合は、前記下段電力用半導体素子がオンしている期間に前記差動検出信号をホールドし、且つ、前記第2の補正量に基づいて前記出力電流を演算することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 前記演算手段は、前記差動検出信号に対して前記搬送波周期の略1/20以上且つ略1/2以下の時定数となるフィルタを介した前記差動検出信号の値に基づいて、前記出力電流を演算するようにしたことを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記演算手段は、更に第3の補正量と第4の補正量を備え、前記チョッパ回路の出力電流を演算するための補正量として、前記第1の補正量が選択された場合には前記第3の補正量を選択して乗算し、前記第2の補正量が選択された場合には前記第4の補正量を選択して乗算するようにしたことを特徴とする請求項1〜請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換装置の第1の電位は車両に搭載されたバッテリの正極に接続され、前記第3の電位は車両に搭載された電気的負荷に接続され、前記基準電位は車体接地又はバッテリの負極に接続されたことを特徴とする請求項1〜請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換装置の第1の電位は電気的負荷に接続され、前記第3の電位は車両に搭載されたバッテリの正極に接続され、前記基準電位は車体接地又はバッテリの負極に接続されたことを特徴とする請求項1〜請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記差動検出回路は、前記基準電位に対して非絶縁回路で構成したことを特徴とする請求項1〜請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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