DE112021004405T5

DE112021004405T5 - Motorsteuervorrichtung, elektromechanische integrierte einheit, hybridsystem und elektrisches servolenkungssystem

Info

Publication number: DE112021004405T5
Application number: DE112021004405.2T
Authority: DE
Inventors: Takaya TSUKAGOSHI; Shun Taniguchi; Takafumi Hara
Original assignee: Hitachi Astemo Ltd
Current assignee: Hitachi Astemo Ltd
Priority date: 2020-10-21
Filing date: 2021-09-21
Publication date: 2023-06-15
Also published as: US20230402953A1; JPWO2022085351A1; JP7431346B2; WO2022085351A1; CN116368716A

Abstract

Eine Motorsteuervorrichtung ist mit einem Leistungsumsetzer verbunden, der eine Leistungsumsetzung von Gleichstromleistung in Wechselstromleistung durchführt und den Antrieb eines Wechselstrommotors steuert, der unter Verwendung der Wechselstromleistung angetrieben wird, wobei die Motorsteuervorrichtung umfasst: eine Trägerwellen-Erzeugungseinheit, die eine Trägerwelle erzeugt, eine Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit, die eine Frequenz der Trägerwelle anpasst, und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit, die eine Pulsbreitenmodulation an einem Spannungsbefehl gemäß einem Drehmomentbefehl unter Verwendung der Trägerwelle durchführt und ein Gate-Signal zum Steuern eines Betriebs des Leistungsumsetzers erzeugt, bei dem eine Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle zufällig geändert wird.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Motorsteuervorrichtung, eine elektromechanische integrierte Einheit, ein Hybridsystem und ein elektrisches Servolenkungssystem.
Stand der Technik
Ein Permanentmagnet-Synchronmotor benötigt keinen mechanischen Stromgleichrichtungsmechanismus wie eine Bürste oder einen Kommutator, ist einfach zu warten, klein und leicht und hat einen hohen Wirkungsgrad und Leistungsfaktor. Daher wird der Permanentmagnet-Synchronmotor weithin für Anwendungen wie Antrieb und Stromerzeugung von Elektrofahrzeugen verwendet. Im Allgemeinen umfasst ein Permanentmagnet-Synchronmotor einen Stator, der eine Ankerspule und dergleichen umfasst, und einen Rotor, der einen Permanentmagneten, einen Eisenkern und dergleichen umfasst. Eine von einer Gleichstromquelle wie einer Batterie gelieferte Gleichspannung wird durch einen Wechselrichter in eine Wechselspannung umgesetzt und ein Wechselstrom fließt durch eine Ankerspule eines Permanentmagnet-Synchronmotors mittels der Wechselspannung, wodurch ein Ankermagnetfluss erzeugt wird. Der Permanentmagnet-Synchronmotor wird durch ein Magnetdrehmoment, das durch Anziehungskraft und Abstoßungskraft erzeugt wird, die zwischen dem Ankermagnetfluss und dem Magnet-Magnetfluss des Permanentmagneten erzeugt werden, und das Reluktanzdrehmoment, das erzeugt wird, um den Magnetwiderstand des den Rotor durchlaufenden Ankermagnetflusses zu minimieren, angetrieben.
Bei dem Permanentmagnet-Synchronmotor werden elektromagnetische Kräfte aufgrund eines Ankermagnetflusses und eines Magnet-Magnetflusses in einer Drehrichtung (Umfangsrichtung) des Motors und einer Richtung (Radialrichtung) senkrecht zu einer Drehachse des Motors erzeugt. Das obige Drehmoment wird durch Integrieren der elektromagnetischen Kraft in der Umfangsrichtung erhalten und enthält eine Drehmomentschwankung (Drehmomentpulsation), die durch eine Struktur eines Magnetkreises des Motors verursacht wird. Indes wirkt die in Radialrichtung des Motors erzeugte elektromagnetische Kraft als Erregungskraft (elektromagnetische Erregungskraft), die den Stator und das Gehäuse des Motors verformt und vibrieren lässt.
Da es bei niedriger Drehzahl des Motors wenige andere Vibrations- und Geräuschfaktoren gibt, treten Vibrationen und Geräusche, die durch Drehmomentpulsation verursacht werden, zu Tage. Insbesondere kann bei einem umweltfreundlichen Fahrzeug, das einen Permanentmagnet-Synchronmotor verwendet, wie z. B. einem Elektrofahrzeug oder einem Hybridfahrzeug, aufgrund eines Zwei-Trägheits-Systems aus einem Rotor und einem Reifen des Motors bei niedriger Drehzahl eine Fahrzeugkarosserieresonanz auftreten und Vibrationen und Geräusche können merklich werden. Indes ist im restlichen Drehzahlbereich des Motors mit Ausnahme der niedrigen Drehzahl die elektromagnetische Kraft (elektromagnetische Erregungskraft) in Radialrichtung etwa 5- bis 10-mal so groß wie die elektromagnetische Kraft (Drehmomentpulsation) in Umfangsrichtung. Daher werden Vibration und Geräusche aufgrund der elektromagnetischen Erregungskraft dominant.
Außerdem umfasst der durch den Motor fließende Wechselstrom eine Grundschwingungs-Stromkomponente wie beispielsweise eine Sinuswelle, die zur Antriebssteuerung des Motors verwendet wird und deren Frequenz gemäß der Drehzahl des Motors umgewandelt wird, und eine harmonische Stromkomponente aufgrund des Schaltbetriebs des Wechselrichters. Die Frequenz des harmonischen Stroms wird durch die Frequenz des Grundschwingungsstroms und die Frequenz der für die PWM-Modulation verwendeten Trägerwelle bestimmt. Daher überlappen sich je nach Drehzahl des Motors die elektromagnetische Erregungskraft oder die Drehmomentpulsation, die im Motor durch den Grundschwingungsstrom erzeugt wird, und die elektromagnetische Erregungskraft oder die Drehmomentpulsation, die in dem Motor durch den harmonischen Strom erzeugt wird, und es können starke Vibrationen oder Geräusche erzeugt werden.
Als verwandte Technik der vorliegenden Erfindung ist eine in PTL 1 beschriebene Technik bekannt. PTL 1 offenbart ein Verfahren zum Steuern einer zweiten Phase, die einen Grundschwingungsstrom gemäß einer Drehzahl eines Permanentmagnetmotors und einen harmonischen Strom aufgrund eines Schaltbetrieb umfasst, derart, dass eine erste Phase, die eine Phase einer periodisch durch den Grundschwingungsstrom in dem Motor erzeugten Erregungskraft ist, und die zweite Phase, die eine Phase einer periodisch durch den harmonischen Strom in dem Motor erzeugten Erregungskraft ist, einander bei einer vorbestimmten Motordrehzahl nicht überlappen..
Entgegenhaltungsliste
Patentdokument(e)
PTL1: WO 2018/139295 A
Zusammenfassung der Erfindung
Technisches Problem
Wie es oben beschrieben ist, treten, da es bei einer geringen Drehzahl des Motors wenige andere Vibrations- und Geräuschfaktoren gibt, Vibrationen und Geräusche, die durch Drehmomentpulsation verursacht werden, zu Tage. Indes dominieren Vibrationen und Geräusche aufgrund einer elektromagnetischen Erregungskraft in einem restlichen Drehzahlbereich des Motors mit Ausnahme der niedrigen Drehzahl. Wie es oben beschrieben ist, sind in einem umweltfreundlichen Fahrzeug, das einen Permanentmagnet-Synchronmotor verwendet, wie z. B. einem Elektrofahrzeug oder einem Hybridfahrzeug, Vibrationen und Geräusche in einem weiten Drehzahlbereich ein Problem. Jedoch kann das in PTL 1 offenbarte Verfahren in einem weiten Bereich von Drehgeschwindigkeiten einen solchen Punkt nicht wirksam verbessern.
Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf die vorstehenden Probleme ersonnen und ihre Aufgabe ist es, Vibrationen und Geräusche, die in einem Permanentmagnet-Synchronmotor erzeugt werden, wirksam zu unterdrücken.
Lösung des Problems
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Motorsteuervorrichtung geschaffen, die mit einem Leistungsumsetzer verbunden ist, der eine Leistungsumsetzung von Gleichstrom in Wechselstrom durchführt und den Antrieb eines Wechselstrommotors steuert, der unter Verwendung des Wechselstroms angetrieben wird, wobei die Motorsteuervorrichtung umfasst: eine Trägerwellen-Erzeugungseinheit, die eine Trägerwelle erzeugt; eine Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit, die eine Frequenz der Trägerwelle anpasst; und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit, die eine Pulsbreitenmodulation an einem Spannungsbefehl gemäß einem Drehmomentbefehl unter Verwendung der Trägerwelle durchführt und ein Gate-Signal zum Steuern eines Betriebs des Leistungsumsetzers erzeugt, in dem eine Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle zufällig geändert ist.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine elektromechanische integrierte Einheit geschaffen, die umfasst: die Motorsteuervorrichtung; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; den Wechselstrommotor, der von dem Leistungsumsetzer angetrieben wird; und ein Getriebe, das eine Drehantriebskraft des Wechselstrommotors überträgt und in dem der Wechselstrommotor, der Leistungsumsetzer und das Getriebe integriert sind.
Gemäß einem nochmals weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Hybridsystem geschaffen, das umfasst: die Motorsteuervorrichtung; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; den Wechselstrommotor, der von dem Leistungsumsetzer angetrieben wird; und ein Motorsystem, das mit dem Wechselstrommotor verbunden ist.
Gemäß einem nochmals weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein elektrisches Servolenkungssystem geschaffen, das umfasst: die Motorsteuervorrichtung; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; und den Wechselstrommotor, der durch den Leistungsumsetzer angetrieben wird, wobei eine Lenkbetätigung eines Fahrers mittels einer Drehantriebskraft des Wechselstrommotors unterstützt wird.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung können Vibrationen und Geräusche, die in einem Permanentmagnet-Synchronmotor erzeugt werden, wirksam unterdrückt werden.
Figurenliste

[1] 1 ist ein Gesamtkonfigurationsdiagramm eines Motorantriebssystems mit einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[2] 2 ist ein Blockdiagramm, das eine funktionale Konfiguration einer Motorsteuervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
[3] 3 ist eine Darstellung zum Erläutern der Erzeugung von Schwingungen und Geräuschen und ihrem Übertragungsweg, wenn der Motor angetrieben wird.
[4] 4 ist eine Darstellung zum Erläutern einer Beziehung zwischen der Anzahl von Schaltimpulsen pro Sinuswelle und einer zeitharmonischen Spannung.
[5] 5 ist eine Darstellung, die eine Beziehung zwischen Spannungswellenformen in einem Fall, in dem eine Phasendifferenz zwischen einer modulierten Welle und einer Trägerwelle geändert wird, darstellt.
[6] 6 ist eine Darstellung, die harmonische Komponenten einer U-Phasen-Wechselspannung darstellt, wenn die Phasendifferenz zwischen der modulierten Welle und der Trägerwelle geändert wird.
[7] 7 ist ein Blockdiagramm einer Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[8] 8 ist ein Blockdiagramm einer Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[9] 9 ist ein Blockdiagramm einer Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[10Fig. 10 ist eine Darstellung, die ein Beispiel eines Berechnungsergebnisses eines Diffusionswerts durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit zeigt.
[11] 11 ist eine konzeptionelle Darstellung einer Referenzspannungsphasen-Berechnung der vorliegenden Erfindung.
[12] 12 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Berechnungsverarbeitung der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
[13] 13 ist eine Darstellung, die ein Beispiel eines Änderungszustands in jeder Harmonischen und jedem Diffusionswert eines U-Phasen-Stroms abhängig davon, ob das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird, zeigt.
[14] 14 ist eine Darstellung, die ein Beispiel eines Änderungszustands in jeder Harmonischen und jedem Diffusionswert des U-Phasen-Stroms abhängig davon, ob das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird, zeigt.
[15] 15 ist eine perspektivische Außenansicht einer elektromechanischen integrierten Einheit gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[16] 16 ist ein Konfigurationsdiagramm eines Hybridsystems gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[17] 17 ist ein Konfigurationsdiagramm eines elektrischen Servolenkungssystems gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
[18] 18 ist ein Konfigurationsdiagramm eines Antriebssteuersystems in dem elektrischen Servolenkungssystem gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Beschreibung von Ausführungsformen
[Erste Ausführungsform]
Nachfolgend wird eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein Gesamtkonfigurationsdiagramm eines Motorantriebssystems mit einer Motorsteuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 1 umfasst ein Motorantriebssystem 100 eine Motorsteuervorrichtung 1, einen Motor 2, einen Wechselrichter 3, eine Hochspannungsbatterie 5, eine Stromdetektionseinheit 7 und einen Drehpositionsdetektor 8.
Eine Drehposition θ des Motors 2 wird von dem Drehpositionsdetektor 8 in die Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben. Zusätzlich werden lu, Iv und Iw, die durch den Motor 2 fließende Dreiphasen-Wechselströme darstellen, von der Stromdetektionseinheit 7 eingegeben und ein Drehmomentbefehl T* wird von einer Host-Steuervorrichtung (nicht dargestellt) eingegeben. Die Motorsteuervorrichtung 1 erzeugt ein Gate-Signal zum Steuern des Antriebs des Motors 2 auf der Grundlage der eingegebenen Informationen und gibt das Gate-Signal an den Wechselrichter 3 aus. Somit wird der Betrieb des Wechselrichters 3 gesteuert und der Antrieb des Motors 2 wird gesteuert. Einzelheiten der Motorsteuervorrichtung 1 werden später beschrieben.
Der Wechselrichter 3 umfasst eine Wechselrichterschaltung 31, eine PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 und einen Glättungskondensator 33. Die PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 erzeugt ein PWM-Signal zum Steuern jedes Schaltelements, das in der Wechselrichterschaltung 31 enthalten ist, auf der Grundlage des Gate-Signals, das von der Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben wird, und gibt das PWM-Signal an die Wechselrichterschaltung 31 aus. Die Wechselrichterschaltung 31 umfasst Schaltelemente, die jeweils dem oberen Zweig und dem unteren Zweig der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase entsprechen. Durch Steuern jedes dieser Schaltelemente gemäß dem von der PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 eingegebenen PWM-Signal wird von der Hochspannungsbatterie 5 gelieferte Gleichstromleistung in Wechselstromleistung umgesetzt und an den Motor 2 ausgegeben. Der Glättungskondensator 33 glättet die Gleichstromleistung, die von der Hochspannungsbatterie 5 an die Wechselrichterschaltung 31 geliefert wird.
Die Hochspannungsbatterie 5 ist eine Gleichspannungsquelle des Motorantriebssystems 100 und gibt eine Leistungsversorgungsspannung Hvdc an den Wechselrichter 3 aus. Die Leistungsversorgungsspannung Hvdc der Hochspannungsbatterie 5 wird durch die Wechselrichterschaltung 31 und die PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 des Wechselrichters 3 in eine gepulste Dreiphasen-Wechselspannung mit einer variablen Spannung und einer variablen Frequenz umgesetzt und wird als Leistungsspannung an den Motor 2 angelegt. Im Ergebnis wird Wechselstromleistung aus dem Wechselrichter 3 auf der Grundlage des Gleichstroms der Hochspannungsbatterie 5 an den Motor 2 geliefert. Es ist zu beachten, dass die Leistungsversorgungsspannung Hvdc der Hochspannungsbatterie 5 je nach Ladungszustand davon variiert.
Der Motor 2 ist ein Dreiphasenmotor, der durch die vom Wechselrichter 3 gelieferte Wechselspannung drehend angetrieben wird, und umfasst einen Stator und einen Rotor. In der vorliegenden Ausführungsform wird ein Beispiel beschrieben, in dem ein Permanentmagnet-Synchronmotor als Motor 2 verwendet wird, aber ein anderer Typ von Motor 2 wie ein Induktionsmotor oder ein Synchronreluktanzmotor kann verwendet werden. Wenn die Wechselstromleistung, die aus dem Wechselrichter 3 eingegeben wird, an die in dem Stator bereitgestellten Dreiphasenspulen Lu, Lv und Lw angelegt wird, werden die Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv und Iw in den Motor 2 geleitet und magnetischer Fluss wird in jeder Spule erzeugt. Wenn eine Anziehungskraft und eine Abstoßungskraft zwischen einem Magnetfluss jeder Spule und einem Magnetfluss eines in dem Rotor angeordneten Permanentmagneten erzeugt werden, wird ein Drehmoment in dem Rotor erzeugt und der Motor 2 drehend angetrieben.
Ein Drehpositionssensor 4 zum Detektieren einer Drehposition θ des Rotors ist an dem Motor 2 angebracht. Der Drehpositionsdetektor 8 berechnet die Drehposition θ aus einem eingegebenen Signal des Drehpositionssensors 4. Das Berechnungsergebnis der Drehposition θ durch den Drehpositionsdetektor 8 wird in die Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben und wird bei der Phasensteuerung der Wechselstromleistung verwendet, die durch die Motorsteuervorrichtung 1 durchgeführt wird, wobei ein gepulstes Gate-Signal gemäß der Phase der induzierten Spannung des Motors 2 erzeugt wird.
Hier ist ein Drehmelder mit einem Eisenkern und einer Wicklung besser als Drehpositionssensor 4 geeignet, aber ein Sensor, der ein magnetoresistives Element verwendet, wie beispielsweise ein GMR-Sensor oder ein Hall-Element ist unproblematisch. Als Drehpositionssensor 4 kann ein beliebiger Sensor verwendet werden, solange eine Magnetpolposition des Rotors gemessen werden kann. Ferner kann der Drehpositionsdetektor 8 die Drehposition θ unter Verwendung der durch den Motor 2 fließenden Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv und Iw und der aus dem Wechselrichter 3 an den Motor 2 angelegten Dreiphasen-Wechselspannungen Vu, Vv und Vw ohne Verwendung des Eingangssignals aus dem Drehpositionssensor 4 schätzen.
Eine Stromdetektionseinheit 7 ist auf einem Strompfad zwischen dem Wechselrichter 3 und dem Motor 2 angeordnet. Die Stromdetektionseinheit 7 erfasst Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv und Iw (U-Phasen-Wechselstrom lu, V-Phasen-Wechselstrom. Iv und W-Phasen-Wechselstrom lw), die den Motor 2 mit Energie versorgen. Die Stromdetektionseinheit 7 ist beispielsweise unter Verwendung eines Hall-Stromsensors oder dergleichen ausgebildet. Detektionsergebnisse der Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv und Iw werden durch die Stromdetektionseinheit 7 in die Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben und werden zur Erzeugung eines Gate-Signals verwendet, die durch die Motorsteuervorrichtung 1 durchgeführt wird. Obwohl 1 ein Beispiel zeigt, bei dem die Stromdetektionseinheit 7 drei Stromdetektoren umfasst, können zwei Stromdetektoren bereitgestellt sein und der Wechselstrom der verbleibenden Phase kann aus der Tatsache berechnet werden, dass die Summe der Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv, und Iw null ist. Der gepulste Gleichstrom, der aus der Hochspannungsbatterie 5 in den Wechselrichter 3 fließt, kann durch einen Nebenwiderstand oder dergleichen, der zwischen dem Glättungskondensator 33 und dem Wechselrichter 3 eingefügt ist, detektiert werden und die Dreiphasen-Wechselströme lu, Iv und Iw können basierend auf dem Gleichstrom und den Dreiphasen-Wechselspannungen Vu, Vv und Vw, die von dem Wechselrichter 3 an den Motor 2 angelegt werden, erhalten werden.
Als Nächstes werden Einzelheiten der Motorsteuervorrichtung 1 beschrieben. 2 ist ein Blockdiagramm, das eine funktionale Konfiguration der Motorsteuervorrichtung 1 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
Wie es in 2 gezeigt ist, umfasst die Motorsteuervorrichtung 1 Funktionsblöcke einer Strombefehl-Erzeugungseinheit 11, einer Geschwindigkeitsberechnungseinheit 12, einer Dreiphasen/dq-Umsetzungseinheit 13 , einer Stromsteuereinheit 14 , einer dq/Dreiphasen-Spannungsumsetzungseinheit 15, einer Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16, einer Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17 und einer Gate-Signal-Erzeugungseinheit 18 . Die Motorsteuervorrichtung 1 umfasst beispielsweise einen Mikrocomputer und kann diese Funktionsblöcke durch Ausführen eines vorbestimmten Programms in dem Mikrocomputer implementieren. Alternativ können einige oder alle dieser Funktionsblöcke unter Verwendung einer Hardware-Schaltung wie etwa einer Logik-IC oder FPGA realisiert werden.
Die Strombefehl-Erzeugungseinheit 11 berechnet einen d-Achsen-Strombefehl Id* und einen q-Achsen-Strombefehl Iq* basierend auf dem eingegebenen Drehmomentbefehl T* und der Leistungsversorgungsspannung Hvdc. Hier werden beispielsweise der d-Achsen-Strombefehl Id* und der q-Achsen-Strombefehl Iq* gemäß dem Drehmomentbefehl T* unter Verwendung eines voreingestellten Strombefehlskennfelds, eines mathematischen Ausdrucks, der eine Beziehung zwischen dem d-Achsen-Strom Id, dem q-Achsen-Strom Iq und dem Motordrehmoment oder dergleichen darstellt, erhalten.
Die Drehzahlberechnungseinheit 12 berechnet eine Motordrehgeschwindigkeit ωr, die die Drehzahl (Drehgeschwindigkeit) des Motors 2 darstellt, aus der zeitlichen Änderung der Drehposition θ. Die Motordrehgeschwindigkeit ωr kann ein Wert sein, der entweder durch eine Winkelgeschwindigkeit (rad/s) oder eine Drehzahl (U/min) dargestellt ist. Außerdem können diese Werte ineinander umgesetzt und verwendet werden.
Die Dreiphasen/dq-Umsetzungseinheit 13 führt eine dq-Umsetzung basierend auf der durch den Drehpositionsdetektor 8 erhaltenen Drehposition θ an den durch die Stromdetektionseinheit 7 detektierten Dreiphasen-Wechselströmen lu, Iv und Iw durch und berechnet einen d -Achsen-Stromwert Id und einen q-Achsen-Stromwert Iq.
Die Stromsteuereinheit 14 berechnet einen d-Achsen-Spannungsbefehl Vd* und einen q-Achsen-Spannungsbefehl Vq* gemäß dem Drehmomentbefehl T* basierend auf Abweichungen zwischen dem d-Achsen-Strombefehl Id* und dem q-Achsen-Strombefehl Iq*, die von der Strombefehls-Erzeugungseinheit 11 ausgegeben werden, und dem d-Achsen-Stromwert Id und dem q-Achsen-Stromwert Iq, die von der Dreiphasen/dq-Umsetzungseinheit 13 ausgegeben werden, so dass diese Werte miteinander übereinstimmen. Hier wird beispielsweise durch ein Steuerverfahren wie etwa eine PI-Steuerung der d-Achsen-Spannungsbefehl Vd* gemäß der Abweichung zwischen dem d-Achsen-Strombefehl Id* und dem d-Achsen-Stromwert Id und der q-Achsen-Spannungsbefehl Vq* gemäß der Abweichung zwischen dem q-Achsen-Strombefehl Iq* und dem q-Achsen-Stromwert Iq erhalten werden.
Die dq/Dreiphasen-Spannungsumsetzungseinheit 15 führt eine Dreiphasenumsetzung basierend auf der Drehposition θ, die durch den Drehpositionsdetektor 8 erhalten wird, an dem d-Achsen-Spannungsbefehl Vd* und dem q-Achsen-Spannungsbefehl Vq*, die durch die Stromsteuereinheit 14 berechnet werden, und berechnet Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* (U-Phasen-Spannungsbefehlswert Vu*, V-Phasen-Spannungsbefehlswert Vv* und W-Phasen-Spannungsbefehlswert Vw*). Im Ergebnis werden die Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* gemäß dem Drehmomentbefehl T* erzeugt.
Die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 berechnet eine Trägerwellenfrequenz fc, die die Frequenz der zum Erzeugen des Gate-Signals verwendeten Trägerwelle darstellt, basierend auf dem d-Achsen-Spannungsbefehl Vd* und dem q-Achsen-Spannungsbefehl Vq*, die durch Strombefehls-Erzeugungseinheit 11 erzeugt werden, der Drehposition θ, die durch den Drehpositionsdetektor 8 erhalten werden, und der Drehgeschwindigkeit wr, die durch die Drehzahlberechnungseinheit 12 erhalten wird. Es ist zu beachten, dass Einzelheiten eines Verfahrens zum Berechnen der Trägerwellenfrequenz fc durch die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 werden später beschrieben werden.
Die Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17 erzeugt ein Dreieckswellensignal (Trägerwellensignal) Tr für jeden der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv*, Vw* basierend auf der Trägerwellenfrequenz fc, die von der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 berechnet wird.
Die Gate-Signal-Erzeugungseinheit 18 führt eine Pulsbreitenmodulation an jedem der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw*, die von der dq/Dreiphasen-Spannungsumsetzungseinheit 15 ausgegeben werden, unter Verwendung des Dreieckswellensignals Tr, das von der Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17 ausgegeben wird, durch und erzeugt ein Gate-Signal zum Steuern des Betriebs des Wechselrichters 3. Insbesondere wird auf der Grundlage eines Vergleichsergebnisses zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw*, die von der dq/Dreiphasen-Spannungsumsetzungseinheit 15 ausgegeben werden, und dem Dreieckswellensignal Tr, das von der Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17 ausgegeben wird, eine gepulste Spannung für jeweils die U-Phase, V-Phase und W-Phase erzeugt. Dann wird basierend auf der erzeugten gepulsten Spannung ein gepulstes Gate-Signal für das Schaltelement jeder Phase des Wechselrichters 3 erzeugt. Dabei werden Gate-Signale Gup, Gvp und Gwp der oberen Zweige der jeweiligen Phasen logisch invertiert, um Gate-Signale Gun, Gvn und Gwn der unteren Zweige zu erzeugen. Das von der Gate-Signal-Erzeugungseinheit 18 erzeugte Gate-Signal wird von der Motorsteuervorrichtung 1 an die PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 des Wechselrichters 3 ausgegeben und wird von der PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 in ein PWM-Signal umgesetzt. Im Ergebnis wird jedes Schaltelement der Wechselrichterschaltung 31 so gesteuert, dass es ein-/ausgeschaltet wird, und die Ausgangsspannung des Wechselrichters 3 wird angepasst.
Als Nächstes werden Einzelheiten der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 beschrieben, die ein Merkmal der vorliegenden Ausführungsform ist.
Zunächst werden, bevor die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 beschrieben wird, Probleme einer herkömmlichen Motorsteuerung beschrieben. 3 ist eine Darstellung zum Erläutern der Erzeugung von Vibrationen und Geräuschen und eines Übertragungswegs davon, wenn der Motor 2 angetrieben wird.
Wie es in 3(a) gezeigt ist, ist der Motor 2 in einer Struktur wie etwa einer Fahrzeugkarosserie durch einen Motoranbringungsabschnitt installiert. Wenn der Motor 2 angetrieben wird, tritt eine axiale Vibration (Drehmomentpulsation) in einer Umfangsrichtung (um eine Welle herum) in Bezug auf eine Welle aufgrund einer Änderung einer Eingriffskraft eines Untersetzungsgetriebes, das mit der Welle verbunden ist, die eine Ausgangswelle ist, einer Torsion der Welle oder dergleichen auf. In der Umfangsrichtung und der Radialrichtung des Motors 2 werden Vibrationen, die zu elektromagnetischem Rauschen werden, durch eine Erregungskraft (elektromagnetische Erregungskraft) erzeugt, die jeder elektromagnetischen Kraft entspricht. Die Größe dieser Vibrationen variiert je nach Eigenmode und Eigenfrequenz eines strukturellen Systems, das den Motor 2 umfasst, und variiert in je nach Betriebspunkt des Motors 2.
Wie es oben beschrieben ist, können Vibrationen und Geräusche während des Antriebs des Motors 2 durch mehrere Faktoren verursacht werden. In der vorliegenden Erfindung werden die Vibrationen und Geräusche aufgrund der elektromagnetischen Kraft in der Umfangsrichtung und der Radialrichtung des Motors 2 fokussiert und unterdrückt.
Wie es in 3(b) gezeigt ist, werden Vibrationen und Geräusche, die durch elektromagnetische Kräfte in der Umfangsrichtung und der Radialrichtung erzeugt werden, wenn der Motor 2 angetrieben wird, über ein strukturelles Übertragungssystem wie etwa einen Motoranbringungsabschnitt in die Fahrzeugseite eingespeist und erzeugen Vibrationen und Geräusche.
Der Wechselrichter 3 erzeugt ein PWM-Signal auf der Grundlage des Gate-Signal, das von der Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben wird, und bewirkt, dass jedes Schaltelement der Wechselrichterschaltung 31 einen Schaltbetrieb gemäß dem PWM-Signal durchführt, wodurch eine Wechselspannung bei einer beliebigen Frequenz erzeugt wird und die Wechselspannung an den Motor 2 angelegt wird. Diese Wechselspannung bewirkt, dass ein Wechselstrom in dem Motor 2 fließt, wodurch elektromagnetische Kräfte in der Umfangsrichtung und der Radialrichtung erzeugt werden.
Hier hat die Frequenz (Schaltfrequenz) des Schaltbetriebs jedes Schaltelements, das in der Wechselrichterschaltung 31 enthalten ist, einen oberen Grenzwert aufgrund von Beschränkungen wie Schaltverlusten. Wenn die Frequenz der Wechselspannung ansteigt und sich der Schaltfrequenz nähert, ist daher die Anzahl der Schaltimpulse pro Sinuswelle der Wechselspannung entsprechend dem oberen Grenzwert der Schaltfrequenz begrenzt. Da der Motor 2 in den letzten Jahren entsprechend einer zunehmenden Nachfrage nach Miniaturisierung des Motors 2 mit einer Hochfrequenz angetrieben wird, weist die an den Motor 2 angelegte Wechselspannung tendenziell eine Hochfrequenz auf. Daher wird bei der Motorsteuervorrichtung 1 der vorliegenden Ausführungsform eine Synchron-PWM-Steuerung, in der die Phasen des Dreieckswellensignals (Trägerwellensignals) Tr und der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* konstant sind, eingesetzt und das Gate-Signal für jedes Schaltelement des Wechselrichters 3 wird erzeugt.
Wenn die Schaltfrequenz fc ist und eine Grundfrequenz der an den Motor 2 angelegten Wechselspannung, das heißt, die Frequenzen der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw*, die Sinuswellen sind, f1 sind, repräsentiert ein Verhältnis fc/f1 davon die Anzahl der Schaltimpulse pro Sinuswelle der Wechselspannung. Bei der Synchron-PWM-Steuerung ist bekannt, dass in der Wechselspannung eine Zeitharmonische erzeugt wird, die durch die Anzahl der Schaltimpulse fc/f1 verursacht wird. Wenn beispielsweise ein Fall fc/f1 = 9 als repräsentatives Beispiel beschrieben wird, werden in diesem Fall zeitharmonische Spannungen wie etwa eine 5. Zeitordnung (fc-4f1), eine 7. Zeitordnung (fc-2f1), eine 11. Zeitordnung (fc+2f1), eine 13. Zeitordnung (fc+4f1), eine 17. Zeitordnung (2fc-f1) und eine 19. Zeitordnung (2fc+f1) auf der Grundlage der Phasenspannung erzeugt. Auf der Grundlage der dq-Achsen-Spannung, die durch Durchführen einer drehenden Koordinatenumsetzung an diesen erhalten wird, werden zeitharmonische Spannungen wie eine 6. Zeitordnung (fc-3f1), eine 12. Zeitordnung (fc+3f1) und eine 18. Zeitordnung (2fc) erzeugt. Wenn diese zeitharmonischen Spannungen an den Motor 2 angelegt werden, werden Harmonische, die Komponenten jeder Ordnung der zeitharmonischen Spannung entsprechen, dem durch den Motor 2 fließenden Wechselstrom überlagert. Solch ein harmonischer Strom verursacht eine Drehmomentpulsation und ein Pulsieren einer Erregungskraft in dem Motor 2 und es können starke Vibrationen und Geräusche erzeugt werden. Das heißt, aufgrund der durch den Wechselrichter 3 durchgeführten Synchron-PWM-Steuerung in dem Motor 2 werden Drehmomentpulsationen wie z. B. eine 6. Zeitordnung (fc-3f1), eine 12. Zeitordnung (fc+3f1) und eine 18. Zeitordnung (2fc) auftreten.
4 ist eine Darstellung, die eine Beziehung zwischen der Anzahl von Schaltimpulsen pro Sinuswelle und einer zeitharmonischen Spannung zeigt. 4 zeigt eine Beziehung zwischen dem Spannungsbefehl Vu* und dem Trägerwellensignal Tr und ein Frequenzanalyseergebnis der erzeugten Wechselspannung für jeden der Synchronisation-21-Impulse (fc/f1 = 21), Synchronisation-9-Impulse (fc/f1 = 9) und Synchronisation-3-Impulse (fc/f1 = 3) in dieser Reihenfolge von oben. Aus 4 ist ersichtlich, dass dann, wenn die Anzahl von Schaltimpulsen pro Sinuswelle abnimmt, die in der Wechselspannung enthaltene harmonische Zeitkomponente insbesondere auf einer Seite niedriger Ordnung zunimmt.
Die Drehmomentpulsation und die Erregungskraftpulsation des Motors 2, die durch die Zeitharmonische der Wechselspannung verursacht werden, wie es oben beschrieben ist, sind im Stand der Technik aufgrund der Beschränkung der Anzahl von Schaltimpulsen nicht viel behandelt worden. Daher gibt es bei der herkömmlichen Motorsteuerung das Problem, dass während des Motorantriebs durch die Synchron-PWM-Steuerung Vibrationen und Geräusche proportional zur Motordrehzahl erzeugt werden.
Daher wird bei der vorliegenden Erfindung den folgenden Punkten Beachtung geschenkt, Spitzen der Komponenten jeder Ordnung des harmonischen Stroms, der in dem Motor 2 erzeugt wird, werden unterdrückt und Schwingungen und Geräusche während des Motorantriebs durch die Synchron-PWM-Steuerung werden reduziert.
Zuerst wird eine Grundidee eines Verfahrens zur Unterdrückung von harmonischen Stromspitzen in der vorliegenden Ausführungsform nachstehend unter Bezugnahme auf 5 und 6 beschrieben. 5 ist eine Darstellung, die eine Beziehung zwischen Spannungswellenformen darstellt, wenn eine Phasendifferenz (im Folgenden als „Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle“ bezeichnet) zwischen einem U-Phasen-Spannungsbefehl Vu* als modulierte Welle und einem Dreieckswellensignal Tr als Trägerwelle geändert wird. 5(a) stellt die Spannungswellenformen der Trägerwelle und der modulierten Welle dar, wenn die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle -90 Grad beträgt; 5(b) stellt die Spannungswellenformen der Trägerwelle und der modulierten Welle dar, wenn die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle 0 Grad beträgt, und 5(c) stellt die Spannungswellenformen der Trägerwelle und der modulierten Welle dar, wenn die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle 90 Grad beträgt. Im Fall von 5(a) wird eine Dreieckswelle, die eine Trägerwelle ist, zum Zeitpunkt des steigenden Nulldurchgangs der modulierten Welle zu einem Tal, im Fall von 5(b) wird die Dreieckswelle zum Zeitpunkt des steigenden Nulldurchgangs der modulierten Welle ein fallender Nulldurchgang und im Fall von 5(c) wird die Dreieckswelle zum Zeitpunkt des steigenden Nulldurchgangs der modulierten Welle zu einer Spitze. Wie es oben beschrieben ist, ist es durch Ändern der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle möglich, die Phase der harmonischen Komponente mit Ausnahme der Grundwellenkomponente frei zu ändern, während die Amplitude der durch die PWM-Steuerung erhaltenen U-Phasen-Wechselspannung Vu konstant gehalten wird, wie es unten beschrieben ist.
In 5(a) bis 5(c) ist zur Vereinfachung der Beschreibung das Frequenzverhältnis zwischen der modulierten Welle und der Trägerwelle auf 15 eingestellt, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf beschränkt. 5(a) bis 5(c) zeigen den U-Phasen-Spannungsbefehl Vu* als Beispiel der modulierten Welle, aber es ist auch möglich, die Phase der harmonischen Komponente außer der Grundwellenkomponente frei zu ändern, indem die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle ähnlich wie bei 5 für die Spannungsbefehle der anderen Phasen, d. h. den V-Phasen-Spannungsbefehl Vv* und den W-Phasen-Spannungsbefehl Vw*, eingestellt wird.
6 ist eine Darstellung, die harmonische Komponenten der U-Phasen-Wechselspannung Vu darstellt, die von dem Wechselrichter 3 an den Motor 2 ausgegeben wird, wenn die Phasendifferenz zwischen dem U-Phasen-Spannungsbefehl Vu* als modulierte Welle und dem Dreieckswellensignal Tr als Trägerwelle verändert wird. 6(a) zeigt die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle, die in 5(a) bis 5(c) dargestellt ist, das heißt, die Amplitude jeder harmonischen Komponente der U-Phasen-Wechselspannung Vu bei jeweiligen Phasendifferenzen von -90 Grad, 0 Grad und 90 Grad, und 6(b) zeigt die Phase jeder harmonischen Komponente der U-Phasen-Wechselspannung Vu bei jeder Phasendifferenz. 6(a) und 6(b) zeigen jeweils die Amplitude und die Phase der Grundwellenkomponente als Primärkomponente der U-Phasen-Wechselspannung Vu. 6(b) zeigt Phasen der 11., 13., 17., 19., 29. und 31. harmonischen Komponente mit relativ großen Amplituden in 6(a), wenn die Phase der Grundwellenkomponente -135 Grad beträgt.
In 6(a) wird bestätigt, dass sich die Amplitude von Komponenten jeder Ordnung einschließlich der ersten Ordnung (Grundwelle) in der U-Phasen-Wechselspannung Vu, die von dem Wechselrichter 3 ausgegeben wird, selbst dann nicht ändert, wenn die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle geändert wird. Das heißt, es ist ersichtlich, dass sich der Drehmomentausgabewert des Motors 2 auch dann nicht ändert, wenn die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle geändert wird. Indes ist aus 6(b) ersichtlich, dass sich die Phase jeder harmonischen Komponente außer der Komponente erster Ordnung (Grundwelle) der U-Phasen-Wechselspannung Vu gemäß der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle ändert. Das heißt, das Ändern der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle kann als äquivalent zum Ändern der Phase der harmonischen Komponente mit Ausnahme der Grundwellenkomponente der U-Phasen-Wechselspannung Vu bezeichnet werden.
6(a) und 6(b) zeigen die Frequenzanalyseergebnisse der U-Phasen-Wechselspannung Vu unter den Dreiphasen-Wechselspannungen, die von dem Wechselrichter 3 ausgegeben werden, aber die gleichen Frequenzanalyseergebnisse wie jene in 6(a) und 6(b) werden für die Wechselspannungen der anderen Phasen, d. h. die V-Phasen-Wechselspannung Vv und die W-Phasen-Wechselspannung Vw, erhalten. Daher ist es durch Ändern der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle möglich, die Phase von harmonischen Komponenten mit Ausnahme der Grundwellenkomponente der Dreiphasen-Wechselspannung, die von dem Wechselrichter 3 ausgegeben wird, beliebig zu ändern.
Wie es oben beschrieben ist, ist es durch Ändern der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle möglich, die Phase jeder harmonischen Komponente der Dreiphasen-Wechselspannung, die von dem Wechselrichter 3 ausgegeben wird, zu ändern, während der Drehmomentausgabewert des Motors 2 beibehalten wird. Daher ist durch zufälliges Umschalten der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle zu einer vorbestimmten Zeitvorgabe und die folglich Diffusion der Phase der Zeitharmonischen, die in der Wechselspannung des Motors 2 enthalten ist, ersichtlich, dass die Spitze des harmonischen Stroms in dem Motor 2 unterdrückt werden kann und aufgrund des harmonischen Stroms erzeugte Schwingungen und Geräusche reduziert werden können.
In der vorliegenden Ausführungsform wird basierend auf der obigen Idee die Trägerwellenfrequenz fc so bestimmt, dass die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 die Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle zu einer vorbestimmten Zeitvorgabe zufällig umschaltet. Durch sequentielles Steuern der Frequenz des von der Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17 erzeugten Dreieckswellensignals Tr gemäß der Trägerwellenfrequenz fc werden die Spannungswellenformen der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* gemäß dem Drehmomentbefehl T* so angepasst, dass der Zyklus und die Phase des Dreieckswellensignals Tr, das eine Trägerwelle ist, eine gewünschte Beziehung haben. Es ist zu beachten, dass sich die gewünschte Beziehung hier auf eine Beziehung bezieht, in der sich die Phasendifferenz zwischen dem Dreieckswellensignal Tr und den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* zufällig ändert, während eine Synchron-PWM-Steuerung zum Synchronisieren des Dreieckswellensignals Tr mit den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* beibehalten wird.
7 ist ein Blockdiagramm der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 umfasst eine Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161, eine Spannungsphasen-Berechnungseinheit 162, eine Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163, eine Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 und eine Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 165.
Die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 wählt eine Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc aus, die die Anzahl von Trägerwellen für einen Zyklus der Spannungswellenform in der Synchron-PWM-Steuerung basierend auf der Drehzahl wr darstellt. Beispielsweise wählt die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 eine Zahl, die den Bedingungsausdruck Nc = 3 × (2 × n - 1) erfüllt, unter Vielfachen von 3 als die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc aus. In diesem Bedingungsausdruck stellt n eine beliebige natürliche Zahl dar und beispielsweise wird oft n = 1 (Nc = 3), n = 2 (Nc = 9), n = 3 (Nc = 15) oder dergleichen ausgewählt. Außerdem ist es durch Verwendung einer speziellen Trägerwelle auch möglich, als Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc eine Zahl auszuwählen, die den obigen Bedingungsausdruck nicht erfüllt, auch wenn die Zahl ein Vielfaches von 3 ist, beispielsweise Nc = 6 oder Nc = 12. Die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 kann die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc nicht nur basierend auf der Drehzahl ωr sondern auch basierend auf dem Drehmomentbefehl T* auswählen. Ferner kann das Auswahlkriterium der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc zwischen der Zeit, zu der die Drehzahl ωr zunimmt, und der Zeit, zu der die Drehzahl ωr abnimmt, beispielsweise durch Einstellen einer Hysterese geändert werden.
Die Spannungsphasen-Berechnungseinheit 162 berechnet die Spannungsphase θv durch die folgenden Gleichungen (1) bis (4) auf der Grundlage des d-Achsen-Spannungsbefehls Vd*, des q-Achsen-Spannungsbefehls Vq*, der Drehposition θ, der Drehzahl ωr und der Trägerwellenfrequenz fc. Die Spannungsphase θv stellt die Phasen der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* dar, die Spannungsbefehle für den Wechselrichter 3 sind. $θ v = θ + φ v + φ dqv + 0,5 π$
$φ v = ω r \cdot 1,5Tc$
$Tc = 1 / fc$
$φ dqv = atan (Vq/Vd)$
Hier repräsentiert φv einen Berechnungsverzögerungs-Kompensationswert einer Spannungsphase, Tc repräsentiert eine Trägerwellenperiode und φdqv repräsentiert eine Spannungsphase von der d-Achse. Der Berechnungsverzögerungs-Kompensationswert φv ist ein Wert, der das Auftreten einer Berechnungsverzögerung, die 1,5 Steuerzyklen während einer Periode von dem Erfassen der Drehposition θ durch den Drehpositionsdetektor 8 bis zu dem Ausgeben des Gate-Signals durch die Motorsteuervorrichtung 1 an den Wechselrichter 3 kompensiert. In der vorliegenden Ausführungsform werden 0,5 π im vierten Term auf der rechten Seite von Gleichung (1) addiert. Da die in dem ersten bis dritten Term auf der rechten Seite von Gleichung (1) berechnete Spannungsphase eine Kosinuswelle ist, ist dies eine Berechnung zum Durchführen einer Blickpunkttransformation davon in eine Sinuswelle.
Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 berechnet einen Spannungsphasenfehler Δθv basierend auf der von der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 ausgewählten Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc und der von der Spannungsphasen-Berechnungseinheit 162 berechneten Spannungsphase θv. Der Spannungsphasenfehler Δθv stellt eine Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw*, die Spannungsbefehle für den Wechselrichter 3 sind, und dem Dreieckswellensignal Tr, das eine Trägerwelle ist, die zur Pulsbreitenmodulation verwendet wird, dar. Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 berechnet den Spannungsphasenfehler Δθv zu jeder vorbestimmten Berechnungsperiode, so dass die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr anpassen kann, um die Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl an den Wechselrichter 3 und der für die Pulsbreitenmodulation verwendeten Trägerwelle zufällig zu ändern. Einzelheiten eines Verfahrens zum Berechnen des Spannungsphasenfehlers Δθv durch die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 werden später beschrieben.
Die Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 berechnet eine Synchron-Trägerwellenfrequenz fcs basierend auf dem Spannungsphasenfehler Δθv, der durch die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 berechnet wird, der Drehzahl ωr und der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc, ie durch die Synchron-PWM Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 ausgewählt wird, gemäß der folgenden Gleichung (5). $fcs = ω r \cdot Nc \cdot (1 + Δ θ v \cdot K) / (2 π)$
Die Synchronträgerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 kann die Synchron-Trägerwellenfrequenz fcs basierend auf Gleichung (5) beispielsweise durch Phasenregelkreis-Steuerung (PLL-Steuerung) berechnen. In Gleichung (5) kann eine Verstärkung K ein konstanter Wert sein oder kann in Abhängigkeit von Bedingungen variabel sein.
Die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 165 wählt entweder die von der Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 berechnete Synchron-Trägerwellenfrequenz fcs oder eine Asynchron-Trägerwellenfrequenz fcns auf der Grundlage der Drehzahl ωr aus und gibt die ausgewählte Frequenz als die Trägerwellenfrequenz fc aus. Die Asynchron-Trägerwellenfrequenz fcns ist ein konstanter Wert, der in der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 165 voreingestellt ist. Es ist zu beachten, dass mehrere Asynchron-Trägerwellenfrequenzen fcns im Voraus vorbereitet werden können und eine von ihnen entsprechend der Drehzahl ωr ausgewählt werden kann. Beispielsweise kann die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 165 die Asynchron-Trägerwellenfrequenz fcns als die Trägerwellenfrequenz fc auswählen und ausgeben, so dass der Wert der Asynchron-Trägerwellenfrequenz fcns umso größer ist, je größer der Wert der Drehzahl ωr ist.
Als Nächstes wird ein Verfahren zum Berechnen des Spannungsphasenfehlers Δθv in der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 in der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 im Einzelnen beschrieben.
8 ist ein Blockdiagramm der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 umfasst eine Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, eine Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632, eine Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633, eine Additionseinheit 1634 und eine Subtraktionseinheit 1635.
Basierend auf der von der Spannungsphasen-Berechnungseinheit 162 berechneten Spannungsphase θv bestimmt die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, ob ein Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert Dc (im Folgenden als ein „Diffusionswert Dc“ bezeichnet), der durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 durch ein nachstehend beschriebenes Verfahren berechnet wird, aktualisiert werden soll. Im Ergebnis wird dann, wenn bestimmt wird, dass der Diffusionswert Dc zu aktualisieren ist, der Diffusionswert Dc durch Ausgeben eines Aktualisierungssignals Du an die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 aktualisiert.
Wie es oben beschrieben ist, führt die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 eine Synchron-PWM-Steuerung durch, die eine Steuerung zum Synchronisieren des Dreieckswellensignals Tr mit den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* ist. Bei dieser Synchron-PWM-Steuerung wird die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr so gesteuert, dass die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr gemäß der von der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 ausgewählten Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenzen der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw*wird. Die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt eine Konvergenz der Synchron-PWM-Steuerung basierend auf der Spannungsphase θv, bestimmt, den Diffusionswert Dc zu aktualisieren, und gibt das Aktualisierungssignal Du aus, wenn bestimmt wird, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist.
Insbesondere bestimmt die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist, wenn der Änderungsbetrag der Spannungsphase θv von dem vorherigen Ausgabezeitpunkt des Aktualisierungssignals Du eine vorbestimmte spezifizierte Phase überschreitet, beispielsweise 360 Grad, was einem Zyklus der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* entspricht. Alternativ kann dann, wenn der basierend auf der Spannungsphase θv berechnete Spannungsphasenfehler Δθv innerhalb eines vorbestimmten Bereichs, beispielsweise innerhalb eines Bereichs von 1 Grad oder weniger, konvergiert, bestimmt werden, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist. Hier ist, wie es in 8 gezeigt ist, der Spannungsphasenfehler Δθv ein Ausgabewert der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163, die die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 umfasst. Daher ist es durch Rückkoppeln der vorherigen Ausgabe der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 und Eingeben der Ausgabe in die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 möglich zu bestimmen, ob der Spannungsphasenfehler Δθv innerhalb eines vorbestimmten Bereichs konvergiert ist. Zusätzlich dazu kann dann, wenn bestätigt werden kann, dass die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr so angepasst ist, dass eine gewünschte Impulsform in dem von der Gate-Signal-Erzeugungseinheit 18 erzeugten Gate-Signal erhalten wird, die Konvergenz der Synchron-PWM-Steuerung durch ein beliebiges Verfahren bestimmt werden.
Außerdem kann der Zeitpunkt der Konvergenzbestimmung der Synchron-PWM-Steuerung durch die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 zufällig geändert werden. Wenn beispielsweise die Konvergenz der Synchron-PWM-Steuerung basierend auf dem Änderungsbetrag der Spannungsphase θv wie oben beschrieben bestimmt wird, wird eine spezifizierte Phase, die mit dem Änderungsbetrag der Spannungsphase θv zu vergleichen ist, zufällig geändert. Alternativ wird dann, wenn die Konvergenz der Synchron-PWM-Steuerung basierend auf dem Spannungsphasenfehler Δθv wie oben beschrieben bestimmt wird, ein Bereich, in dem bestimmt wird, dass der Spannungsphasenfehler Δθv konvergiert ist, zufällig geändert. Zu diesem Zeitpunkt kann, um die Periode bis zur Konvergenz der Synchron-PWM-Steuerung auszugleichen, der Wert der Verstärkung K in der oben beschriebenen Gleichung (5) zum Berechnen der Synchron-Trägerwellenfrequenz fcs durch die Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 geändert werden.
Die Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 berechnet einen Diffusionswert Dc zum zufälligen Ändern des Spannungsphasenfehlers Δθv innerhalb eines vorbestimmten Winkelbereichs gemäß dem von der Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 ausgegebenen Aktualisierungssignal Du wie folgt.
9 ist ein Blockdiagramm der Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 umfasst einen Zufallszahlengenerator 16321, eine Einheit zum Halten des vorherigen Werts 16322 und eine Schalteinheit 16323.
Der Zufallszahlengenerator 16321 erzeugt eine Zufallszahl, die sich zufällig innerhalb eines vorbestimmten Diffusionsbereichs ändert, entsprechend dem Änderungsbereich der oben beschriebenen Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle. Beispielsweise wird ein bekanntes Pseudozufallszahlen-Erzeugungsverfahren wie etwa ein lineares Kongruenzverfahren verwendet werden, um eine Zufallszahl zu erzeugen, die gleichmäßig innerhalb eines Diffusionsbereichs von ±180 Grad um 0 herum verteilt ist. Dabei kann eine gemäß einem bestimmten Verteilungsmuster gewichtete Zufallszahl anstelle der gleichmäßigen Verteilung erzeugt werden oder das Verteilungsmuster kann mit der Zeit geändert werden. Außerdem kann anstelle einer Zufallszahl, die sich zufällig ändert, eine Zufallszahl erzeugt werden, die sich gemäß einem bestimmten Änderungsmuster wie etwa einer Sinusform ändert. Außerdem ist der Diffusionsbereich der Zufallszahl nicht der gesamte Bereich (±180 Grad), der als Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle eingestellt werden kann, sondern kann ein begrenzter Bereich wie etwa ±45 Grad sein oder der Diffusionsbereich kann sich mit der Zeit ändern. Zusätzlich dazu kann ein beliebiger Diffusionsbereich gemäß dem Bereich und der Größe der Spitze des harmonischen Stroms, die in dem durch den Motor 2 fließenden Wechselstrom reduziert werden soll, eingestellt werden. Das heißt, die Motorsteuervorrichtung 1 kann den Spannungsphasenfehler Δθv, der durch die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 berechnet wird, innerhalb eines vorbestimmten Bereichs mit einer oberen Grenze des Bereichs von -180 Grad bis +180 Grad gemäß dem in dem Zufallszahlengenerator 16321 eingestellten Diffusionsbereich zufällig ändern. Im Ergebnis kann die Spitze des harmonischen Stroms in dem Wechselstrom, der durch den Motor 2 fließt, auf einen beliebigen Bereich oder eine beliebige Größe reduziert werden.
Die Einheit zum Halten des vorherigen Werts 16322 hält den Diffusionswert Dc, der zuvor von der Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 ausgegeben wurde.
Die Schalteinheit 16323 wählt entweder den Zufallszahlengenerator 16321 oder die Einheit zum Halten des vorherigen Werts 16322 unter Verwendung des Aktualisierungssignals Du aus, das von der Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 ausgegeben wird, und gibt einen Ausgabewert des ausgewählten Elements als den Diffusionswert Dc aus. Insbesondere wird der Diffusionswert Dc dann, wenn das Aktualisierungssignal Du von der Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 ausgegeben wird, aktualisiert, indem die Zufallszahl, die durch den Zufallszahlengenerator 16321 erzeugt wird, als der Diffusionswert Dc ausgegeben wird. Wenn dagegen das Aktualisierungssignal Du nicht von der Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 ausgegeben wird, wird durch Ausgeben des vorherigen Diffusionswerts Dc, der von der Einheit zum Halten des vorherigen Werts 16322 gehalten wird, der vorherige Wert beibehalten, wie er ist, ohne den Diffusionswert Dc zu aktualisieren.
Die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 berechnet den Diffusionswert Dc wie oben beschrieben. Im Ergebnis kann in der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 dann, wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt, den Diffusionswert Dc nicht zu aktualisieren, das vorherige Berechnungsergebnis des Diffusionswerts Dc durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 gehalten werden. Wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt, den Diffusionswert Dc zu aktualisieren, kann der Diffusionswert Dc unter Verwendung des Berechnungsergebnisses des aktuellen Diffusionswerts Dc durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 aktualisiert werden.
10 ist eine Darstellung, die ein Beispiel des Berechnungsergebnisses des Diffusionswerts Dc durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 darstellt. 10 zeigt ein Beispiel, in dem der Diffusionsbereich der durch den Zufallszahlengenerator 16321 erzeugten Zufallszahl, das heißt der Diffusionsbereich des Diffusionswerts Dc, auf ±180 Grad eingestellt ist und der Diffusionswert Dc, der gleichmäßig innerhalb des Diffusionsbereichs verteilt ist, berechnet wird. In 10 stellt jeder Punkt, der beispielhaft durch ein Bezugszeichen 601 dargestellt ist, einen Diffusionswert Dc dar, der zu jeder vorbestimmten Zeit berechnet wird.
Unter erneuter Bezugnahme auf die Beschreibung von 8 berechnet die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 eine Referenzspannungsphase θvb zum Bestimmen der Phase der Trägerwelle in der Synchron-PWM-Steuerung basierend auf der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc, die durch die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit 161 ausgewählt wird.
11 ist eine konzeptionelle Darstellung der Referenzspannungsphasen-Berechnung, die von der Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 durchgeführt wird. Wie es beispielsweise in 11 dargestellt ist, berechnet die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 eine Referenzspannungsphase θvb, die sich schrittweise zwischen 0 und 2π mit der Anzahl von Schritten, die der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc entspricht, ändert. Obwohl 11 zum einfachen Verständnis ein Beispiel darstellt, in dem die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc der Beschreibung 3 ist, ist die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc tatsächlich vorzugsweise Nc = 3, 9 oder 15, wie es oben beschrieben ist. Alternativ kann Nc 6 oder 12 sein.
In der vorliegenden Ausführungsform kann die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16, beispielsweise um eine Verarbeitungslast zu reduzieren, die Frequenz der Trägerwelle nur in einem Talteilungsabschnitt anpassen, der ein Abschnitt ist, in dem eine Dreiecksträgerwelle von einem Minimalwert (Tal) zu einem Maximalwert (Spitze) ansteigt, wie es in 11 gezeigt ist. In diesem Fall führt die Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit 164 die Synchron-PWM-Steuerung durch sequentielles Berechnen der Synchron-Trägerwellenfrequenz fcs aus dem Spannungsphasenfehler Δθv in dem Talteilungsabschnitt der Trägerwelle durch. Die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 berechnet die Referenzspannungsphase θvb, die für die Berechnung des Spannungsphasenfehlers Δθv verwendet wird, als einen diskreten Wert, der sich in Intervallen von π/3 ändert, wie es in 11 dargestellt ist. Das Intervall zwischen den Referenzspannungsphasen θvb ändert sich gemäß der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc. Wenn die Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc zunimmt, nimmt das Intervall zwischen den Referenzspannungsphasen θvb ab.
Insbesondere berechnet die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 die Referenzspannungsphase θvb basierend auf der Spannungsphase θv und der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc gemäß den folgenden Gleichungen (6) bis (7): $θ vb = int (θ v/ θ s) \cdot θ s + 0,5 θ s$
$θ s = 2 π/ Nc$
Hier repräsentiert θs eine Änderungsbreite der Spannungsphase θv pro Trägerwelle und int repräsentiert eine Abrundungsoperation nach dem Dezimalkomma.
Es ist zu beachten, dass in der vorliegenden Ausführungsform die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 die Referenzspannungsphase θvb gemäß den Gleichungen (6) und (7) berechnet, so dass die Referenzspannungsphase θvb in einem Spitzenteilungsabschnitt, der ein Abschnitt ist, in dem die Dreiecksträgerwelle von dem Maximalwert (Spitze) auf den Minimalwert (Tal) abfällt, 0 rad wird. Jedoch ist eine Periode, während der die Referenzspannungsphase θvb 0 rad wird, nicht auf den Spitzenteilungsabschnitt beschränkt. Wenn die Referenzspannungsphase θvb schrittweise mit der Anzahl von Schritten, die der Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc entspricht, zwischen 0 und 2π ändert, unter Verwendung der Spannungsphase θv berechnet werden kann, kann die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 die Referenzspannungsphase θvb durch ein anderes Berechnungsverfahren als die Gleichungen (6) und (7) berechnen.
Die Additionseinheit 1634 berechnet eine korrigierte Referenzspannungsphase θvb2 durch Addieren des Diffusionswerts Dc, der von der Trägerphasen-Verschiebungsbetragsdiffusionswert-Berechnungseinheit 1632 berechnet wird, zu der Referenzspannungsphase θvb, die von der Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 berechnet wird. Im Ergebnis kann die korrigierte Referenzspannungsphase θvb2 in Bezug auf den Spannungsphasenfehler Δθv so berechnet werden, dass die Phase jeder harmonischen Komponente der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* durch zufälliges Umschalten der Phasendifferenz modulierte Welle/Trägerwelle zu einer vorbestimmten Zeitvorgabe diffundiert wird.
Die Subtraktionseinheit 1635 subtrahiert die korrigierte Referenzspannungsphase θvb2 von der Spannungsphase θv, um einen Spannungsphasenfehler Δθv zu berechnen.
12 ist ein Ablaufdiagramm, das eine Berechnungsverarbeitung der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
In Schritt S101 bestimmt die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, ob der Diffusionswert Dc zu aktualisieren ist. In einem Fall, in dem bestimmt wird, dass die Aktualisierung durchgeführt wird, wird das Aktualisierungssignal Du ausgegeben und der Prozess fährt mit Schritt S102 fort, und in einem Fall, in dem bestimmt wird, dass die Aktualisierung nicht durchgeführt wird, fährt der Prozess mit Schritt S103 fort.
In Schritt S102 berechnet die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 den Diffusionswert Dc und aktualisiert den Diffusionswert Dc. Dabei wählt die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 eine Zufallszahl, die durch den Zufallszahlengenerator 16321 erzeugt wird, durch die Schalteinheit 16323 gemäß dem Aktualisierungssignal Du aus und gibt die Zufallszahl als den Diffusionswert Dc aus. Danach fährt der Prozess mit Schritt S104 fort.
In Schritt S103 hält die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 den vorherigen Diffusionswert Dc. Dabei wählt die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 den vorherigen Diffusionswert Dc, der von der Einheit zum Halten des vorherigen Werts 16322 gehalten wird, durch die Schalteinheit 16323 aus und gibt den ausgewählten Wert als den Diffusionswert Dc aus. Danach fährt der Prozess mit Schritt S104 fort.
In Schritt S104 berechnet die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 eine Referenzspannungsphase θvb.
In Schritt S105 berechnen die Additionseinheit 1634 und die Subtraktionseinheit 1635 den Spannungsphasenfehler Δθv unter Verwendung des Diffusionswerts Dc, der durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 in Schritt S102 oder S103 erhalten wird, und der Referenzspannungsphase θvb, die durch die Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit 1633 in Schritt S104 erhalten wird.
Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 berechnet den Spannungsphasenfehler Δθv wie oben beschrieben. Im Ergebnis kann der Spannungsphasenfehler Δθv so bestimmt werden, dass die Phasendifferenz zwischen dem Dreieckswellensignal Tr und den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* zufällig geändert wird, während die Synchron-PWM-Steuerung zum Synchronisieren der Dreieckswellensignal Tr mit den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* aufrechterhalten wird. Im Ergebnis kann die Trägerwellenfrequenz fc so eingestellt werden, dass die Spitze des harmonischen Stroms, der in dem Motor 2 erzeugt wird, unterdrückt wird, wodurch die Drehmomentpulsation und die elektromagnetische Erregungskraft verringert werden.
Die Wirkung des Reduzierens der Vibrationen und Geräusche des Motors 2 durch die Motorsteuervorrichtung 1 der vorliegenden Ausführungsform wird nachstehend unter Bezugnahme auf 13 und 14 beschrieben. 13 zeigt ein Beispiel dafür, wie sich die Harmonischen des U-Phasen-Stroms und der Diffusionswert Dc in Abhängigkeit davon ändern, ob das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird, wenn Nc = 9 ist. 14 zeigt ein Beispiel dafür, wie sich die Harmonischen des U-Phasen-Stroms und der Diffusionswert Dc in Abhängigkeit davon ändern, ob das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird, wenn Nc = 15 ist. 13(a) und 14(a) zeigen Beispiele der Größe der Komponente jeder Ordnung jeder Harmonischen des U-Phasen-Stroms in einem Fall, in dem der Diffusionswert Dc des Dreieckswellensignals Tr in Bezug auf den U-Phasen-Spannungsbefehl Vu* auf 0 festgelegt ist, das heißt, wenn das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform nicht angewendet wird. Indes zeigen 13(b) und 14(b) Beispiele der Größe der Komponente jeder Ordnung jeder Harmonischen des U-Phasen-Stroms in einem Fall, in dem das Motorsteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform angewendet wird und der Diffusionsbereich des Diffusionswerts Dc des Dreieckswellensignals Tr bezüglich des U-Phasen-Spannungsbefehls Vu* auf ±180 Grad eingestellt ist. Außerdem zeigen 13(c) und 14(c), wie sich der Diffusionswert Dc mit der Zeit ändert, wenn der Diffusionsbereich des Diffusionswerts Dc auf ±180 Grad eingestellt ist.
In jedem Fall der 13 und 14 kann bestätigt werden, dass jede in dem U-Phasen-Strom enthaltene Harmonische durch Anwenden des Motorsteuerverfahrens der vorliegenden Ausführungsform diffundiert wird, wodurch die Spitze des harmonischen Stroms reduziert wird. Daher ist ersichtlich, dass die Wirkung der Verringerung der Vibrationen und Geräusche des Motors 2 erzielt werden kann.
Obwohl 13 und 14 zur Vereinfachung der Beschreibung nur den Fall Nc = 9 und den Fall Nc = 15 zeigen, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt und kann auf jede Synchron-PWM-Trägerwellenzahl Nc angewendet werden. 13 und 14 zeigen Beispiele, bei denen der Diffusionswert Dc des Dreieckswellensignals Tr entsprechend dem U-Phasen-Spannungsbefehl Vu* auf 0 festgelegt ist und bei denen das Dreieckswellensignal Tr in dem Diffusionsbereich von ±180 Grad diffundiert ist. Ebenso wird jedoch der Diffusionswert Dc des Dreieckswellensignals Tr entsprechend dem Spannungsbefehl einer anderen Phase, d. h. dem V-Phasen-Spannungsbefehl Vv* und dem W-Phasen-Spannungsbefehl Vw*, in den vorbestimmten Diffusionsbereich diffundiert, so dass es möglich ist, die Spitze des harmonischen Stroms jeder Phase zu reduzieren und die Wirkung der Reduzierung der Vibrationen und Geräusche des Motors 2 zu erzielen. Außerdem ist der Diffusionsbereich des Diffusionwerts Dc nicht auf ±180 Grad begrenzt und durch Festlegen eines beliebigen Diffusionsbereichs ist es möglich, die Spitze des harmonischen Stroms zu verringern und die Wirkung der Verringerung der Vibrationen und Geräusche des Motors 2 zu erzielen.
Gemäß der oben beschriebenen Ausführungsform ist es möglich, die Vibrationen und Geräusche des Motors 2, die durch die Zeitharmonischen verursacht werden, die auftreten, wenn die Anzahl der Schaltimpulse abnimmt, zu realisieren und zugleich die Verschlechterung des Schaltverlusts des Wechselrichters 3 zu vermeiden. Daher ist es so möglich, zur Reduzierung von Vibrationen und Geräuschen des Motorantriebssystems beizutragen. Im Ergebnis ist es in der vorliegenden Ausführungsform möglich, Elemente für Maßnahmen gegen Vibrationen/Geräusche wie etwa ein Dämpfungsmaterial und ein schallabsorbierendes Material, die in dem herkömmlichen Motorantriebssystem notwendig sind, zu reduzieren, und somit ist es möglich, zu Kostenreduzierung und Gewichtsreduzierung beizutragen.
Gemäß der oben beschriebenen ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die folgenden Betriebswirkungen erzielt.

(1) Die Motorsteuervorrichtung 1 ist mit dem Wechselrichter 3 verbunden, der die Leistungsumsetzung von Gleichstromleistung in Wechselstromleistung durchführt, und steuert den Antrieb des Motors 2, der unter Verwendung des Wechselstroms angetrieben wird. Die Motorsteuervorrichtung 1 umfasst die Dreieckswellen-Erzeugungseinheit 17, die das Dreieckswellensignal Tr erzeugt, das eine Trägerwelle ist, die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16, die die Trägerwellenfrequenz fc anpasst, die die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr darstellt, und die Gate-Signal-Erzeugungseinheit 18 , die eine Pulsbreitenmodulation von Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* gemäß dem Drehmomentbefehl T* unter Verwendung des Dreieckswellensignals Tr durchführt und das Gate-Signal zum Steuern des Betriebs des Wechselrichters 3 erzeugt. Die Motorsteuervorrichtung 1 ändert die Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und dem Dreieckswellensignal Tr zufällig. Mit dieser Konfiguration kann die Spitze des harmonischen Stroms in dem Wechselstrom, der durch den Motor 2 fließt, reduziert werden. Im Ergebnis können Vibrationen und Geräusche, die in dem Motor 2 erzeugt werden, wirksam unterdrückt werden.
(2) Die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 passt die Trägerwellenfrequenz fc an, um die Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und dem Dreieckswellensignal Tr zufällig zu ändern. Insbesondere berechnet die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 den Diffusionswert Dc, der sich innerhalb eines vorbestimmten Diffusionsbereichs zufällig ändert, und passt die Trägerwellenfrequenz fc basierend auf dem Diffusionswert Dc an. Mit dieser Konfiguration ist es möglich, die zufällige Änderung der Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und dem Dreieckswellensignal Tr zuverlässig und einfach zu realisieren und zugleich die Synchron-PWM-Steuerung aufrechtzuerhalten.
(3) Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 umfasst die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, die basierend auf der Spannungsphase θv, die die Phasen der Dreiphasen-Spannungsbefehle Vu*, Vv* und Vw* darstellt, bestimmt, ob der Diffusionswert Dc aktualisiert werden soll, und die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 , die den Diffusionswert Dc berechnet. Die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 hält das vorherige Berechnungsergebnis des Diffusionswerts Dc durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 dann, wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt, den Diffusionswert Dc nicht zu aktualisieren, und aktualisiert den Diffusionswert Dc unter Verwendung des aktuellen Berechnungsergebnisses des Diffusionswerts Dc durch die Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 dann, wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt, den Diffusionswert Dc zu aktualisieren. Mit dieser Konfiguration kann der Diffusionswert Dc zu einer geeigneten Zeitvorgabe aktualisiert werden und die Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und dem Dreieckswellensignal Tr kann zufällig geändert werden.
(4) Die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631 bestimmt auf der Grundlage der Spannungsphase θv, ob die Synchron-PWM-Steuerung zum Synchronisieren des Dreieckswellensignals Tr mit den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* konvergiert ist, und bestimmt, den Diffusionswert Dc zu aktualisieren, wenn bestimmt wird, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist. Insbesondere bestimmt die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit 1631, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist, wenn der Änderungsbetrag der Spannungsphase θv eine vorbestimmte spezifizierte Phase überschreitet oder wenn der Spannungsphasenfehler Δθv, der die Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und das Dreieckswellensignal Tr darstellt, innerhalb eines vorbestimmten Bereichs konvergiert. Mit dieser Konfiguration kann der Diffusionswert Dc zu einer geeigneten Zeitvorgabe aktualisiert werden.
(5) Die Motorsteuervorrichtung 1 ändert zufällig die Phasendifferenz zwischen den Dreiphasen-Spannungsbefehlen Vu*, Vv* und Vw* und dem Dreieckswellensignal Tr innerhalb eines vorbestimmten Bereichs, dessen Obergrenze der Bereich von -180 Grad bis +180 Grad ist. Mit dieser Konfiguration kann die Spitze des harmonischen Stroms in dem Wechselstrom, der durch den Motor 2 fließt, auf einen beliebigen Bereich oder eine beliebige Größe reduziert werden.

[Zweite Ausführungsform]
Als Nächstes wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
15 ist eine perspektivische Außenansicht einer elektromechanischen integrierten Einheit 71 gemäß der zweiten Ausführungsform.
Die elektromechanische integrierte Einheit 71 umfasst das in der ersten Ausführungsform beschriebene Motorantriebssystem 100 (Motorsteuervorrichtung 1, Motor 2 und Wechselrichter 3). Der Motor 2 und der Wechselrichter 3 sind durch einen Kopplungsabschnitt 713 über eine Sammelschiene 712 verbunden. Die Ausgabe des Motors 2 wird über ein Getriebe 711 auf ein Differentialgetriebe (nicht dargestellt) und auf eine Achse übertragen. Obwohl die Motorsteuervorrichtung 1 in 15 nicht gezeigt, ist kann die Motorsteuervorrichtung 1 an einer beliebigen Position angeordnet sein.
Die elektromechanische integrierte Einheit 71 ist durch eine Struktur gekennzeichnet, in der der Motor 2, der Wechselrichter 3 und das Getriebe 711 integriert sind. In der elektromechanischen integrierten Einheit 71 kann aufgrund einer solchen integrierten Struktur eine Resonanz auftreten, wenn Vibrationen/Geräusche, die durch die in dem Motor 2 erzeugte Zeitharmonische verursacht werden, den Wechselrichter 3 oder das Getriebe 711 schwingen lassen, und in diesem Fall verschlimmern sich die Vibrationen/Geräusche. Durch Steuern des Antriebs des Motors 2 unter Verwendung der in der ersten Ausführungsform beschriebenen Motorsteuervorrichtung 1 kann jedoch die Frequenz, bei der Vibrationen und Geräusche in dem Motor 2 erzeugt werden, zerstreut werden und der Spitzenwert davon verringert werden, so dass es möglich ist, die elektromechanische integrierte Einheit vibrations- und geräuscharm zu realisieren.
[Dritte Ausführungsform]
Als Nächstes wird eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
16 ist ein Konfigurationsdiagramm eines Hybridsystems 72 gemäß der dritten Ausführungsform.
Wie es in 16 gezeigt ist, umfasst das Hybridsystem 72 das in der ersten Ausführungsform beschriebene Motorantriebssystem 100 (Motorsteuervorrichtung 1, Motor 2, Wechselrichter 3, Hochspannungsbatterie 5, Stromdetektionseinheit 7, Drehpositionsdetektor 8) und ein Motorantriebssystem 101 (Motorsteuervorrichtung 1, Motor 2a, Wechselrichter 3a, Hochspannungsbatterie 5, Stromdetektionseinheit 7a, Drehpositionsdetektor 8a), das dazu ähnlich ist. Die Motorantriebssysteme 100 und 101 teilen sich die Motorsteuervorrichtung 1 und die Hochspannungsbatterie 5.
Ein Drehpositionssensor 4a zum Detektieren einer Drehposition θa eines Rotors ist an dem Motor 2a angebracht. Der Drehpositionsdetektor 8a berechnet die Drehposition θa aus einem Eingabesignal des Drehpositionssensors 4a und gibt die Drehposition θa an die Motorsteuervorrichtung 1 aus. Die Stromdetektionseinheit 7a ist zwischen dem Wechselrichter 3a und dem Motor 2a angeordnet.
Der Wechselrichter 3a umfasst eine Wechselrichterschaltung 31a, eine PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32a und einen Glättungskondensator 33a. Die PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32a ist gemeinsam mit der PWM-Signal-Ansteuerschaltung 32 des Wechselrichters 3 mit der Motorsteuervorrichtung 1 verbunden, erzeugt ein PWM-Signal zum Steuern jedes Schaltelements der Wechselrichterschaltung 31a auf der Grundlage eines Gate-Signal, das aus der Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben wird, und gibt das PWM-Signal an die Wechselrichterschaltung 31a aus. Die Wechselrichterschaltung 31a und der Glättungskondensator 33a sind mit der Hochspannungsbatterie 5 verbunden, die der Wechselrichterschaltung 31 und dem Glättungskondensator 33 gemeinsam ist.
Ein Drehmomentbefehl T* für den Motor 2 und ein Drehmomentbefehl Ta* für den Motor 2a werden in die Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben. Basierend auf diesen Drehmomentbefehlen erzeugt die Motorsteuervorrichtung 1 Gate-Signale zum Steuern des Antriebs der Motoren 2 und 2a durch das in der ersten Ausführungsform beschriebene Verfahren und gibt die Gate-Signale an die Wechselrichter 3 bzw. 3a aus. Das heißt, die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16, die in der Motorsteuervorrichtung 1 enthalten ist, berechnet den Spannungsphasenfehler Δθv, um die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr, das die Trägerwelle ist, so anzupassen, dass Vibrationen und Geräusche, die in den Motoren 2 und 2a erzeugt werden, unterdrückt werden können. In der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 kann die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 unterschiedliche Diffusionswerte Dc für die Wechselrichter 3 und 3a einstellen.
Ein Kraftmaschinensystem 721 und eine Kraftmaschinensteuereinheit 722 sind mit dem Motor 2 verbunden. Das Kraftmaschinensystem 721 wird unter der Steuerung der Kraftmaschinensteuereinheit 722 angetrieben, um den Motor 2 drehend anzutreiben. Der Motor 2 wird durch das Kraftmaschinensystem 721 drehend angetrieben, um als Generator zu arbeiten und Wechselstrom zu erzeugen. Die von dem Motor 2 erzeugte Wechselstromleistung wird von dem Wechselrichter 3 in Gleichstromleistung umgesetzt und in die Hochspannungsbatterie 5 geladen. Im Ergebnis kann das Hybridsystem 72 als Reihenhybridsystem fungieren. Das Kraftmaschinensystem 721 und die Kraftmaschinensteuereinheit 722 können mit dem Motor 2a verbindbar sein.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird das Hybridsystem 72 von 16 unter Verwendung der in der ersten Ausführungsform beschriebenen Motorsteuervorrichtung 1 verwirklicht, so dass es möglich ist, eine Wirkung zum Reduzieren der Vibrationen und Geräusche der Motoren 2 und 2a zu erhalten, die durch die Zeitharmonische verursacht werden. Daher ist es möglich, ein Dämpfungsmaterial, ein schallabsorbierendes Material und dergleichen zu reduzieren, die für Maßnahmen gegen Vibrationen/Geräusche in dem herkömmlichen Hybridsystem notwendig sind.
[Vierte Ausführungsform]
Als Nächstes wird eine vierte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In der vorliegenden Ausführungsform wird ein Anwendungsbeispiel für ein elektrisches Servolenkungssystem beschrieben.
17 ist eine Darstellung, die eine Konfiguration eines elektrischen Servolenkungssystems gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. Ein elektrisches Servolenkungssystem 61 umfasst ein Antriebssteuersystem 75, das die in der ersten Ausführungsform beschriebene Motorsteuervorrichtung 1 und redundante Antriebssysteme 102A und 102B umfasst. Das elektrische Servolenkungssystem 61 detektiert das Drehmoment eines Lenkrads 62 durch einen Drehmomentsensor 63 und betreibt das Antriebssteuersystem 75 basierend auf dem Drehmoment. Im Ergebnis wird ein Unterstützungsdrehmoment gemäß der Eingabe des Lenkrads 62 unter Verwendung der Drehantriebskraft des Motors 2 erzeugt, der in dem Antriebssteuersystem 75 enthalten ist, und wird über einen Lenkunterstützungsmechanismus 64 an einen Lenkmechanismus 65 ausgegeben, wodurch die Lenkbetätigung des Fahrers unterstützt wird. Im Ergebnis wird ein Reifen 66 durch den Lenkmechanismus 65 gelenkt und eine Fahrtrichtung des Fahrzeugs wird gesteuert.
Da ein elektrisches Servolenkungssystem eines Fahrzeugs im Allgemeinen über ein Lenkrad direkt mit einem Fahrer verbunden ist, werden Vibrationen und Geräusche leicht auf den Fahrer übertragen und die erforderlichen Spezifikationen für Vibrationen und Geräusche sind hoch. Insbesondere wird der Betrieb des Motors im Vergleich zu anderen Erzeugungsfaktoren in einem Zustand, in dem der Fahrer das Lenkrad mit hoher Geschwindigkeit dreht, als Ursache für Vibrationen und Geräusche dominant. Andererseits kann das elektrische Servolenkungssystem 61 der vorliegenden Ausführungsform die Vibrationen in einem Zustand wirksam reduzieren, in dem der Fahrer das Lenkrad 62 mit hoher Geschwindigkeit dreht, und kann somit ein elektrisches Servolenkungssystem mit geringen Vibrationen und Geräuschen realisieren.
18 ist eine Darstellung, die eine Konfiguration eines Antriebssteuersystems 75 in dem elektrischen Servolenkungssystem 61 gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Bei dem Antriebssteuersystem 75 sind die Motorsteuervorrichtung 1, der Motor 2 und die Hochspannungsbatterie 5 gemeinsam mit den redundanten Antriebssystemen 102A und 102B verbunden. In der vorliegenden Ausführungsform umfasst der Motor 2 zwei Wicklungssysteme 21 und 22, wobei ein Wicklungssystem 21 das Antriebssystem 102A bildet und das andere Wicklungssystem 22 das Antriebssystem 102B bildet.
Das Antriebssystem 102A umfasst den Wechselrichter 3 und den Drehpositionsdetektor 8 und der Drehpositionssensor 4 zum Detektieren einer Drehposition θ eines Rotors, der dem Wicklungssystem 21 entspricht, ist an dem Motor 2 angebracht. Die Wechselstromleistung, die durch den Wechselrichter 3 erzeugt wird, fließt zu dem Wicklungssystem 21 des Motors 2, um den Motor 2 drehend anzutreiben. In dem Antriebssystem 102A ist die Stromdetektionseinheit 7 zwischen dem Wechselrichter 3 und dem Motor 2 angeordnet.
Das Antriebssystem 102B umfasst den Wechselrichter 3a und den Drehpositionsdetektor 8a und der Drehpositionssensor 4a zum Detektieren der Drehposition θa eines Rotors, der dem Wicklungssystem 22 entspricht, ist an dem Motor 2 angebracht. Die Wechselstromleistung3a, die durch den Wechselrichter erzeugt wird, fließt zu dem Wicklungssystem 22 des Motors 2, um den Motor 2 drehend anzutreiben. Bei dem Antriebssystem 102B ist die Stromdetektionseinheit 7a zwischen dem Wechselrichter 3a und dem Motor 2 angeordnet. Es ist zu beachten, dass der Wechselrichter 3a, der Drehpositionsdetektor 8a, der Drehpositionssensor 4a und die Stromdetektionseinheit 7a ähnlich den in 16 in der dritten Ausführungsform beschriebenen Elementen sind.
Ein Drehmomentbefehl T* für den Motor 2 wird in die Motorsteuervorrichtung 1 eingegeben. Die Motorsteuervorrichtung 1 erzeugt ein Gate-Signal zum Steuern des Antriebs des Motors 2 durch das in der ersten Ausführungsform beschriebene Verfahren auf der Grundlage des eingegebenen Drehmomentbefehls T* und gibt das Gate-Signal an jeden der Wechselrichter 3 und 3a aus. Das heißt, die Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 der Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit 16 , die in der Motorsteuervorrichtung 1 enthalten ist, berechnet den Spannungsphasenfehler Δθv, um die Frequenz des Dreieckswellensignals Tr, das die Trägerwelle ist, so anzupassen, dass Vibrationen und Geräusche, die in den Antriebssystemen 102A und 102B erzeugt werden, unterdrückt werden können. In der Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit 163 kann die Trägerphasen-Verschiebungsbetrags-Diffusionswert-Berechnungseinheit 1632 unterschiedliche Diffusionswerte Dc für die Wechselrichter 3 und 3a einstellen.
Gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird das elektrische Servolenkungssystem 61 von 17 wird unter Verwendung der in der ersten Ausführungsform beschriebenen Motorsteuervorrichtung 1 realisiert, so dass die Wirkung des Reduzierens der Vibrationen und Geräusche des Motors 2, die durch die Zeitharmonische verursacht werden, erzielt werden kann. Daher kann ein elektrisches Servolenkungssystem mit geringen Vibrationen und Geräuschen realisiert werden.
In jeder der oben beschriebenen Ausführungsformen kann jede Konfiguration (2, 7, 8, 9 und dergleichen) in der Motorsteuervorrichtung 1 die Funktion jeder Konfiguration durch eine CPU und ein Programm unabhängig von der Konfiguration durch Hardware implementieren. In einem Fall, in dem jede Konfiguration in der Motorsteuervorrichtung 1 durch die CPU und das Programm realisiert wird, gibt es den Vorteil, dass die Kosten reduziert werden können, weil die Anzahl von Hardware-Elementen reduziert ist. Zusätzlich kann dieses Programm bereitgestellt werden, indem es in einem Speichermedium des Motorsteuergeräts vorab gespeichert wird. Alternativ kann das Programm auf einem unabhängigen Speichermedium gespeichert und bereitgestellt werden oder das Programm kann über eine Netzleitung auf einem Speichermedium der Motorsteuervorrichtung aufgezeichnet und gespeichert werden. Es können verschiedene Formen von computerlesbaren Computerprogrammprodukten wie etwa Datensignale (Trägerwellen) bereitgestellt sein.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die obigen Ausführungsformen beschränkt und andere Formen, die innerhalb des Umfangs des technischen Gedankens der vorliegenden Erfindung denkbar sind, sind ebenfalls im Umfang der vorliegenden Erfindung enthalten, solange die Merkmale der vorliegenden Erfindung nicht beeinträchtigt werden. Außerdem kann eine Konfiguration hergenommen werden, in der die mehreren oben beschriebenen Ausführungsformen kombiniert sind.
Bezugszeichenliste

1: Motorsteuervorrichtung
2: Motor
3: Wechselrichter
4: Drehpositionssensor
5: Hochspannungsbatterie
7: Stromdetektionseinheit
8: Drehpositionsdetektor
11: Strombefehls-Erzeugungseinheit
12: Drehzahlberechnungseinheit
13: Dreiphasen/dq-Umsetzungseinheit
14: Stromsteuereinheit
15: dq/Dreiphasen-Spannungsumsetzungseinheit
16: Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit
17: Dreieckswellen-Erzeugungseinheit
18: Gate-Signal-Erzeugungseinheit
31: Wechselrichterschaltung
32: PWM-Signal-Ansteuerschaltung
33: Glättungskondensator
61: elektrisches Servolenkungssystem
71: elektromechanische integrierte Einheit
72: Hybridsystem
75: Antriebssteuersystem
100, 101: Motorantriebssystem
102A, 102B: Antriebssystem
161: Synchron-PWM-Trägerwellenzahl-Auswahleinheit
162: Spannungsphasen-Berechnungseinheit
163: Spannungsphasenfehler-Berechnungseinheit
164: Synchron-Trägerwellenfrequenz-Berechnungseinheit
165: Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit
1631: Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit
1632: Trägerphasen-Verschiebungsbetrag-Diffusionswert-Berechnungseinheit
1633: Referenzspannungsphasen-Berechnungseinheit
1634: Additionseinheit
1635: Subtraktionseinheit
16321: Zufallszahlengenerator
16322: Einheit zum Halten des vorherigen Werts
16323: Schalteinheit

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

WO 2018139295 A [0007]

Claims

Motorsteuervorrichtung, die mit einem Leistungsumsetzer verbunden ist, der eine Leistungsumsetzung von Gleichstromleistung in Wechselstromleistung durchführt und den Antrieb eines Wechselstrommotors steuert, der unter Verwendung der Wechselstromleistung angetrieben wird, wobei die Motorsteuervorrichtung umfasst: eine Trägerwellen-Erzeugungseinheit, die eine Trägerwelle erzeugt; eine Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit, die eine Frequenz der Trägerwelle anpasst; und eine Gate-Signal-Erzeugungseinheit, die eine Pulsbreitenmodulation an einem Spannungsbefehl gemäß einem Drehmomentbefehl unter Verwendung der Trägerwelle durchführt und ein Gate-Signal zum Steuern eines Betriebs des Leistungsumsetzers erzeugt, wobei eine Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle zufällig geändert wird.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit die Frequenz der Trägerwelle anpasst, um die Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle zufällig zu ändern.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit einen Diffusionswert, der sich innerhalb eines vorbestimmten Diffusionsbereichs zufällig ändert, berechnet und die Frequenz der Trägerwelle basierend auf dem Diffusionswert anpasst.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Trägerwellenfrequenz-Anpassungseinheit eine Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit, die basierend auf einer Phase des Spannungsbefehls bestimmt, ob der Diffusionswert zu aktualisieren ist, und eine Diffusionswert-Berechnungseinheit, die den Diffusionswert berechnet, umfasst und ein vorheriges Berechnungsergebnis des Diffusionswerts aus der Diffusionswert-Berechnungseinheit hält, wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit bestimmt, den Diffusionswert nicht zu aktualisieren, und den Diffusionswert unter Verwendung eines aktuellen Berechnungsergebnisses des Diffusionswerts aus der Diffusionswert-Berechnungseinheit aktualisiert, wenn die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit bestimmt, den Diffusionswert zu aktualisieren.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit basierend auf der Phase des Spannungsbefehls bestimmt, ob die Synchron-PWM-Steuerung zum Synchronisieren der Trägerwelle mit dem Spannungsbefehl konvergiert ist, und dann bestimmt, den Diffusionswert zu aktualisieren, wenn bestimmt wird, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Diffusionswertaktualisierungs-Bestimmungseinheit bestimmt, dass die Synchron-PWM-Steuerung konvergiert ist, wenn ein Änderungsbetrag der Phase des Spannungsbefehls eine vorbestimmte spezifizierte Phase überschreitet oder wenn die Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle innerhalb eines vorbestimmten Bereichs konvergiert.
Motorsteuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Phasendifferenz zwischen dem Spannungsbefehl und der Trägerwelle innerhalb eines vorbestimmten Bereichs, dessen Obergrenze ein Bereich von -180 Grad bis +180 Grad ist, zufällig geändert wird.
Elektromechanische integrierte Einheit, die umfasst: die Motorsteuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; den Wechselstrommotor, der von dem Leistungsumsetzer angetrieben wird; und ein Getriebe, das eine Drehantriebskraft des Wechselstrommotors überträgt, wobei der Wechselstrommotor, der Leistungsumsetzer und das Getriebe integriert sind.
Hybridsystem, das umfasst: die Motorsteuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; den Wechselstrommotor, der von dem Leistungsumsetzer angetrieben wird; und ein Kraftmaschinensystem, das mit dem Wechselstrommotor verbunden ist.
Elektrisches Servolenkungssystem, das umfasst: die Motorsteuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7; den Leistungsumsetzer, der mit der Motorsteuervorrichtung verbunden ist; und den Wechselstrommotor, der von dem Leistungsumsetzer angetrieben wird, wobei eine Lenkbetätigung eines Fahrers unter Verwendung einer Drehantriebskraft des Wechselstrommotors unterstützt wird.