KR20170084227A - 전력 변환 장치 및 이것을 사용한 전동 파워 스티어링 장치 - Google Patents

전력 변환 장치 및 이것을 사용한 전동 파워 스티어링 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명의 목적은, 전력 변환 장치의 소형화·생산성의 개선, 평활 콘덴서의 온도 상승 억제 및 모터 소음의 저감을, 동시에 해결하는 데 있다. 본 발명의 전력 변환 장치(100)는, 평활 콘덴서(210, 310)와, 병렬로 접속되는 제1 전력 변환부(200) 및 제2 전력 변환부(300)와, 출력 전압 벡터 및 PWM 캐리어에 기초하여 PWM 펄스를 생성하는 제어부(250)를 구비한다. 제어부는 소정의 출력 전압 벡터값을 PWM 캐리어의 1주기 내에서의 평균값이 당해 소정의 출력 전압 벡터값이 되는 다른 2개 이상의 출력 전압 벡터값으로 보정을 하는 보정부(255)를 갖는다. 보정부는, 제1 기간에 있어서 제1 출력 전압 벡터값의 보정을 행함과 함께, 제1 기간과는 다른 제2 기간에 있어서 제2 출력 전압 벡터값의 보정을 행한다.

Description

전력 변환 장치 및 이것을 사용한 전동 파워 스티어링 장치{ELECTRIC POWER CONVERTING DEVICE, AND ELECTRIC POWER STEERING DEVICE EMPLOYING SAME}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 전동 파워 스티어링 장치에 사용되는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
최근, 1개의 모터 하우징에 합계 3상 이상의 모터 권취선을, 전력 변환 장치의 하우징에 합계 2개의 전력 변환부를 구비하고, 각각의 하우징을 결합한 기전 일체 구조의 전동 파워 스티어링 장치가 제안되고 있다. 기전 일체 구조의 시스템으로서는, 예를 들어 특허문헌 1에 기재된 것이 있다. 또한, 직류 전원과 전력 변환부를 사용해서 3상 모터를 컨트롤하는 방법으로서는, PWM 제어가 잘 알려져 있다. PWM 제어에서는 모터에 흐르고 있는 전류값이나 모터 회전수를 검출하여, 상위로부터 부여되는 명령값과 상기 검출 결과에 기초하여, 전력 변환부에 대한 전압 명령값을 연산함으로써, 모터 토크 및 모터 회전수를 원하는 값으로 제어한다.
여기서, 모터의 각 상에 흐르고 있는 전류의 검출 방법으로서는, 전력 변환부와 모터를 전기적으로 접속하는 배선부에서 검출하는 방법을 하나 들 수 있지만, 2개의 전력 변환부 각각에 3개의 전류 검출기와 검출용 배선을 구비하고, 또한 제어부에는 검출기로부터 얻은 값을 증폭하기 위한 연산 증폭기 등을 구비해야만 해서, 전력 변환 장치의 대형화 및 접속 공정의 증가가 과제이다.
모터의 각 상에 흐르고 있는 전류의 다른 검출 방법으로서는, 예를 들어 특허문헌 2에 기재된 것이 있다. 특허문헌 2에 기재된 기술은, 각 상의 PWM 스위칭 기간과 전류 검출기의 전류 검출 타이밍을 동기시킴으로써, 1개의 전류 검출기만으로 모터 각 상에 흐르는 전류값을 구하는 방식이다. 또한, 전력 변환부의 각 상의 스위칭 타이밍이 매우 근접하여, 전류 검출기에서 전류 검출을 하기 위한 시간을 충분히 확보할 수 없을 때는, 전압 벡터 Vs'와 Vs"의 평균값이 전압 벡터 Vs와 같아지도록 보정 제어를 실시함으로써, 전류 검출을 위한 시간을 확보하여, 모터 각 상에 흐르는 전류값을 구하는 방식이다. 이 전압 벡터 Vs' 및 Vs"의 평균값과, 전압 벡터 Vs를 같게 함으로써 검출을 실현하는 제어 기술을, 「고조파 중첩 방식」이라 칭하기로 한다.
일본특허공개 제2011-250489호 공보 일본특허공개 평11-4594호 공보
본 발명은 모터에 흐르고 있는 전류값으로부터 전압 명령값을 연산하여, 원하는 동작이 되도록 모터를 제어하는 전력 변환 장치에 있어서, 고조파 중첩 방식을 사용한 전류 검출 시에, 모터 소음을 억제하면서, 평활 콘덴서에 흐르는 실효 전류의 증가를 억제하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 전력 변환 장치는, 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환해서 모터를 제어하는 전력 변환 장치이며, 상기 직류 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와, 전력을 변환하기 위한 브리지 회로를 갖는 제1 전력 변환부와, 전력을 변환하기 위한 브리지 회로를 갖고, 상기 제1 전력 변환부와 병렬로 접속되는 제2 전력 변환부와, 출력 전압 벡터 및 PWM 캐리어에 기초하여 PWM 펄스를 생성하는 제어부를 구비하고, 상기 제어부는, 제1 출력 전압 벡터에 기초하여 상기 제1 전력 변환부의 출력을 제어하기 위한 제1 PWM 펄스를 생성함과 함께, 제2 출력 전압 벡터에 기초하여 상기 제2 전력 변환부의 출력을 제어하기 위한 제2 PWM 펄스를 생성하고, 상기 제어부는, 소정의 출력 전압 벡터값을, 상기 PWM 캐리어의 1주기 내에서의 평균값이 당해 소정의 출력 전압 벡터값이 되는 다른 2개 이상의 출력 전압 벡터값으로 보정을 하는 보정부를 갖고, 상기 보정부는, 상기 PWM 캐리어의 복수 주기 중 1주기인 제1 기간에 있어서, 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하고, 또한 상기 PWM 캐리어의 복수 주기 중 1주기이며 상기 제1 기간과는 다른 제2 기간에 있어서, 상기 제2 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 직류 모선에 1개의 전류 검출기를 갖는 2개의 전력 변환부로 이루어지는 전력 변환 장치에 있어서, 각각의 전력 변환부의 고조파 중첩을 실시하는 기간을 간헐로 함으로써, 모터 소음을 억제하면서, 전원과 전류 검출기 사이에 있는 평활 콘덴서의 실효 전류의 증가를 억제할 수 있다. 본 발명에 의해 얻어지는 그 밖의 효과는, 본 발명을 실시하기 위한 형태의 설명 중에서 명백하게 한다.
도 1은 실시예 1에 있어서의 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 2는 실시예 1에 있어서의 제1 전력 변환부의 평활 콘덴서(210)의 전류 파형이다.
도 3은 실시예 1에 있어서의 제2 전력 변환부의 평활 콘덴서(310)의 전류 파형이다.
도 4는 실시예 1에 있어서의 모터 전류 파형이다.
도 5는 실시예 2에 있어서의 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 6은 실시예 2에 있어서의 고조파 중첩 방식의 적용을 도시하는 도표이다.
도 7은 실시예 3에 있어서의 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 8은 모터 회전수를 파라미터로 한 평활 콘덴서 리플 전류 실효값의 해석 결과이다.
도 9는 실시예 3에 있어서의 고조파 중첩 방식의 적용을 도시하는 도표이다.
도 10은 변조율을 파라미터로 한 전류 검출률의 검산 결과이다.
도 11은 실시예 5에 있어서의 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 12는 전동 파워 스티어링 장치에 관한 실시 형태를 설명하는 도면이다.
도 13은 종래예에 있어서의 전력 변환 장치의 회로 구성을 도시하는 도면이다.
도 14는 종래예에 있어서의 고조파 중첩 방식을 적용하지 않는 경우의 평활 콘덴서의 전류 파형이다.
도 15는 종래예에 있어서의 고조파 중첩 방식을 적용한 경우의 평활 콘덴서의 전류 파형이다.
도 16은 종래예에 있어서의 고조파 중첩 방식을 적용한 경우의 모터 전류 파형이다.
이하, 도면을 참조하여, 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 실시 형태에 대해서 설명한다. 또한, 각 도면에 있어서 동일 요소에 대해서는 동일한 부호를 기재하고, 중복된 설명은 생략한다. 또한, 종래 기술로서, 도 13 내지 도 15를 사용하여, 고조파 중첩 방식에 대해서 설명한다.
도 14는 각 상의 PWM 스위칭 기간과 전류 검출기의 전류 검출 타이밍을 동기시킴으로써, 1개의 전류 검출기만으로 모터 각 상에 흐르는 전류값을 구하는 방식이다. 도 14에는 전력 변환 장치의 어느 동작 타이밍에 있어서의 PWM 삼각파와, 전력 변환부의 3상 브리지 회로 각 상에 대한 전압 명령값 Vu*, Vv*, Vw*과, 3상 브리지 회로와 직류 전원 사이에 있는 평활 콘덴서의 전류 파형 Ic가 나타나 있다. 도 14의 기간 A는 PWM 삼각파의 파형이 전압 명령값 Vv*을 초과하고 나서 전압 명령값 Vw*을 초과할 때까지의 기간을 나타내고 있다. 기간 A는 PWM 스위칭 기간과 전류 검출 타이밍을 동기시킴으로써, 모터의 U상에 흐르는 전류값을 검출하는 기간이다.
전력 변환 장치의 어느 동작 타이밍에 있어서의 PWM 삼각파와 전압 명령값이 도 14에 도시한 바와 같은 관계였을 때, 평활 콘덴서에는 동 도면에 나타낸 바와 같은 파형의 전류가 흐른다. 그러나, U상의 전압 명령값 Vu*과 V상의 전압 명령값 Vv*이 근접해 있기 때문에, 기간의 폭이 좁아, 전류 검출기에서 전류를 검출하는 것이 곤란해져 버린다.
도 15는 또한 전압 벡터 Vs'와 Vs"의 평균값이 전압 벡터 Vs와 같아지도록 보정 제어를 실시함으로써, 전류 검출을 위한 시간을 확보하여, 모터 각 상에 흐르는 전류값을 구하는 방식이다. 이 전압 벡터 Vs' 및 Vs"의 평균값과, 전압 벡터 Vs를 같게 함으로써 전류 검출을 실현하는 제어 기술을, 「고조파 중첩 방식」이라 하기로 한다. 도 15에 도시하는 고조파 중첩 방식에서는, U상의 전압 명령값 Vu**을, 삼각파의 전반 후반에서 변화시킴으로써 기간 A의 폭을 넓게 하여, 전류 검출기에서 U상의 전류 검출을 가능하게 한다. 또한, Vu**의 평균값은, 도 14의 Vu*과 같다. 또한, 고조파 중첩 방식에 있어서는, 도 15에 도시한 것 이외에도 많은 방법이 제안되어 있으며, 상기 이외의 방법을 적용해도, 마찬가지 효과를 얻을 수 있다.
이와 같이, 각 상의 전압 명령값이 근접함으로써, 전류 검출을 하기 위한 충분한 시간을 확보할 수 없어, 모터 전류의 검출을 정상적으로 실시할 수 없는 기간이 발생하는 경우에도, 고조파 중첩 방식을 사용하면, 직류 모선 배선에 있는 1개의 전류 검출기에서만, 모터 각 상에 흐르는 전류를 검출하는 것을 실현한다.
그러나, 고조파 중첩 방식에서는, 1 캐리어 주기 내의 어느 기간의 통전 시간을 연장하고(도 15에 있어서의 기간 A), 또한 전압 명령값의 평균값을 같게 하기 위해서 역방향의 전류가 통하는 기간을 새롭게 둘 필요가 있다(기간 B). 그로 인해, 도 14 및 도 15에 도시하는 평활 콘덴서 전류 Ic의 파형을 비교하면 명백한 바와 같이, 고조파 중첩 방식을 적용하면 평활 콘덴서에 흐르는 실효 전류값이 증가해 버린다. 그 결과, 평활 콘덴서의 발열이 증가한다고 하는 과제가 있다. 평활 콘덴서로서는, 용량이 큰 전해 콘덴서가 자주 사용되지만, 전해 콘덴서는 열 수명 부품이기 때문에, 고조파 중첩 방식은 최종적으로 전력 변환 장치의 신뢰성을 저하시켜 버린다.
한편, 평활 콘덴서의 실효 전류값의 증가를 억제하기 위해서, 고조파 중첩 방식을 PWM의 매 주기 실시하는 것은 아니고, 전력 변환 장치의 전류 검출 타이밍에만 동기시켜서 실시하는 방법이 생각된다. 그러나, 이와 같이 하면, 전력 변환부의 모터 출력 배선단에는, 전류 검출 주기에 동기한 리플 파형이 발생한다. 예를 들어, 도 16에 나타내는 모터 전류 파형은, 주기 T1에서 고조파 중첩을 실시하지 않고, 주기 T2에서 고조파 중첩을 실시하여 전류를 검출하고 있다. 그 결과, 모터 전류에 나타나는 리플 파형에는, PWM 캐리어 주기 이하의 주파수 성분이 포함되어 버리기 때문에, 소리의 발생원인 모터로부터 PWM 캐리어 주기 이하의, 즉 가청역의 이음이 발생한다는 과제가 있다. 특히, 전술한 전동 파워 스티어링 시스템과 같은 차량 탑재 부품에서는 정음이 강하게 요구되고 있다.
이상과 같이, 전력 변환 장치의 소형화·생산성의 개선, 평활 콘덴서의 온도 상승 억제 및 모터 소음의 저감을, 동시에 해결하는 것은 큰 과제로 되어 있다.
실시예 1
도 1 내지 도 4를 사용하여, 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에 대해서 설명한다. 도 1은 제1 실시예에 따른 전력 변환 장치(100)의 전체 구성을 도시하는 회로도이다.
직류 전원(20)의 전력을 직류로부터 교류로 변환하는 전력 변환 장치(100)는, 전기 에너지를 기계 에너지로 변환하여 구동하는 모터(400)에 접속된다. 여기에서는, 전력 변환 장치(100)와 모터(400)로, 구동 장치(10)를 구성하고 있다. 모터(400)는, 예를 들어 3상 모터로 구성된다.
전력 변환 장치(100)는 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 2개의 전력 변환부를 갖고 있다. 전력 변환부(200)에는, 전력을 직류로부터 3상 교류로 변환하기 위한 3상 브리지 회로(220)를 구성하는 반도체 소자가 6개 구비되어 있다. 반도체 소자로서는, MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)이나 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 파워 반도체 소자가 있다.
3상 브리지 회로(220)로부터 직류 전원(20)측의 정부극 배선 사이에는, 전압 평활화를 위한 평활 콘덴서(210)가 1개 이상 구비되어 있다. 평활 콘덴서(210)는 충분한 용량을 갖고 있는 전해 콘덴서나 도전성 고분자 하이브리드 전해 콘덴서 등이 사용된다.
3상 브리지 회로(220)와 평활 콘덴서(210) 사이의 부극 배선에는, 모터의 상전류를 검출하기 위한 전류 검출기(230)가 설치된다. 전류 검출기(230)로서는, 저항값이 작은 저항기가 자주 사용되고 있지만, 커런트 트랜스 등 다른 전류 검출기를 사용해도 상관없다. 평활 콘덴서(210)로부터 직류 전원(20)측에는, 노이즈 대책 부품으로서 노멀 모드 초크 코일(281)이나 콘덴서(282) 등이 배치되어 있다.
또한, 도시하지 않았지만, 전력 변환부(200) 및 전력 변환부(300)와 모터(400)를 전기적으로 접속하는 배선 모두에, 이상 시에 회로를 온/오프하기 위한 릴레이가 하나씩 구비되어 있어도 된다. 릴레이로서는, 예를 들어 MOSFET 등의 반도체 소자나 기계식의 전자 릴레이가 있다. 또한, 노멀 모드 초크 코일(281)로부터 직류 전원(20)측, 또는 전력 변환부(200) 및 전력 변환부(300)측에 릴레이가 구비되어 있어도 된다. 릴레이로서는, 예를 들어 2개의 MOSFET이 소스 전극을 동 전위로 하는 형태로 직렬로 접속된, 쌍방향 릴레이나 기계식의 전자 릴레이가 있다. 또한, 전력 변환부(300)의 구성은 전력 변환부(200)와 동일하며, 상세한 설명은 생략한다.
이어서, 전력 변환 장치의 제어부에 관해서 설명한다. 전력 변환 장치(100)는 제어부(250)를 갖고 있다. 제어부(250)는 전압 명령 연산부(252)를 갖고 있으며, 구동 장치(10)로부터 모터를 원하는 값으로 제어하기 위한 전류 명령값이 부여된다. 또한, 제어부(250)는 전류 검출기(230) 및 전류 검출기(330)로부터 얻은 전압값을 증폭하는 전류 검출부(253) 및 전류 검출부(353)를 갖고 있으며, 전압 명령 연산부(252)에 전류 검출값을 부여한다.
전압 명령 연산부(252)는 전류 명령값과 전류 검출값을 기초로, 3상 브리지 회로(220) 및 3상 브리지 회로(320)의 각 상에 부여하는 전압 명령 Vu1*, Vv1*, Vw1* 및 Vu2*, Vv2*, Vw2*을 생성한다. 여기서, 전력 변환부(200)에 대한 전압 명령값을 통합하여 V1*이라 칭하고, 전력 변환부(300)에 대한 전압 명령값을 통합하여 V2*이라 칭하기로 한다.
생성된 전압 명령 V1* 및 V2*은, PWM 생성부(251)에 출력되고, PWM 생성부(251)는 3상 브리지 회로(220) 및 3상 브리지 회로(320)의 각각의 반도체 소자에, 게이트 전압 명령을 출력한다. 또한, PWM 생성부(251)는, 도 1에서는 각각의 전력 변환부에 공통으로 되어 있지만, 전력 변환부(200) 및 전력 변환부(300)용으로 각각 구비되어 있어도 된다.
전압 명령 연산부(252)는, 전압 명령 보정부(255)도 갖고 있다. 전압 명령 보정부(255)는, 도 14에 도시한 바와 같은, 전력 변환부의 각 상의 스위칭 타이밍이 근접 또는 동기하여, 전류 검출기를 사용해서 전류 검출을 하기 위한 시간이 충분하지 않은 경우에, PWM 1주기의 전압 명령의 평균값이 같아지도록 전압 명령을 보정한다. 그 결과, 전류 검출을 실시하기 위한 시간을 확보할 수 있어, 직류 모선에 구비된 전류 검출기(230) 및 전류 검출기(330)를 사용한 전류 검출을 가능하게 하고 있다.
3상 브리지 회로(220)와 3상 브리지 회로(320)의 반도체 소자는, 제어부(250)로부터 부여된 게이트 전압 명령에 기초하여, 온 또는 오프한다. 직류 전원(20)으로부터 부여되는 직류 전력을 3상 교류 전력으로 변환함으로써, 모터(400)를 원하는 출력으로 제어한다.
이어서, 전력 변환부(200) 및 전력 변환부(300)의, 특히 고조파 중첩 방식의 동작에 관해 설명한다. 또한, 이하의 설명에서는, 각 전력 변환부의 전류 검출 주기가, PWM 캐리어의 2 주기에 1회인 것으로 가정한다.
전력 변환 장치(100)의 어느 타이밍에 있어서의 동작 조건으로, 각 상의 전압 명령값이 근접해 있지 않아, 전류 검출을 위한 시간을 충분히 확보할 수 있는 상태를 생각한다. 이 경우, 구동 장치(10)로부터 보내진 전류 명령값은, 전압 명령 연산부(252)로부터 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)에 예를 들어 균등하게 분배되고, PWM 생성부(251)는 전압 명령값에 기초하여, 3상 브리지 회로(220)와 3상 브리지 회로(330)에 게이트 전압 명령을 출력한다. 그 결과, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)는, 거의 같은 전압·전류를 모터(400)에 출력한다.
이어서, 전력 변환부의 각 상의 전압 명령값이 근접하여, 전류 검출을 위한 시간을 충분히 확보할 수 없는 타이밍을 생각한다. 도 14에 도시한 바와 같이, 전압 명령값이 근접해 있기 때문에, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)에서는, U상의 전류를 검출하는 것이 곤란해진다. 그로 인해, 각각의 전력 변환부는 도 15에 도시한 바와 같은 고조파 중첩 방식을 적용하여, U상 전류를 검출한다.
여기서 전력 변환부(200)는, 도 2에 도시한 바와 같이, 전류 검출 주기(즉 PWM 캐리어 2주기)인 기간 T1 및 T2 중, 기간 T2에서 전류 검출을 실시하는 것으로 하고, 고조파 중첩에 의한 전압 명령값의 보정도 기간 T2에서만 실시한다. 한편, 전력 변환부(300)는, 도 3에 도시한 바와 같이, 전력 변환부(200)를 기준으로 해서 고조파 중첩 방식을 실시하는 타이밍을 어긋나게 하기 위해, 기간 T1에서 전류 검출 및 고조파 중첩에 의한 전압 명령값의 보정을 실시한다. 이와 같이, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 고조파 중첩의 횟수는, 전류 검출 주기(즉 PWM 캐리어 2주기)에 1회로 하고, 그 타이밍은 각각의 전력 변환부에서 일치하지 않는다.
도 4에, 전술한 전류 검출 방식에 의한 모터 배선 전류의 파형을 몇주기분 나타낸다. 모터 배선의 전류 파형은, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 출력이 가산된 값이 된다. 기간 T1에서는 전력 변환부(300)에서, 기간 T2에서는 전력 변환부(200)에서, 고조파 중첩에 기인하는 리플 파형이 나타난다. 그러나, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 전류 검출 타이밍을 1 캐리어 주기 어긋나게 함으로써, 모터 배선에 나타나는 리플 파형에는, PWM 캐리어 주기 이하의 주파수 성분이 새롭게 발생하는 일이 없다. 그 결과, 고조파 중첩 방식을 간헐로 해도, 도 16과 같은 가청역의 소음이 새롭게 발생하는 일이 없다.
이상의 구성으로 함으로써, 고조파 중첩 방식에 의한 평활 콘덴서의 실효 전류값의 증가를 억제할 수 있고, 그 결과 평활 콘덴서의 온도 상승을 억제할 수 있다. 평활 콘덴서의 온도 상승 억제는, 신뢰성의 향상뿐만 아니라, 평활 콘덴서 용량의 저감, 나아가서는 개수의 삭감도 가능하게 된다.
또한, 전력 변환 장치의 모터 출력 배선단에 나타나는 리플 파형은, 2개의 전력 변환부의 출력의 가산이 되기 때문에, 전력 변환부를 1개로 구성하는 종래의 전력 변환 장치의 경우와 동등하게 된다. 즉, 고조파 중첩의 횟수를 삭감했다 하더라도, 소리의 발생원인 모터로부터 발생하는 소음의 주파수 성분이 PWM 캐리어 주파수 이하가 되는 일이 없어, 가청역의 소리가 발생하는 것을 억제한다.
또한, 전력 변환부에 구비하는 전류 검출기의 수를 1개로 함으로써, 전력 변환 장치의 소형화 및 생산성 향상도 실현한다.
또한, 본 실시예에서는, 평활 콘덴서(210)와 평활 콘덴서(310)는, 각 전력 변환부에서 개별로 구비하는 구성으로 했지만, 전력 변환부(200 및 300)와 직류 전원(20) 사이에 배치하여, 공통으로 구비하는 구성으로 해도 상관없다.
또한, 전류 검출기(230)는 직류 모선의 부극측에 구비되어 있지만, 전력 변환부(200)와 평활 콘덴서(210)를 접속하는 정극측 배선, 전력 변환부(300)와 평활 콘덴서(310)를 접속하는 정극측 배선에, 각각 구비되어 있어도 된다.
또한 본 실시예에서는, 전류 검출 주기를 PWM 주기의 2배라 가정하고 있지만, 2배 이상이어도 상관없고, 전류 검출 주기에 맞추는 형태로, 고조파 중첩에 의한 전압 명령값의 보정 모터의 소음이 문제가 되지 않는 범위에서 긴 간헐 기간으로 해도 상관없다. 또한 이때, 각각의 전력 변환부의 간헐 기간은 동일하지 않아도 되고, 예를 들어 각각의 간헐 기간의 공배수의 타이밍에서는, 고조파 중첩의 기간이 일치해도 상관없다.
실시예 2
도 5 및 도 6을 사용하여, 제2 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에 대해서 설명한다. 또한, 제1 실시 형태와 공통되는 구성에 관해서는, 설명을 생략한다.
본 실시 형태에 있어서의 제어부(250)에는, 평활 콘덴서(210)의 온도를 검출하는 온도 검출부(256)와, 평활 콘덴서(310)의 온도를 검출하는 온도 검출부(356)를 갖는다. 여기서, 온도 측정 방법으로서는, 열전대 등을 접속함으로써 직접 판독하는 방법이나, 동일 기판 상에 실장된 서미스터 등으로부터 추정하는 방법 또는 통전 전류의 크기로부터 도출하는 발열량과 등가열 회로망 등으로 표현한 열시상수를 사용해서 내부 온도를 산출하는 방법 등을 들 수 있다.
또한, 평활 콘덴서(210)와 평활 콘덴서(310)에는 온도 상한 Tmax가 규정되어 있다. 제어부(250)는 전력 변환 장치(100)가 동작하고 있는 동안, 각각의 평활 콘덴서의 온도를 모니터링하고 있다. 이하에서는, 평활 콘덴서 온도가 Tmax 이하인 상태에 있어서의 제어 방식을, 2개의 케이스로 나누어서 도 6을 사용해서 설명한다.
<케이스 1>
평활 콘덴서 온도 Tc가 Tmax보다 작을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 고조파 중첩 방식을 간헐로 하지 않는 경우를 케이스 1이라 정의한다. 케이스 1에서는, 평활 콘덴서 온도 Tc＜Tmax일 때, 고조파 중첩 방식의 주기 Ti0은 PWM 캐리어 주기와 같다.
그 후, 전력 변환 장치(100)의 동작이 계속되어, 평활 콘덴서(210)와 평활 콘덴서(310) 중 어느 한쪽 또는 양쪽의 온도가 Tmax 이상으로 되었을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 한쪽 또는 양쪽은, 실시예 1에서 나타낸 바와 같은 고조파 중첩 방식의 간헐 제어를 적용한다. 적용되는 간헐 제어의 주기 Ti1은 Ti1＞Ti0이 되는 주기이다.
<케이스 2>
한편, 평활 콘덴서 온도 Tc가 Tmax보다 작을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 고조파 중첩 방식을 간헐로 하고 있는 경우를 케이스 2라 정의한다. 이때의 고조파 중첩 방식의 주기는, PWM 캐리어 주기보다 큰 Ti2이다.
그 후, 전력 변환 장치(100)의 동작이 계속되어, 평활 콘덴서(210)와 평활 콘덴서(310) 중 어느 한쪽 또는 양쪽의 온도가 Tmax 이상으로 되었을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 한쪽 또는 양쪽은, 고조파 중첩 방식의 간헐 기간이 Tc＜Tmax일 때와 비교해서 커지도록 제어를 적용한다. 즉, Tc＞Tmax에 있어서의 간헐 제어의 주기 Ti3은 Ti3＞Ti2가 된다.
이상과 같은 제어를 실시함으로써, 평활 콘덴서의 온도를 모니터링하여, 평활 콘덴서 온도가 허용값 이상이 된 경우에 고조파 중첩 방식을 간헐로 함으로써, 평활 콘덴서를 보호하는 것이 가능하게 된다.
또한, 평활 콘덴서 온도가 허용 이하인 기간에서는, 전류 검출 주기를 PWM의 캐리어 주기와 같거나, 또는 가깝게 할 수 있기 때문에, 전류 검출 주기를 짧게 함으로써 고정밀도의 모터 제어를 필요로 하는 시스템에도, 본 제안 방법을 적용할 수 있다.
실시예 3
도 7 내지 도 9를 사용하여, 제3 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에 대해서 설명한다. 또한, 제1 또는 제2 실시 형태와 공통되는 구성에 관해서는, 설명을 생략한다.
도 7은 본 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)의 전체 구성을 도시하는 회로도이다. 본 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)는, 제1 실시 형태에 따른 전력 변환 장치와 비교하여, 모터(400)의 회전수를 검출하는 위치 검출 장치(257)를 더 구비하고 있다. 위치 검출 장치(257)로서는, 리졸버나, GMR(Giant Magneto Resistance) 센서 등을 사용할 수 있다.
위치 검출 장치(257)가 검출한 모터 회전수 Rm은, 제어부(250)에 입력된다. 제어부(250)에는, 모터 회전수의 하한값 Rmin이 설정된다. 제어부(250)는 위치 검출 장치(257)가 검출한 모터 회전수 Rm과, 모터 회전수의 하한값 Rmin을 비교한다.
도 8은 고조파 중첩 방식을 적용하지 않는 경우와, 고조파 중첩 방식을 적용하는 경우에 있어서의 평활 콘덴서의 리플 전류의 실효값의 해석 결과를 나타내고 있다. 도 8에 있어서, 고조파 중첩 방식을 적용하지 않는 경우란, 모터 전류를 일정하게 했을 때, 당해 모터 전류값을 복수의 모터 배선으로부터 직접 검출하는 경우이다. 또한, 고조파 중첩 방식을 적용하는 경우란, 모터 전류를 일정하게 했을 때, 당해 모터 전류값을 직류 모선에 구비된 전류 검출기를 사용해서 구한 경우이며, 모터 회전수 Rm을 파라미터로서, PWM 캐리어의 매 주기에 고조파 중첩 방식을 적용한 경우이다.
도 8에서 명백해진 바와 같이, PWM 캐리어의 매 주기에 고조파 중첩 방식을 적용한 경우, 모터 회전수가 작아지면 고조파 중첩 방식의 영향으로 평활 콘덴서의 리플 전류 실효값이 증가하고 있다. 이것은 고조파 중첩 방식을 적용하는 시스템에 있어서는, 모터 회전수가 작아지면, 각 상의 전압 명령값이 근접하여, 전류 검출이 곤란한 기간이 증가하고 있기 때문이다.
따라서 본 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에서는, 제어부(250)가 모터 회전수 Rm을 소정의 하한값 Rmin과 비교하여, 제어를 전환한다. 도 9에서는, 모터 회전수 Rm이 Rmin보다 큰 경우의 제어 방식으로서 2개의 케이스를 설명하고 있다.
<케이스 1>
모터 회전수 Rm이 Rmin보다 클 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 고조파 중첩 방식을 간헐로 하지 않는 경우를 케이스 1이라 정의한다. 케이스 1에서는, 모터 회전수 Rm＞Rmin일 때, 고조파 중첩 방식의 주기 Ti0은 PWM 캐리어 주기와 같다.
그 후, 전력 변환 장치(100)의 동작이 계속되어, 모터 회전수 Rm이 Rmin보다 작아졌을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 한쪽 또는 양쪽은, 실시예 1에서 나타낸 바와 같은 고조파 중첩 방식의 간헐 제어를 적용한다. 적용되는 간헐 제어의 주기 Ti1은 Ti1＞Ti0이 되는 주기이다.
<케이스 2>
한편, 모터 회전수 Rm이 Rmin보다 클 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 고조파 중첩 방식을 간헐로 하고 있는 경우를 케이스 2라 정의한다. 이때의 고조파 중첩 방식의 주기는, PWM 캐리어 주기보다 큰 Ti2이다.
그 후, 전력 변환 장치(100)의 동작이 계속되어, 모터 회전수 Rm이 Rmin보다 작아졌을 때, 전력 변환부(200)와 전력 변환부(300)의 한쪽 또는 양쪽은, 고조파 중첩 방식의 간헐 기간이 Rm＞Rmin일 때와 비교해서 커지도록, 제어를 적용한다. 즉, Rm＜Rmin에 있어서의 간헐 제어의 주기 Ti3은 Ti3＞Ti2가 된다.
또한, 상술한 본 실시 형태에 따른 제어 방식은, 제2 실시 형태에 따른 제어와 동시에 적용해도 된다. 예를 들어, 케이스 1의 조건으로, 모터 회전수 Rm이 Rmin 이하가 된 경우에도, 평활 콘덴서 온도 Tc가 상한 Tmax 이하인 경우에는, PWM 캐리어 주기에서의 고조파 중첩 방식의 적용을 개시하도록 해도 된다. 또는, 케이스 2의 조건으로 모터 회전수 Rm이 Rmin 이하가 된 경우에도, 평활 콘덴서 온도 Tc가 상한 Tmax 이하인 경우에는, 고조파 중첩 방식의 적용 주기를 크게 하는 제어를 실시하지 않는 것으로 해도 된다.
이상과 같은 제어를 실시함으로써, 평활 콘덴서 온도 상승의 억제를, 평활 콘덴서 자신의 온도 이외의 제어 인자로 실시할 수 있다. 모터 제어에 있어서, 모터 회전수는 일반적으로 검출하고 있는 값이며, 추가 검출 부품을 불필요로 할 수 있다.
또한, 모터 회전수가 큰 경우에, 전류의 변화가 빠르기 때문에 짧은 전류 검출 주기로 전류를 검출하여 모터를 고정밀도로 제어할 필요가 있는 시스템이라도, 모터 회전수가 낮은 경우에는 전류 변화가 늦기 때문에, 전류 검출 주기를 짧게 해도 되는 경우가 있다. 그러한 시스템에서는, 평활 콘덴서의 온도 상승에 영향을 주는, 모터 회전수 Rm이 하한 Rmin보다 작은 기간에서 간헐 제어를 실시해도, 모터 제어 성능의 유지와 평활 콘덴서의 온도 상승 억제를 실현할 수 있다.
또한, 평활 콘덴서의 온도 검출값의 판정 결과와 본 실시예의 방식을 양쪽 적용함으로써, 2개의 파라미터로 평활 콘덴서 온도를 제어하는 것을 실현하여, 전력 변환 장치의 신뢰성 개선과, 고정밀도의 모터 제어의 동작 범위를 더욱 넓힐 수 있다.
실시예 4
계속해서, 제4 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)에 대해서 설명을 한다. 제3 실시 형태인 도 8에 있어서는, 모터 회전수를 파라미터로 해서, 평활 콘덴서의 리플 전류 실효값을 시산하고 있지만, 본 실시 형태에서는, PWM의 변조율을 파라미터로 하고 있다.
도 10은 PWM 변조율을 파라미터로 해서, 전력 변환 장치의 전류 검출률을 그래프에 나타낸 것이다. 도 10의 결과는, 직류 모선에 구비한 1개의 전류 검출기를 사용한 경우에, 고조파 중첩 방식을 적용하지 않아도 전류 검출이 가능하게 되는 비율을, PWM의 변조율을 파라미터로 해서 시산한 것이다. 도 10에서 명백해진 바와 같이, 전류 검출률은 어떤 변조율을 기준으로 크게 변화하는 것을 알 수 있다.
따라서, 본 실시 형태에 따른 전압 명령 연산부(252)는 변조율의 기준값을 설정하고, 당해 기준값과, 전류 명령값 등으로부터 연산한 PWM 변조율의 대소를 비교한다. 전압 명령 연산부(252)는, 비교의 결과에 따라, 고조파 중첩 방식의 간헐 기간의 개시 혹은 정지, 또는 기간의 대소를 변화시킨다.
이러한 제어를 실시함으로써, 평활 콘덴서의 온도 상승 억제 제어의 제어 파라미터가 늘어나서 제어성이 향상된다. 또한, 변조율과 등가가 되지만, 전압 명령 연산부에 모터 전류의 기준값의 기준을 설정하여, 모터 전류의 대소로 간헐 제어 기간의 변경을 실시해도 된다.
실시예 5
도 11은 제5 실시 형태에 따른 전력 변환 장치(100)의 회로도이다. 본 실시 형태는, 1개의 전력 변환부(200)와 제어부(250)로 이루어지는 전력 변환 장치(100)와, 1개의 모터(400)를 갖는 구동 장치(10)를 나타내고 있다. 또한, 전력 변환 장치의 기호는, 지금까지의 실시예의 전력 변환부(200)와 마찬가지이며, 또한 지금까지의 실시 형태와 구성이 동일한 것에 관해서는, 설명을 생략한다.
전력 변환 장치(100)는 평활 콘덴서(210)의 온도를 검출하는 온도 검출부(256)를 갖고 있다. 또한, 전압 명령 연산부(252)는 평활 콘덴서(210)의 온도 상한 Tmax를 구비하고 있다.
전력 변환 장치(100)는 평활 콘덴서(210)의 온도가 상한 Tmax보다 작을 때, 소음 대책을 위해, 고조파 중첩 방식을 PWM의 매 캐리어 주기 적용하고 있다. 평활 콘덴서(210)의 온도가 상한 Tmax 이상이 된 경우에는, 고조파 중첩 방식을 지금까지의 실시예에서 설명해 온 바와 같은, 간헐로 하는 제어를 실시한다. 또한, 제2 실시 형태에 있어서의 케이스 2와 같이, 평활 콘덴서(210)의 온도가 상한 Tmax 이상이 된 경우에는, 고조파 중첩 방식의 기간을 크게 하는 제어를 실시한다.
이상과 같은 구성으로 함으로써, 캐리어 주파수가 작은 시스템에 있어서도, 정상 시에는 소음의 문제가 발생하지 않는다. 또한, 평활 콘덴서 온도가 상한에 도달했을 때에는, 고조파 중첩 방식을 간헐로 하는 제어를 실시함으로써, 전력 변환 장치의 신뢰성을 향상시킨다.
또한, 제4 실시 형태에 나타낸 바와 같이, 고조파 중첩 방식을 간헐로 하는 제어 적용의 개시 혹은 정지, 또는 간헐로 하는 주기의 대소를 변화시키는 파라미터로서, 모터 회전수·모터 전류·변조율 등을 선택하여, 각 파라미터에 기준값을 설정함으로써, 고조파 중첩 방식의 간헐 제어 타이밍을 변화시켜도, 마찬가지 효과를 얻을 수 있다.
실시예 6
도 12는 상술한 실시 형태에 따른 전력 변환 장치를 전동 파워 스티어링 장치에 적용한, 제6 실시 형태이다. 도 12에 도시한 바와 같이, 구동 장치(10)는 차량의 스티어링(1)의 회전축에 설치된 기어(4)를 통해서 토크를 발생시켜서, 스티어링(1)에 의한 조타를 어시스트한다. 여기서, 구동 장치(10)는 지금까지 설명한 제어 기술을 적용한 것이다.
이상과 같이, 본 실시 형태의 전동 파워 스티어링 장치는, 소형화된 전력 변환 장치를 구비함으로써, 탑재 스페이스가 적은 차에도 적용할 수 있어, 다양한 차종 전개를 가능하게 한다. 또한, 본 실시 형태의 전동 파워 스티어링 장치는, 정음화된 전력 변환 장치를 구비함으로써, 운전자 근방에 구동 장치를 구비하는 것을 실현한다. 또한, 본 실시 형태의 전동 파워 스티어링 장치는 전력 변환 장치 내에 있는 평활 콘덴서의 온도 상승을 억제시킴으로써, 신뢰성이 높은 시스템을 실현할 수 있다.
또한, 이상의 실시예에 있어서, 모터는 3상으로 구성되는 것으로 하였지만, 동일 모터 하우징 중에, 3상 이상의 모터 권취선이 구성되는 시스템에 있어서도, 본 발명은 마찬가지 효과를 발휘할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치는 2개의 전력 변환부를 갖고 있지만, 복수의 전력 변환부를 갖는 경우에 있어서도, 어떤 전력 변환부를 기준으로 해서 다른 전력 변환부의 간헐 제어를 실시함으로써, 지금까지 설명한 실시예와 동등한 효과를 얻을 수 있다.
20 : 직류 전원
100 : 전력 변환 장치
200 : 전력 변환부
210 : 평활 콘덴서
220 : 3상 브리지 회로
230 : 전류 검출기
250 : 제어부
252 : 전압 명령 연산부
253 : 전류 검출부
255 : 보정부
256 : 온도 검출부
257 : 위치 검출 장치
300 : 전력 변환부
310 : 평활 콘덴서
320 : 3상 브리지 회로
330 : 전류 검출기
353 : 전류 검출부
356 : 온도 검출부
400 : 모터

Claims (11)

  1. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환해서 모터를 제어하는 전력 변환 장치이며,
    상기 직류 전압을 평활화하는 평활 콘덴서와,
    전력을 변환하기 위한 브리지 회로를 갖는 제1 전력 변환부와,
    전력을 변환하기 위한 브리지 회로를 갖고, 상기 제1 전력 변환부와 병렬로 접속되는 제2 전력 변환부와,
    출력 전압 벡터 및 PWM 캐리어에 기초하여 PWM 펄스를 생성하는 제어부를 구비하고,
    상기 제어부는 제1 출력 전압 벡터에 기초하여 상기 제1 전력 변환부의 출력을 제어하기 위한 제1 PWM 펄스를 생성함과 함께, 제2 출력 전압 벡터에 기초하여 상기 제2 전력 변환부의 출력을 제어하기 위한 제2 PWM 펄스를 생성하고,
    상기 제어부는 소정의 출력 전압 벡터값을, 상기 PWM 캐리어의 1주기 내에서의 평균값이 당해 소정의 출력 전압 벡터값이 되는 다른 2개 이상의 출력 전압 벡터값으로 보정을 하는 보정부를 갖고,
    상기 보정부는, 상기 PWM 캐리어의 복수 주기 중 1주기인 제1 기간에 있어서, 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하고, 또한 상기 PWM 캐리어의 복수 주기 중 1주기이며 상기 제1 기간과는 다른 제2 기간에 있어서, 상기 제2 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 전력 변환부 및 상기 제2 전력 변환부 각각은, 상기 브리지 회로에 흐르는 직류 모선의 전류를 검출해서 검출 전류값을 상기 제어부에 출력하는 전류 검출기를 갖고,
    상기 제1 전력 변환부의 상기 전류 검출기는, 상기 제1 기간에 있어서 상기 직류 모선의 전류를 검출하고,
    상기 제2 전력 변환부의 상기 전류 검출기는, 상기 제2 기간에 있어서 상기 직류 모선의 전류를 검출하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 평활 콘덴서의 온도를 검출하는 온도 검출부를 구비하고,
    상기 보정부는, 상기 평활 콘덴서의 온도가 소정의 온도 이상인 경우에, 상기 제1 기간에 있어서 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행함과 함께, 상기 제2 기간에 있어서 상기 제2 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 보정부는, 상기 평활 콘덴서의 온도가 상기 소정의 온도보다 작을 때는, 상기 PWM 캐리어의 매 주기에 있어서, 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    N1을 2 이상의 자연수로 하고, 또한 N2를 N1보다 큰 자연수로 했을 때,
    상기 보정부는, 상기 평활 콘덴서의 온도가 상기 소정의 온도보다 작을 때는, 상기 PWM 캐리어의 N1 주기에 1회의 주기로 상기 보정을 행하고,
    또한 상기 보정부는, 상기 평활 콘덴서의 온도가 상기 소정의 온도 이상일 때는, 상기 PWM 캐리어의 N2 주기에 1회의 주기로 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 모터에 구비된 로터의 회전수를 검출하는 회전수 검출부를 구비하고,
    상기 보정부는, 상기 로터의 회전수가 소정의 회전수 이하일 때, 상기 제1 기간에 있어서 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행함과 함께, 상기 제2 기간에 있어서 상기 제2 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 보정부는, 상기 로터의 회전수가 상기 소정의 회전수보다 클 때는, 상기 PWM 캐리어의 매 주기에 있어서, 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    N3을 2 이상의 자연수로 하고, 또한 N4를 N3보다 큰 자연수로 했을 때,
    상기 보정부는, 상기 로터의 회전수가 상기 소정의 회전수보다 클 때는, 상기 PWM 캐리어의 N3 주기에 1회의 주기로 상기 보정을 행하고,
    또한 상기 보정부는, 상기 로터의 회전수가 상기 소정의 회전수 이하일 때는, 상기 PWM 캐리어의 N4 주기에 1회의 주기로 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 보정부는, 상기 제1 또는 제2 PWM 펄스의 변조율이 소정의 변조율 이하일 때, 상기 제1 기간에 있어서 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행함과 함께, 상기 제2 기간에 있어서 상기 제2 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 평활 콘덴서는, 상기 제1 전력 변환부에 포함되는 제1 평활 콘덴서와, 상기 제2 전력 변환부에 포함되는 제2 평활 콘덴서를 갖고,
    상기 제1 전력 변환부는, 상기 제1 평활 콘덴서의 온도를 검출하는 제1 온도 검출부를 갖고,
    상기 제2 전력 변환부는, 상기 제2 평활 콘덴서의 온도를 검출하는 제2 온도 검출부를 갖고,
    상기 보정부는, 상기 제1 평활 콘덴서의 온도가 소정의 온도 이상인 경우에, 상기 제1 기간에 있어서 상기 제1 출력 전압 벡터값의 상기 보정을 행하는 전력 변환 장치.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 기재된 전력 변환 장치와,
    상기 전력 변환 장치에 의해 제어되는 상기 모터를 구비한 전동 파워 스티어링 장치.
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