JPWO2016098410A1 - 電力変換装置及びこれを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置及びこれを用いた電動パワーステアリング装置 Download PDF

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Abstract

本発明の目的は、電力変換装置の小型化・生産性の改善、平滑コンデンサの温度上昇抑制およびモータ騒音の低減を、同時に解決することにある。本発明の電力変換装置（１００）は、平滑コンデンサ（２１０、３１０）と、並列に接続される第１の電力変換部（２００）及び第２の電力変換部（３００）と、出力電圧ベクトル及びＰＷＭキャリアに基づいてＰＷＭパルスを生成する制御部（２５０）と、を備える。制御部は、所定の出力電圧ベクトル値をＰＷＭキャリアの１周期内での平均値が当該所定の出力電圧ベクトル値となるような異なる２つ以上の出力電圧ベクトル値に補正をする補正部（２５５）を有する。補正部は、第１の期間において第１の出力電圧ベクトル値の補正を行うとともに、第１の期間とは異なる第２の期間において第２の出力電圧ベクトル値の補正を行う。

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に電動パワーステアリング装置に用いられる電力変換装置に関する。
近年、１つのモータ筐体に合計３相以上のモータ巻き線を、電力変換装置の筐体に合計２つの電力変換部を備え、それぞれの筐体を結合した機電一体構造の電動パワーステアリング装置が提案されてきている。機電一体構造のシステムとしては、例えば特許文献１に記載のものがある。また、直流電源と電力変換部を用いて３相モータをコントロールする手法としては、ＰＷＭ制御が良く知られている。ＰＷＭ制御では、モータに流れている電流値やモータ回転数を検出し、上位から与えられる指令値と前記検出結果に基づいて、電力変換部への電圧指令値を演算することで、モータトルクおよびモータ回転数を所望の値に制御する。
ここで、モータの各相に流れている電流の検出方法としては、電力変換部とモータを電気的に接続する配線部で検出する方法が一つ挙げられるが、２つの電力変換部のそれぞれに３個の電流検出器と検出用配線を備え、さらに制御部には検出器から得た値を増幅するためのオペアンプ等を備えなければならなく、電力変換装置の大型化および接続工程の増加が課題である。
モータの各相に流れている電流の別の検出方法としては、例えば特許文献２に記載のものがある。特許文献２に記載の技術は、各相のＰＷＭスイッチング期間と電流検出器の電流検出タイミングを同期させることで、１つの電流検出器のみでモータ各相に流れる電流値を求める方式である。また、電力変換部の各相のスイッチングタイミングが非常に近接し、電流検出器で電流検出をするための時間を十分に確保できない時には、電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’の平均値が電圧ベクトルＶｓと等しくなるよう補正制御を実施することで、電流検出のための時間を確保し、モータ各相に流れる電流値を求める方式である。この電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均値と、電圧ベクトルＶｓを等しくすることで検出を実現する制御技術を、「高調波重畳方式」と呼ぶこととする。
特開２０１１−２５０４８９号公報 特開平１１−４５９４号公報
本発明は、モータに流れている電流値から電圧指令値を演算し、所望の動作となるようモータを制御する電力変換装置において、高調波重畳方式を用いた電流検出の際に、モータ騒音を抑制しつつ、平滑コンデンサに流れる実効電流の増加を抑制することを目的とする。
本発明に係る電力変換装置は、直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータを制御する電力変換装置であって、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、電力を変換するためのブリッジ回路を有する第１の電力変換部と、電力を変換するためのブリッジ回路を有し、前記第１の電力変換部と並列に接続される第２の電力変換部と、出力電圧ベクトル及びＰＷＭキャリアに基づいてＰＷＭパルスを生成する制御部と、を備え、前記制御部は、第１の出力電圧ベクトルに基づいて前記第１の電力変換部の出力を制御するための第１のＰＷＭパルスを生成するとともに、第２の出力電圧ベクトルに基づいて前記第２の電力変換部の出力を制御するための第２のＰＷＭパルスを生成し、前記制御部は、所定の出力電圧ベクトル値を、前記ＰＷＭキャリアの１周期内での平均値が当該所定の出力電圧ベクトル値となるような異なる２つ以上の出力電圧ベクトル値に補正をする補正部を有し、前記補正部は、前記ＰＷＭキャリアの複数周期の中の１周期である第１の期間において、前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行い、かつ、前記ＰＷＭキャリアの複数周期の中の１周期であって前記第１の期間とは異なる第２の期間において、前記第２の出力電圧ベクトル値の前記補正を行うことを特徴とする。
本発明によれば、直流母線に１つの電流検出器を有する２つの電力変換部から成る電力変換装置において、それぞれの電力変換部の高調波重畳を実施する期間を間欠にすることで、モータ騒音を抑制しつつ、電源と電流検出器の間にある平滑コンデンサの実効電流の増加を抑制することができる。本発明により得られるその他の効果は、本発明を実施するための形態の説明の中で明らかにする。
実施例１における電力変換装置の回路図である。 実施例1における第１の電力変換部の平滑コンデンサ２１０の電流波形である。 実施例1における第２の電力変換部の平滑コンデンサ３１０の電流波形である。 実施例１におけるモータ電流波形である。 実施例２における電力変換装置の回路図である。 実施例２における高調波重畳方式の適用を示す図表である。 実施例３における電力変換装置の回路図である。 モータ回転数をパラメータとした平滑コンデンサリップル電流実効値の解析結果である。 実施例３における高調波重畳方式の適用を示す図表である。 変調率をパラメータとした電流検出率の試算結果である。 実施例５における電力変換装置の回路図である。 電動パワーステアリング装置についての実施形態を説明する図である。 従来例における電力変換装置の回路構成を示す図である。 従来例における高調波重畳方式を適用しない場合の平滑コンデンサの電流波形である。 従来例における高調波重畳方式を適用した場合の平滑コンデンサの電流波形である。 従来例における高調波重畳方式を適用した場合のモータ電流波形である。
以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。また、従来技術として、図１３〜図１５を用いて、高調波重畳方式について説明する。
図１４は、各相のＰＷＭスイッチング期間と電流検出器の電流検出タイミングを同期させることで、１つの電流検出器のみでモータ各相に流れる電流値を求める方式である。図１４には、電力変換装置のある動作タイミングにおけるＰＷＭ三角波と、電力変換部の３相ブリッジ回路各相への電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、３相ブリッジ回路と直流電源の間にある平滑コンデンサの電流波形Ｉｃが示されている。図１４の期間Ａは、ＰＷＭ三角波の波形が電圧指令値Ｖｖ＊を超えてから電圧指令値Ｖｗ＊を超えるまでの期間を表している。期間Ａは、ＰＷＭスイッチング期間と電流検出タイミングを同期させることで、モータのＵ相に流れる電流値を検出する期間である。
電力変換装置のある動作タイミングにおけるＰＷＭ三角波と電圧指令値が図１４に示すような関係であったとき、平滑コンデンサには同図に示されるような波形の電流が流れる。しかし、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ*とＶ相の電圧指令値Ｖｖ＊が近接しているため、期間の幅が狭く、電流検出器で電流を検出することが困難となってしまう。
図１５は、さらに電圧ベクトルＶｓ’とＶｓ’’の平均値が電圧ベクトルＶｓと等しくなるよう補正制御を実施することで、電流検出のための時間を確保し、モータ各相に流れる電流値を求める方式である。この電圧ベクトルＶｓ’及びＶｓ’’の平均値と、電圧ベクトルＶｓを等しくすることで電流検出を実現する制御技術を、「高調波重畳方式」ということとする。図１５に示す高調波重畳方式では、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊を、三角波の前半後半で変化させることで期間Ａの幅を広くし、電流検出器でＵ相の電流検出を可能とする。なお、Ｖｕ＊＊の平均値は、図１４のＶｕ*と等しい。また、高調波重畳方式においては、図１５に示す以外にも多くの手法が提案されており、上記以外の手法を適用しても、同様の効果を得ることができる。
このように、各相の電圧指令値が近接することで、電流検出をするための十分な時間を確保できず、モータ電流の検出を正常に実施できない期間が発生する場合でも、高調波重畳方式を用いると、直流母線配線にある１個の電流検出器のみで、モータ各相に流れる電流を検出することを実現する。
しかし、高調波重畳方式では、１キャリア周期内のある期間の通電時間を延長し（図１５における期間Ａ）、さらに電圧指令値の平均値を等しくするために逆方向の電流が通じる期間を新たに設ける必要がある（期間Ｂ）。そのため、図１４および図１５に示す平滑コンデンサ電流Ｉｃの波形を比較すると明らかなように、高調波重畳方式を適用すると平滑コンデンサに流れる実効電流値が増加してしまう。その結果、平滑コンデンサの発熱が増加するという課題がある。平滑コンデンサとしては、容量の大きな電解コンデンサがよく用いられるが、電解コンデンサは熱寿命部品であるため、高調波重畳方式は最終的に電力変換装置の信頼性を低下させてしまう。
一方、平滑コンデンサの実効電流値の増加を抑制するため、高調波重畳方式をＰＷＭの毎周期実施するのではなく、電力変換装置の電流検出タイミングのみに同期させて実施する手法が考えられる。しかし、このようにすると、電力変換部のモータ出力配線端には、電流検出周期に同期したリップル波形が発生する。例えば、図１６に示すモータ電流波形は、周期Ｔ１で高調波重畳を実施せず、周期Ｔ２で高調波重畳を実施し電流を検出している。その結果、モータ電流に現れるリップル波形には、ＰＷＭキャリア周期以下の周波数成分が含まれてしまうため、音の発生源であるモータからＰＷＭキャリア周期以下の、即ち可聴域の異音が発生する課題がある。特に、前述した電動パワーステアリングシステムのような車載部品では静音が強く求められている。
以上のように、電力変換装置の小型化・生産性の改善、平滑コンデンサの温度上昇抑制およびモータ騒音の低減を、同時に解決することは大きな課題となっている。
図１から図４を用いて、第１の実施形態に係る電力変換装置１００について説明する。図１は、第１の実施例に係る電力変換装置１００の全体構成を示す回路図である。
直流電源２０の電力を直流から交流へ変換する電力変換装置１００は、電気エネルギーを機械エネルギーへ変換し駆動するモータ４００に接続される。ここでは、電力変換装置１００とモータ４００とで、駆動装置１０を構成している。モータ４００は、例えば三相モータで構成される。
電力変換装置１００は、電力変換部２００と電力変換部３００の２つの電力変換部を有している。電力変換部２００には、電力を直流から３相交流へ変換するための３相ブリッジ回路２２０を構成する半導体素子が６個備えられている。半導体素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのパワー半導体素子がある。
３相ブリッジ回路２２０より直流電源２０側の正負極配線の間には、電圧平滑化のための平滑コンデンサ２１０が一つ以上備えられている。平滑コンデンサ２１０は、十分な容量を有している電解コンデンサや導電性高分子ハイブリッド電解コンデンサなどが用いられる。
３相ブリッジ回路２２０と平滑コンデンサ２１０の間の負極配線には、モータの相電流を検出するための電流検出器２３０が設けられる。電流検出器２３０としては、抵抗値の小さな抵抗器がよく用いられているが、カレントトランスなど他の電流検出器を用いても構わない。平滑コンデンサ２１０より直流電源２０側には、ノイズ対策部品としてノーマルモードチョークコイル２８１やコンデンサ２８２などが配置されている。
なお、図示していないが、電力変換部２００および電力変換部３００とモータ４００を電気的に接続する配線すべてに、異常時に回路をオン／オフするためのリレーが一つずつ備えられていても良い。リレーとしては、例えばＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子や機械式の電磁リレーがある。また、ノーマルモードチョークコイル２８１より直流電源２０側、または電力変換部２００および電力変換部３００側にリレーが備えられていても良い。リレーとしては、例えば２個のＭＯＳＦＥＴがソース電極を同電位とする形で直列に接続された、双方向リレーや機械式の電磁リレーがある。なお、電力変換部３００の構成は電力変換部２００と同じであり、詳細な説明は省略する。
次に、電力変換装置の制御部に関し説明する。電力変換装置１００は、制御部２５０を有している。制御部２５０は電圧指令演算部２５２を有しており、駆動装置１０からモータを所望の値に制御するための電流指令値が与えられる。また、制御部２５０は、電流検出器２３０および電流検出器３３０から得た電圧値を増幅する電流検出部２５３および電流検出部３５３を有しており、電圧指令演算部２５２に電流検出値を与える。
電圧指令演算部２５２は、電流指令値と電流検出値を基に、３相ブリッジ回路２２０および３相ブリッジ回路３２０の各相へ与える電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊およびＶｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を生成する。ここで、電力変換部２００への電圧指令値をまとめてＶ１＊と、電力変換部３００への電圧指令値をまとめてＶ２＊と呼ぶこととする。
生成された電圧指令Ｖ１＊およびＶ２＊は、ＰＷＭ生成部２５１へ出力され、ＰＷＭ生成部２５１は３相ブリッジ回路２２０および３相ブリッジ回路３２０のそれぞれの半導体素子へ、ゲート電圧指令を出力する。なお、ＰＷＭ生成部２５１は、図１ではそれぞれの電力変換部に共通となっているが、電力変換部２００および電力変換部３００用にそれぞれ備えられていても良い。
電圧指令演算部２５２は、電圧指令補正部２５５も有している。電圧指令補正部２５５は、図１４に示すような、電力変換部の各相のスイッチングタイミングが近接または同期し、電流検出器を用いて電流検出をするための時間が十分でない場合に、ＰＷＭ１周期の電圧指令の平均値が等しくなるよう電圧指令を補正する。その結果、電流検出を実施するための時間を確保でき、直流母線に備えられた電流検出器２３０および電流検出器３３０を用いた電流検出を可能としている。
３相ブリッジ回路２２０と３相ブリッジ回路３２０の半導体素子は、制御部２５０から与えられたゲート電圧指令に基づき、オン又はオフする。直流電源２０から与えられる直流電力を３相交流電力へ変換することで、モータ４００を所望の出力に制御する。
次に、電力変換部２００および電力変換部３００の、特に高調波重畳方式の動作に関し説明する。なお、以下の説明では、各電力変換部の電流検出周期が、ＰＷＭキャリアの２周期に１回であると仮定する。
電力変換装置１００のあるタイミングにおける動作条件にて、各相の電圧指令値が近接しておらず、電流検出のための時間が十分に確保できる状態を考える。この場合、駆動装置１０から送られた電流指令値は、電圧指令演算部２５２から電力変換部２００と電力変換部３００に例えば均等に分配され、ＰＷＭ生成部２５１は電圧指令値に基づき、３相ブリッジ回路２２０と３相ブリッジ回路３３０へゲート電圧指令を出力する。その結果、電力変換部２００と電力変換部３００は、ほぼ等しい電圧・電流をモータ４００へ出力する。
次に、電力変換部の各相の電圧指令値が近接し、電流検出のための時間が十分に確保できないタイミングを考える。図１４に示したように、電圧指令値が近接しているため、電力変換部２００と電力変換部３００では、Ｕ相の電流を検出することが困難となる。そのため、それぞれの電力変換部は図１５に示すような高調波重畳方式を適用し、Ｕ相電流を検出する。
ここで電力変換部２００は、図２に示すように、電流検出周期（すなわちＰＷＭキャリア２周期）である期間Ｔ１およびＴ２のうち、期間Ｔ２で電流検出を実施することとし、高調波重畳による電圧指令値の補正も期間Ｔ２のみで実施する。一方、電力変換部３００は、図３に示すように、電力変換部２００を基準として高調波重畳方式を実施するタイミングをずらすため、期間Ｔ１で電流検出および高調波重畳による電圧指令値の補正を実施する。このように、電力変換部２００と電力変換部３００の高調波重畳の回数は、電流検出周期（すなわちＰＷＭキャリア２周期）に１回とし、そのタイミングはそれぞれの電力変換部で一致しない。
図４に、前述した電流検出方式によるモータ配線電流の波形を数周期分示す。モータ配線の電流波形は、電力変換部２００と電力変換部３００の出力が加算された値となる。期間Ｔ１では電力変換部３００で、期間Ｔ２では電力変換部２００で、高調波重畳に起因するリップル波形が現れる。しかし、電力変換部２００と電力変換部３００の電流検出タイミングを１キャリア周期ずらすことで、モータ配線に現れるリップル波形には、ＰＷＭキャリア周期以下の周波数成分が新たに発生することがない。その結果、高調波重畳方式を間欠としても、図１６のような可聴域の騒音が新たに発生することがない。
以上の構成とすることで、高調波重畳方式による平滑コンデンサの実効電流値の増加を抑制でき、結果平滑コンデンサの温度上昇を抑制することができる。平滑コンデンサの温度上昇抑制は、信頼性の向上だけでなく、平滑コンデンサ容量の低減、さらには個数の削減も可能となる。
また、電力変換装置のモータ出力配線端に現れるリップル波形は、２つの電力変換部の出力の加算となるため、電力変換部を１つで構成する従来の電力変換装置の場合と同等となる。即ち、高調波重畳の回数を削減したとしても、音の発生源であるモータから生じる騒音の周波数成分がＰＷＭキャリア周波数以下となることがなく、可聴域の音が発生することを抑制する。
さらに、電力変換部に備える電流検出器の数を１個とすることで、電力変換装置の小型化および生産性向上も実現する。
なお、本実施例では、平滑コンデンサ２１０と平滑コンデンサ３１０は、各電力変換部で個別に備える構成としたが、電力変換部２００および３００と直流電源２０の間に配置し、共通で備える構成としても構わない。
また、電流検出器２３０は直流母線の負極側に備えられているが、電力変換部２００と平滑コンデンサ２１０を接続する正極側配線、電力変換部３００と平滑コンデンサ３１０を接続する正極側配線に、それぞれ備えられていても良い。
さらに本実施例では、電流検出周期をＰＷＭ周期の２倍と仮定しているが、２倍以上であっても構わなく、電流検出周期に合わせる形で、高調波重畳による電圧指令値の補正モータの騒音が問題とならない範囲で長い間欠期間としても構わない。またこの時、それぞれの電力変換部の間欠期間は同一でなくてもよく、例えばそれぞれの間欠期間の公倍数のタイミングでは、高調波重畳の期間が一致しても構わない。
図５及び図６を用いて、第２の実施形態に係る電力変換装置１００について説明する。なお、第１の実施形態と共通する構成に関しては、説明を省略する。
本実施形態における制御部２５０には、平滑コンデンサ２１０の温度を検出する温度検出部２５６と、平滑コンデンサ３１０の温度を検出する温度検出部３５６を有する。ここで、温度測定手法としては、熱電対などを接続することで直接読み取る方法や、同一基板上に実装されたサーミスタなどから推定する方法、または通電電流の大きさから導出する発熱量と等価熱回路網などで表現した熱時定数を用いて内部温度を算出する方法などが挙げられる。
また、平滑コンデンサ２１０と平滑コンデンサ３１０には温度上限Ｔｍａｘが規定されている。制御部２５０は、電力変換装置１００が動作している間、それぞれの平滑コンデンサの温度をモニタリングしている。以下では、平滑コンデンサ温度がＴｍａｘ以下の状態における制御方式を、２つのケースに分けて図６を用いて説明する。
＜ケース１＞
平滑コンデンサ温度ＴｃがＴｍａｘより小さいときに、電力変換部２００と電力変換部３００の高調波重畳方式を間欠としない場合をケース１と定義する。ケース１では、平滑コンデンサ温度Ｔｃ＜Ｔｍａｘのときに、高調波重畳方式の周期Ｔｉ０は、ＰＷＭキャリア周期に等しい。
その後、電力変換装置１００が動作継続し、平滑コンデンサ２１０と平滑コンデンサ３１０のいずれか一方または双方の温度がＴｍａｘ以上となったときに、電力変換部２００と電力変換部３００の一方または双方は、実施例１で示したような高調波重畳方式の間欠制御を適用する。適用される間欠制御の周期Ｔｉ１は、Ｔｉ１＞Ｔｉ０となるような周期である。
＜ケース２＞
一方、平滑コンデンサ温度ＴｃがＴｍａｘより小さいときに、電力変換部２００と電力変換部３００の高調波重畳方式を間欠としている場合をケース２と定義する。このときの高調波重畳方式の周期は、ＰＷＭキャリア周期よりも大きいＴｉ２である。
その後、電力変換装置１００が動作継続し、平滑コンデンサ２１０と平滑コンデンサ３１０のいずれか一方または双方の温度がＴｍａｘ以上となったときに、電力変換部２００と電力変換部３００の一方または双方は、高調波重畳方式の間欠期間がＴｃ＜Ｔｍａｘのときと比較して大きくなるように、制御を適用する。すなわち、Ｔｃ＞Ｔｍａｘにおける間欠制御の周期Ｔｉ３は、Ｔｉ３＞Ｔｉ２となる。
以上のような制御を実施することで、平滑コンデンサの温度をモニタリングし、平滑コンデンサ温度が許容値以上となった場合に高調波重畳方式を間欠とすることで、平滑コンデンサを保護することが可能となる。
また、平滑コンデンサ温度が許容以下の期間では、電流検出周期をＰＷＭのキャリア周期と等しく、または近づけることができるため、電流検出周期を短くすることで高精度なモータ制御を必要とするシステムにも、本提案手法を適用することができる。
図７から図９を用いて、第３の実施形態に係る電力変換装置１００について説明する。なお、第１又は第２の実施形態と共通する構成に関しては、説明を省略する。
図７は、本実施形態に係る電力変換装置１００の全体構成を示す回路図である。本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１の実施形態に係る電力変換装置と比較して、さらにモータ４００の回転数を検出する位置検出装置２５７を備えている。位置検出装置２５７としては、レゾルバや、ＧＭＲ（Ｇｉａｎｔ Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）センサなどを用いることができる。
位置検出装置２５７が検出したモータ回転数Ｒｍは、制御部２５０に入力される。制御部２５０には、モータ回転数の下限値Ｒｍｉｎが設定される。制御部２５０は、位置検出装置２５７が検出したモータ回転数Ｒｍと、モータ回転数の下限値Ｒｍｉｎとを比較する。
図８は、高調波重畳方式を適用しない場合と、高調波重畳方式を適用する場合における平滑コンデンサのリップル電流の実効値の解析結果を示している。図８において、高調波重畳方式を適用しない場合とは、モータ電流を一定としたときに、当該モータ電流値を複数のモータ配線から直接検出する場合である。また、高調波重畳方式を適用する場合とは、モータ電流を一定としたときに、当該モータ電流値を直流母線に備えられた電流検出器を用いて求めた場合であり、モータ回転数Ｒｍをパラメータとして、ＰＷＭキャリアの毎周期に高調波重畳方式を適用した場合である。
図８から明らかなように、ＰＷＭキャリアの毎周期に高調波重畳方式を適用した場合、モータ回転数が小さくなると高調波重畳方式の影響で平滑コンデンサのリップル電流実効値が増加している。これは、高調波重畳方式を適用するシステムにおいては、モータ回転数が小さくなると、各相の電圧指令値が近接し、電流検出が困難な期間が増加しているためである。
そこで本実施形態に係る電力変換装置１００では、制御部２５０がモータ回転数Ｒｍを所定の下限値Ｒｍｉｎと比較し、制御を切り替える。図９では、モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎより大きい場合の制御方式として２つのケースを説明している。
＜ケース１＞
モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎより大きいときに、電力変換部２００と電力変換部３００の高調波重畳方式を間欠としない場合をケース１と定義する。ケース１では、モータ回転数Ｒｍ＞Ｒｍｉｎのときに、高調波重畳方式の周期Ｔｉ０は、ＰＷＭキャリア周期に等しい。
その後、電力変換装置１００が動作継続し、モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎより小さくなったときに、電力変換部２００と電力変換部３００の一方又は双方は、実施例１で示したような高調波重畳方式の間欠制御を適用する。適用される間欠制御の周期Ｔｉ１は、Ｔｉ１＞Ｔｉ０となるような周期である。
＜ケース２＞
一方、モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎより大きいときに、電力変換部２００と電力変換部３００の高調波重畳方式を間欠としている場合をケース２と定義する。このときの高調波重畳方式の周期は、ＰＷＭキャリア周期よりも大きいＴｉ２である。
その後、電力変換装置１００が動作継続し、モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎより小さくなったときに、電力変換部２００と電力変換部３００の一方又は双方は、高調波重畳方式の間欠期間がＲｍ＞Ｒｍｉｎのときと比較して大きくなるように、制御を適用する。すなわち、Ｒｍ＜Ｒｍｉｎにおける間欠制御の周期Ｔｉ３は、Ｔｉ３＞Ｔｉ２となる。
また、上述した本実施形態に係る制御方式は、第２の実施形態に係る制御と同時に適用しても良い。例えば、ケース１の条件にて、モータ回転数ＲｍがＲｍｉｎ以下となった場合でも、平滑コンデンサ温度Ｔｃが上限Ｔｍａｘ以下である場合には、ＰＷＭキャリア周期での高調波重畳方式の適用を開始するようにしてもよい。または、ケース２の条件にモータ回転数ＲｍがＲｍｉｎ以下となった場合でも、平滑コンデンサ温度Ｔｃが上限Ｔｍａｘ以下である場合には、高調波重畳方式の適用周期を大きくする制御を実施しないこととしてもよい。
以上のような制御を実施することで、平滑コンデンサ温度上昇の抑制を、平滑コンデンサ自身の温度以外の制御因子で実施することができる。モータ制御において、モータ回転数は一般的に検出している値であり、追加の検出部品を不要とすることができる。
また、モータ回転数が大きい場合に、電流の変化が速いため短い電流検出周期で電流を検出しモータを高精度に制御する必要があるシステムであっても、モータ回転数が低い場合には電流変化が遅いため、電流検出周期を短くしても良い場面がある。そのようなシステムでは、平滑コンデンサの温度上昇に影響を与える、モータ回転数Ｒｍが下限Ｒｍｉｎより小さい期間で間欠制御を実施しても、モータ制御性能の維持と平滑コンデンサの温度上昇抑制を実現することができる。
さらに、平滑コンデンサの温度検出値の判定結果と本実施例の方式を両方適用することで、２つのパラメータで平滑コンデンサ温度を制御することを実現し、電力変換装置の信頼性改善と、高精度なモータ制御の動作範囲をさらに広げることができる。
続いて、第４の実施形態に係る電力変換装置１００について説明をする。第３の実施形態である図８においては、モータ回転数をパラメータとして、平滑コンデンサのリップル電流実効値を試算しているが、本実施形態では、ＰＷＭの変調率をパラメータとしている。
図１０は、ＰＷＭ変調率をパラメータとして、電力変換装置の電流検出率をグラフに示したものである。図１０の結果は、直流母線に備えた１つの電流検出器を用いた場合に、高調波重畳方式を適用しなくても電流検出が可能となる割合を、ＰＷＭの変調率をパラメータとして試算したものである。図１０から明らかなように、電流検出率は、ある変調率を基準に大きく変化することが分かる。
そこで、本実施形態に係る電圧指令演算部２５２は、変調率の基準値を設け、当該基準値と、電流指令値等から演算したＰＷＭ変調率の大小を比較する。電圧指令演算部２５２は、比較の結果によって、高調波重畳方式の間欠期間の開始若しくは停止、又は期間の大小を変化させる。
このような制御を実施することで、平滑コンデンサの温度上昇抑制制御の制御パラメータが増え、制御性が向上する。なお、変調率と等価になるが、電圧指令演算部にモータ電流の基準値の基準を設定し、モータ電流の大小で間欠制御期間の変更を実施してもよい。
図１１は、第５の実施形態に係る電力変換装置１００の回路図である。本実施形態は、１つの電力変換部２００と制御部２５０からなる電力変換装置１００と、１つのモータ４００を有する駆動装置１０を示している。なお、電力変換装置の記号は、これまでの実施例の電力変換部２００と同様であり、また、これまでの実施形態と構成が同じものに関しては、説明を省略する。
電力変換装置１００は、平滑コンデンサ２１０の温度を検出する温度検出部２５６を有している。また、電圧指令演算部２５２は、平滑コンデンサ２１０の温度上限Ｔｍａｘを備えている。
電力変換装置１００は、平滑コンデンサ２１０の温度が上限Ｔｍａｘより小さいとき、騒音対策のため、高調波重畳方式をＰＷＭの毎キャリア周期適用している。平滑コンデンサ２１０の温度が上限Ｔｍａｘ以上となった場合には、高調波重畳方式をこれまでの実施例で説明してきたような、間欠とする制御を実施する。また、第２の実施形態におけるケース２のように、平滑コンデンサ２１０の温度が上限Ｔｍａｘ以上となった場合には、高調波重畳方式の期間を大きくする制御を実施する。
以上のような構成とすることで、キャリア周波数が小さなシステムにおいても、正常時には騒音の問題が発生しない。また、平滑コンデンサ温度が上限に達した時には、高調波重畳方式を間欠とする制御を実施することで、電力変換装置の信頼性を向上させる。
さらに、第４の実施形態に示すように、高調波重畳方式を間欠とする制御の適用の開始若しくは停止、または間欠とする周期の大小を変化させるパラメータとして、モータ回転数・モータ電流・変調率などを選択し、各パラメータに基準値を設けることで、高調波重畳方式の間欠制御タイミングを変化させても、同様な効果を得ることができる。
図１２は、上述の実施形態に係る電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用した、第６の実施形態である。図１２に示すように、駆動装置１０は、車両のステアリング１の回転軸に取り付けられたギア４を介してトルクを発生させ、ステアリング１による操舵をアシストする。ここで、駆動装置１０はこれまでに説明した制御技術を適用したものである。
以上のように、本実施形態の電動パワーステアリング装置は、小型化された電力変換装置を備えることで、搭載スペースの少ない車にも適用でき、様々な車種展開を可能とする。また、本実施形態の電動パワーステアリング装置は、静音化された電力変換装置を備えることで、運転者近傍に駆動装置を備えることを実現する。また、本実施形態の電動パワーステアリング装置は、電力変換装置内にある平滑コンデンサの温度上昇を抑制されることで、信頼性の高いシステムを実現できる。
なお、以上の実施例において、モータは３相で構成されるものとしてきたが、同一モータ筐体の中に、３相以上のモータ巻き線が構成されるシステムにおいても、本発明は同様な効果を発揮することができる。
さらに、電力変換装置は２つの電力変換部を有していたが、複数の電力変換部を有する場合においても、ある電力変換部を基準として他の電力変換部の間欠制御を実施することで、これまでに説明してきた実施例と同等の効果を得ることができる。
２０：直流電源，１００：電力変換装置，２００：電力変換部，２１０：平滑コンデンサ，２２０：３相ブリッジ回路，２３０：電流検出器，２５０：制御部，２５２：電圧指令演算部，２５３：電流検出部，２５５：補正部，２５６：温度検出部，２５７：位置検出装置，３００：電力変換部，３１０：平滑コンデンサ，３２０：３相ブリッジ回路，３３０：電流検出器，３５３：電流検出部，３５６：温度検出部，４００：モータ

Claims (11)

  1. 直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換してモータを制御する電力変換装置であって、
    前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    電力を変換するためのブリッジ回路を有する第１の電力変換部と、
    電力を変換するためのブリッジ回路を有し、前記第１の電力変換部と並列に接続される第２の電力変換部と、
    出力電圧ベクトル及びＰＷＭキャリアに基づいてＰＷＭパルスを生成する制御部と、を備え、
    前記制御部は、第１の出力電圧ベクトルに基づいて前記第１の電力変換部の出力を制御するための第１のＰＷＭパルスを生成するとともに、第２の出力電圧ベクトルに基づいて前記第２の電力変換部の出力を制御するための第２のＰＷＭパルスを生成し、
    前記制御部は、所定の出力電圧ベクトル値を、前記ＰＷＭキャリアの１周期内での平均値が当該所定の出力電圧ベクトル値となるような異なる２つ以上の出力電圧ベクトル値に補正をする補正部を有し、
    前記補正部は、前記ＰＷＭキャリアの複数周期の中の１周期である第１の期間において、前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行い、かつ、前記ＰＷＭキャリアの複数周期の中の１周期であって前記第１の期間とは異なる第２の期間において、前記第２の出力電圧ベクトル値の前記補正を行う電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記第１の電力変換部及び前記第２の電力変換部のそれぞれは、前記ブリッジ回路に流れる直流電流を検出して検出電流値を前記制御部に出力する電流検出器と、を有し、
    前記第１の電力変換部の前記電流検出器は、前記第１の期間において前記直流電流を検出し、
    前記第２の電力変換部の前記電流検出器は、前記第２の期間において前記直流電流を検出する電力変換装置。
  3. 請求項１又は２のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    前記平滑コンデンサの温度を検出する温度検出部を備え、
    前記補正部は、前記平滑コンデンサの温度が所定の温度以上である場合に、前記第１の期間において前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行うとともに、前記第２の期間において前記第２の出力電圧ベクトル値の前記補正を行う電力変換装置。
  4. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
    前記補正部は、前記平滑コンデンサの温度が前記所定の温度より小さいときは、前記ＰＷＭキャリアの毎周期において、前記補正を行う電力変換装置。
  5. 請求項３に記載の電力変換装置であって、
    Ｎ1を２以上の自然数とし、かつＮ2をＮ1より大きい自然数としたとき、
    前記補正部は、前記平滑コンデンサの温度が前記所定の温度より小さいときは、前記ＰＷＭキャリアのＮ1周期に１回の周期で前記補正を行い、
    さらに前記補正部は、前記平滑コンデンサの温度が前記所定の温度以上であるときは、前記ＰＷＭキャリアのＮ2周期に１回の周期で前記補正を行う電力変換装置。
  6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記モータに備えられたロータの回転数を検出する回転数検出部を備え、
    前記補正部は、前記ロータの回転数が所定の回転数以下であるときに、前記第１の期間において前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行うとともに、前記第２の期間において前記第２の出力電圧ベクトル値の前記補正を行う電力変換装置。
  7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
    前記補正部は、前記ロータの回転数が前記所定の回転数より大きいときは、前記ＰＷＭキャリアの毎周期において、前記補正を行う電力変換装置。
  8. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
    Ｎ3を２以上の自然数とし、かつＮ4をＮ3より大きい自然数としたとき、
    前記補正部は、前記ロータの回転数が前記所定の回転数より大きいときは、前記ＰＷＭキャリアのＮ3周期に１回の周期で前記補正を行い、
    さらに前記補正部は、前記ロータの回転数が前記所定の回転数以下であるときは、前記ＰＷＭキャリアのＮ4周期に１回の周期で前記補正を行う電力変換装置。
  9. 請求項１ないし８のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記補正部は、前記第１又は第２のＰＷＭパルスの変調率が所定の変調率以下であるときに、前記第１の期間において前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行うと共に、前記第２の期間において前記第２の出力電圧ベクトル値の前記補正を行う電力変換装置。
  10. 請求項１ないし９のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
    前記平滑コンデンサは、前記第１の電力変換部に含まれる第１の平滑コンデンサと、前記第２の電力変換部に含まれる第２の平滑コンデンサと、を有し、
    前記第１の電力変換部は、前記第１の平滑コンデンサの温度を検出する第１の温度検出部を有し、
    前記第２の電力変換部は、前記第２の平滑コンデンサの温度を検出する第２の温度検出部を有し、
    前記補正部は、前記第１の平滑コンデンサの温度が所定の温度以上である場合に、前記第１の期間において前記第１の出力電圧ベクトル値の前記補正を行う電力変換装置。
  11. 請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置によって制御される前記モータと、を備えた電動パワーステアリング装置。
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