WO2017010274A1 - 電力変換装置およびそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置およびそれを搭載した電動パワーステアリング装置 Download PDF

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滋久 青柳
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the present invention relates to a plurality of power converters connected in parallel and an electric power steering apparatus equipped with the power converters.
  • a power converter such as an inverter controls the current of a multi-phase rotating electrical machine by PWM (pulse width modulation).
  • PWM pulse width modulation
  • the rotating electrical machine is a three-phase motor
  • the voltage command value applied to each of the three-phase windings is compared with the carrier signal serving as the PWM reference, and the switching element of the three-phase inverter is switched on and off.
  • the three-phase winding current is controlled.
  • the output torque and rotational speed of the three-phase motor are controlled to desired values by the three-phase winding current.
  • a current detector such as an ACCT for detecting a three-phase current flowing in the motor is used.
  • Current detectors have problems such as increased mounting volume and cost, and as a method to solve them, the three-phase current flowing in the motor is detected by detecting the current flowing through the shunt resistor installed on the DC side of the inverter. There are known techniques for detecting current.
  • the winding current that flows to the motor flows to the shunt resistor as a pulsed current according to the ON / OFF state of the switching element of the inverter.
  • the pulsed shunt current is detected as a motor winding current.
  • ringing caused by turning on and off of the switching element occurs. In order to detect an accurate current value, it is necessary to avoid a period in which this ringing occurs.
  • the current capacity of the inverter can be increased.
  • a combination of a three-phase motor winding and a three-phase inverter connected in a one-to-one manner is used as one system, and two or more systems are configured, other systems can continue to operate even if one system fails. .
  • a current detector that detects the output current of each inverter is required. As the number of inverters increases, the number of current detectors also increases. Increase. Therefore, the number of current detectors can be minimized by detecting the shunt current of each inverter.
  • Patent Document 1 is a power converter having two systems of one set of three-phase inverter and three-phase motor, and the ripple of a capacitor connected in parallel with the DC power supply of the inverter The problem of reducing current is shown. As a solution to this problem, a method for reducing the ripple current by shifting the charge / discharge period of the capacitor is described.
  • Patent Document 1 discloses a method of reducing the ripple current by shifting the charging / discharging period of the capacitor by shifting the on / off timing of the switching element of the inverter between the systems. However, no disclosure has been made regarding a method for detecting a shunt current.
  • the shunt current is set to a pulse width that can avoid the influence of the ringing generation period. This pulse width is called “shunt current detection time”.
  • shunt current detection time In order to suppress the amount of harmonics to be superimposed, it is desirable that the ringing is settled within the shunt current detection time, and the minimum amount that can secure the current value sampling time is desirable.
  • the occurrence of ringing is caused by the on / off timing of the switching elements of the inverter.
  • these settings are difficult. As an example, consider a case where two systems of three-phase inverters and a three-phase motor are driven in synchronism with different systems of three-phase inverters.
  • the pulse width of the shunt current also matches.
  • the delay time such as the on-delay and off-delay of the element varies from element to element, and the switching timing of the inverter switching element is shifted. Therefore, in order to detect the shunt current, it is necessary to set the pulse width to which an extra time is added in consideration of the delay element due to these variations.
  • the two-system inverter is driven asynchronously, if a switching element of another system is turned on or off within one system shunt current detection time, accurate current detection cannot be performed due to the influence of ringing. .
  • a power conversion device includes a first inverter, a second inverter different from the first inverter, a first current detection unit that detects a direct current of the first inverter, Based on a second current detector that detects a DC current of the second inverter and the current detected by the first current detector or the second current detector, the driving of the first inverter and the second inverter is controlled.
  • the AC output current can be controlled with high accuracy by accurately detecting the DC input current of the power converter, and the output torque and rotation speed of the rotating electrical machine can be controlled with high response and high accuracy. Make it possible.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of a drive device according to the first embodiment.
  • the driving apparatus of the present embodiment includes a motor 1 having a first winding 11 and a second winding that are independent from each other, a first inverter 21 connected to the first winding 11, and a second winding.
  • a second inverter 22 connected to the line 12, a control unit 3 for controlling the driving of the first inverter 21 and the second inverter 22, and a DC power source 4 connected to the first inverter 21 and the second inverter 22.
  • the first winding 11 and the second winding 12 constitute a magnetic circuit sharing one rotor through a stator.
  • the control unit 3 outputs a drive signal 31 to the first inverter 21 and outputs a drive signal 32 to the second inverter 22.
  • the DC power supply 4 may be a battery that can obtain a DC output, and may include a smoothing capacitor that suppresses fluctuations in the DC output.
  • a first current detector 41 is connected between the DC power supply 4 and the first inverter 21.
  • a second current detection unit 42 is connected between the DC power supply 4 and the second inverter 22. Outputs of the first current detection unit 41 and the second current detection unit 42 are input to the control unit 3.
  • the first current detection unit 41 and the second current detection unit 42 are configured by a current detector such as a shunt resistor or a DCCT that detects a direct current.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a three-phase inverter.
  • a three-phase inverter 2 shown in FIG. 2 represents a circuit configuration of the first inverter 21 and the second inverter 22.
  • the three-phase inverter 2 is configured by connecting switching elements such as IGBTs and MOSFETs in a three-phase bridge.
  • the DC side terminal of the three-phase inverter 2 is a P terminal and an N terminal, and the AC side terminal is a U terminal, a V terminal, and a W terminal.
  • the three-phase inverter 2 includes a U-phase arm in which switching elements Sup and Sun are connected in series, a V-phase arm in which switching elements Svp and Svn are connected in series, and a W in which switching elements Swp and Swn are connected in series. And a phase arm.
  • the U terminal is connected to a connection point between Sup and Sun.
  • the V terminal is connected to a connection point between Svp and Svn.
  • the W terminal is connected to a connection point between Swp and Swn.
  • the P and N terminals of the first inverter 21 are connected to the DC power supply 4 via the first current detector 41.
  • the P and N terminals of the second inverter 22 are connected to the DC power supply 4 via the second current detection unit 42.
  • the U, V, and W terminals of the first inverter 21 are connected to the first winding 11.
  • the U, V, and W terminals of the second inverter 22 are connected to the second winding 12.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the shunt current waveforms before and after the pulse shift.
  • the instantaneous values of the three-phase voltage command values are arranged in the order of their magnitudes, and the maximum phase is called the maximum voltage phase, the second largest phase is called the voltage intermediate phase, and the third largest phase is called the voltage minimum phase.
  • the maximum voltage phase is denoted as R phase, the intermediate voltage phase as S phase, and the minimum voltage phase as T phase.
  • the three-phase voltage command value indicated by a broken line is a value before the pulse shift
  • the three-phase voltage command value indicated by a solid line is a value after the pulse shift.
  • the three-phase voltage command value before correction indicated by a broken line includes the voltage difference between the maximum voltage phase (R phase) and the intermediate voltage phase (S phase), and the intermediate voltage phase (S phase) and the minimum voltage phase (T).
  • the voltage difference between the phases is smaller than the first predetermined value.
  • the pulse width of the pre-correction shunt current shown in a staircase pattern in FIG. 3 is less than a predetermined shunt current detection period.
  • the pulse width of the corrected shunt current becomes the shunt current detection period. If the shunt current detection period can be secured, the shunt current can be detected after the ringing is settled, and the detected current ISHT1 becomes the phase current I (R) of the R phase.
  • the shunt current ISHT2 detected by correcting the voltage command value is the T phase current I (T).
  • the three-phase current is obtained by obtaining I (S) from the detected I (R) and I (T) from the equation (1).
  • the correction amount is a harmonic component with respect to the voltage command value. Since it is a harmonic, it becomes electromagnetic noise depending on the superimposed frequency. For this purpose, it is necessary to keep quietness by minimizing the amount of superimposition.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the problem of shunt current detection in the two-system three-phase inverter.
  • the shunt current waveform when the first inverter 21 and the second inverter 22 are driven in synchronization will be described with reference to FIGS. 4 (a) and 4 (b).
  • 4A shows a shunt current waveform of the first inverter 21
  • FIG. 4B shows a shunt current waveform of the second inverter 22.
  • FIG. 4 only the detection period of the shunt current is shown in a half period of the carrier cycle Tc.
  • FIG. 4A the pulse width of the shunt current of the first inverter 21 is secured by the time of the shunt current detection period Tsht1, and I1 (R) and I1 (T) are detected.
  • FIG. 4B shows the shunt current of the second inverter 22 with Tdelay being the delay time with respect to the rise of the shunt current in FIG. 4A and 4B, the shunt currents of the first inverter and the second inverter Tsh1 period are shifted by Tdelay, so that the first inverter I1 (T) and the second inverter I2 ( R) and I2 (T) cannot be detected.
  • FIG. 4C shows the shunt current waveform of the first inverter 21 that secures Tsht2
  • FIG. 4D shows the shunt current waveform of the second inverter 22 that secures Tsht2.
  • FIG. 5 shows each shunt current waveform of the two-system inverter according to the present embodiment.
  • FIG. 5A shows a shunt current waveform of the first inverter 21, and
  • FIG. 5B shows a shunt current waveform of the second inverter 22.
  • the shunt current detection period in FIG. 5A is T1
  • the shunt current flow period other than T1 is T2.
  • the detection period of the shunt current in FIG. 5B is T3
  • the flow period of shunt currents other than T3 is T4.
  • T1 and T2 of the first inverter 21 are paired with T1, which expands the pulse width for detecting the shunt current, and T2, which reduces the pulse width in order to match the average value of the voltage command values.
  • Tc / 2 in the second half of the carrier cycle T2 is shrunk in the first half cycle as T1 expands, so that a period during which no shunt current flows can be secured.
  • the shunt currents of T3 and T4 of the second inverter 22 are allowed to flow during a period that does not overlap with T1 and T2 of the first inverter 21. More specifically, T3 that detects the shunt current of the second inverter 22 is combined with T2 whose pulse width is reduced in the first half of the carrier period. In the half cycle of the second half of the carrier period, T4 with a reduced pulse width is combined with T1 with an increased pulse width.
  • the on / off timing of the switching element that inhibits the detection of the current can be shifted with respect to the periods T1 and T3 in which the shunt current is detected, and an accurate current value can be detected.
  • the correction amount can be minimized and an increase in electromagnetic noise can be suppressed.
  • FIG. 6 shows the configuration of the driving apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a configuration in which the current detection unit 40 is shared by the first inverter 21 and the second inverter 22 with respect to the configuration of FIG. 1.
  • the alternating current of the first inverter 21 and the second inverter 22 flows in a pulse form in the current detection unit 40 configured by a shunt resistor or the like.
  • the amplitude of the shunt current is the sum of the currents of the first inverter 21 and the second inverter 22 and cannot be separated.
  • the currents of the first inverter 21 and the second inverter 22 flow at different timings at the on and off timings of the switching elements that are divided in time as shown in FIG. .
  • the current of the first inverter 21 and the second inverter 22 can be obtained from the common current detection unit 40.
  • a current detection unit such as a shunt resistor that is individually required for the first inverter 21 and the second inverter 22 can be shared as the current detection unit 40, and the cost can be reduced by reducing the number of parts, the pattern and Miniaturization is possible by reducing the component installation area.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between a drive signal of an inverter of a certain system and a shunt current waveform.
  • FIG. 7 shows switching elements Sup, Sun, Svp, Svn at the moment when the U phase is the maximum voltage phase (R phase), the V phase is the intermediate voltage phase (S phase), and the W phase is the minimum voltage phase (T phase).
  • Swp, Swn are on and off.
  • “1” represents ON, and “0” represents OFF.
  • switching of the switching elements constituting the inverter is performed by the drive signal 31 or the drive signal 32.
  • the upper arms Sup, Svp, Swp are switched from OFF to ON
  • the pair of lower arms Sun, Svn, Swn are switched from ON to OFF, respectively.
  • the on / off switching at this time is defined as an edge.
  • the edge timing of the shunt current with respect to the pulse current is the maximum phase edge, the intermediate phase edge, and the minimum phase edge shown in the lowermost stage of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing each shunt current waveform of the two-system inverter according to the present embodiment.
  • FIG. 8 shows both the timing for detecting the shunt current and the edge timing.
  • FIG. 8A shows a shunt current waveform of the first inverter 21, and
  • FIG. 8B shows a shunt current waveform of the second inverter 22.
  • the edge timings are a maximum phase edge, an intermediate phase edge, and a minimum phase edge in the order of occurrence timing.
  • the detection of the shunt current requires a shunt current detection period Tsht1, and it is important not to generate the edge timing of the first inverter 21 and the second inverter 22 during this period. Therefore, the shunt current detection period Tsht1 is ensured from the two adjacent edge timings toward the earlier generation timing from the later generation timing.
  • Tedge1 the period from the intermediate phase edge to the maximum phase edge
  • Tedge2 the period from the minimum phase edge to the intermediate phase edge.
  • Tedge3 and Tedge4 are defined.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a driving device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is a configuration in which the first inverter 11 and the second inverter 22 share the first winding 11 of the motor 1 of the first embodiment shown in FIG. 1. With this configuration, the first inverter 21 and the second inverter 22 are connected in parallel, and the current capacity of the inverter can be added up to double.
  • the three-phase AC output of the first inverter 21 is detected by the first current detector 41, and the three-phase AC output of the second inverter 22 is detected by the second current detector 42.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of an electric power steering apparatus according to the fifth embodiment.
  • the electric power steering apparatus operates the steering wheel 201 to operate the steering mechanism 204 via the torque sensor 202 and the steering assist mechanism 203, steer the direction of the tire 205, and steer the traveling direction of the vehicle.
  • the steering assist mechanism 203 outputs a steering force for operating the steering mechanism 204 by a resultant force of a manual steering force of the steering wheel 201 and a steering force by the electric assist obtained from the driving device 100.
  • the power conversion device 101 obtains an insufficient amount of manual steering force from the output obtained from the torque sensor 202 and drives the motor 102 as the steering force of the electric assist.
  • the motor 102 in FIG. 10 corresponds to the motor 1 in FIGS. 10 corresponds to the inverter unit and the control unit in FIGS. 1, 6, 9, and the like.
  • the motor 102 is driven with high performance, and as a result, the steering force of the electric assist with respect to the operation amount of the steering wheel 201 is generated smoothly. It becomes possible to make it.

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Abstract

　本発明の課題は、複数のインバータを独立または並列にモータに接続する電力変換装置において、高精度に直流電流を検出して交流電流を再現することで、高性能なモータの駆動制御を実現することである。本発明は、第１電流検出部（ａ）が第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間（Ｔ１）は、少なくとも第２インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ切替タイミングと重複しないように制御されることを特徴とする。より好ましくは、第１電流検出部が第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間（Ｔ１）は、第２電流検出部に電流が流れる期間（Ｔ３、Ｔ４）と重複しないように制御される。

Description

電力変換装置およびそれを搭載した電動パワーステアリング装置
　本発明は、並列接続した複数台の電力変換装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
　インバータ等の電力変換装置は、多相の回転電機の電流をＰＷＭ（パルス幅変調）により制御する。回転電機が三相モータの場合には、三相の巻線にそれぞれ印加する電圧指令値とＰＷＭの基準となるキャリア信号を比較して、三相インバータのスイッチング素子のオンとオフを切り替えることで、三相の巻線電流が制御される。三相モータの出力トルク及び回転速度は、三相の巻線電流により、所望の値に制御される。
　巻線電流の制御には、実際に流れる電流を検出して電流検出値をフィードバックし、所望の値である電流指令値に追従させる電流制御が重要となる。電流の検出には、モータに流れる三相電流を検出するＡＣＣＴなどの電流検出器が用いられる。電流検出器は、搭載容積やコストの増加を招くなどの課題があり、それらを解決する手法としてインバータの直流側に設置されているシャント抵抗を流れる電流を検出することで、モータに流れる三相電流として検出する公知の技術がある。
　モータに流れる巻線電流は、インバータのスイッチング素子のオンとオフの状態に応じ、パルス状の電流として、シャント抵抗に流れる。そのパルス状のシャント電流を、モータの巻線電流として検出する。ここで、パルス状のシャント電流には、スイッチング素子のオンとオフに伴うリンギングが発生する。精確な電流値を検出するためには、このリンギングの発生している期間を避ける必要がある。
　ここで、三相インバータを複数並列に接続した構成とすると、インバータの電流容量を増加させることが可能である。また、三相モータの巻線と三相インバータを１対１で接続した組み合わせを１系統として、２系統以上の構成とすると、１系統が故障しても他の系統が動作を継続可能である。いずれの構成であっても、それぞれのインバータの出力を制御する必要があるため、それぞれのインバータの出力電流を検出する電流検出器が必要になり、インバータの数が増えると電流検出器の数も増える。そこで、それぞれのインバータのシャント電流を検出することで、電流検出器の数を最少化できる。
　特許文献１に記載の従来例１は、１組の三相インバータと三相モータを１系統として、それを２系統備えた電力変換装置において、インバータの直流電源と並列に接続されたコンデンサのリップル電流を低減する課題が示されている。この解決手段として、コンデンサの充放電期間をずらすことで、リップル電流を低減する方法について述べている。
特開２０１２－５０２５２号公報
　特許文献１では、インバータのスイッチング素子のオンとオフのタイミングを系統間でずらすことで、コンデンサの充放電期間をずらしてリップル電流を低減する方法について開示されている。しかし、シャント電流の検出方法についての開示はなされていない。
　パルス状のシャント電流を検出するには、スイッチング素子のオンとオフに伴うリンギングの発生期間を避ける必要がある。しかし、電圧指令値の振幅が小さい低速度や小トルクの条件では、十分なパルス幅を確保できないため、リンギングの発生期間の幅に対して、シャント電流のパルス幅が小さく、電流を精確に検出できない。これを回避するために、電圧指令値に高調波を重畳してシャント電流のパルス幅を拡張し、電流の検出を可能にするパルスシフトと呼ばれる方法がある。
　パルスシフトでは、シャント電流をリンギングの発生期間の影響を避けられるパルス幅となるように設定する。このパルス幅を「シャント電流検出時間」と呼ぶ。高調波の重畳量を抑えるには、このシャント電流検出時間内でリンギングが整定し、電流値のサンプリング時間を確保できる最小量とすることが望ましい。しかし、リンギングの発生は、インバータのスイッチング素子のオンとオフのタイミングに起因しているが、三相インバータと三相モータで組み合わせる系統が複数になれば、これらの設定が困難になる。一例として、２系統の三相インバータと三相モータにおいて、異なる系統の三相インバータを同期して駆動する場合を考える。
　同期させる２系統インバータにおいて、電圧指令値とＰＷＭのキャリア信号を一致させると、シャント電流のパルス幅も一致する。しかし、素子のオンディレイやオフディレイといった遅れ時間が素子毎にバラツキを持ち、インバータのスイッチング素子のオンとオフのタイミングにずれを生じる。このため、シャント電流を検出するには、これらのバラツキによる遅れ要素を考慮した余分な時間を加えたパルス幅に設定しなければならない。また、２系統インバータを非同期で駆動する場合については、１系統のシャント電流検出時間内に、他系統のスイッチング素子をオンやオフしてしまうと、リンギングの影響により、精確な電流検出ができなくなる。
　上述の課題に鑑み、本発明に係る電力変換装置は、第１インバータと、前記第１インバータとは異なる第２インバータと、前記第１インバータの直流電流を検出する第１電流検出部と、前記第２インバータの直流電流を検出する第２電流検出部と、前記第１電流検出部又は前記第２電流検出部が検出した電流に基づいて、前記第１インバータ及び前記第２インバータの駆動を制御する制御部と、を備え、前記第１電流検出部が前記第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、少なくとも前記第２インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ切替タイミングと重複しないように制御されることを特徴とする。
　本発明によれば、電力変換装置の直流入力電流を精度良く検出することで交流出力電流を高精度に制御できるようになり、回転電機の出力トルク及び回転速度を高応答かつ高精度に制御することを可能にする。
第１の実施形態における電力変換装置の構成図である。 三相インバータの回路図である。 パルスシフト前後のシャント電流波形を説明するための図である。 ２系統インバータにおけるシャント電流検出の課題を説明するための図である。 第１の実施形態における２系統インバータの各シャント電流波形を示す図である。 第２の実施形態における電力変換装置の構成図である。 １系統インバータの駆動信号とシャント電流波形の関係を示す図である。 第３の実施形態における２系統インバータの各シャント電流波形を示す図である。 第４の実施形態における電力変換装置の構成図である。 第５の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図である。
　以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　（第１の実施形態）
　図１に、第１の実施形態における駆動装置の構成図を示す。本実施例の駆動装置は、相互に独立した第１の巻線１１と第２の巻線を有するモータ１と、第１の巻線１１に接続される第１インバータ２１と、第２の巻線１２に接続される第２インバータ２２と、第１インバータ２１及び第２インバータ２２の駆動を制御する制御部３と、第１インバータ２１及び第２インバータ２２に接続される直流電源４と、を備える。
　モータ１において、第１巻線１１と第２巻線１２は、固定子を介して１つの回転子を共有する磁気回路を構成している。制御部３は、第１インバータ２１に駆動信号３１を出力し、第２インバータ２２に駆動信号３２を出力する。直流電源４は、直流出力を得られる電池であっても良く、直流出力の変動を抑制する平滑用コンデンサを含む場合もある。
　直流電源４と第１インバータ２１の間には、第１電流検出部４１が接続される。また、直流電源４と第２インバータ２２の間には、第２電流検出部４２が接続される。第１電流検出部４１及び第２電流検出部４２の出力は、制御部３に入力される。第１電流検出部４１及び第２電流検出部４２は、シャント抵抗や直流電流を検出するＤＣＣＴなどの電流検出器で構成される。
　図２は、三相インバータの回路図である。図２に示す三相インバータ２は、第１インバータ２１及び第２インバータ２２の回路構成を表している。三相インバータ２は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を三相ブリッジ接続することで構成される。三相インバータ２の直流側端子をＰ端子及びＮ端子とし、交流側端子をＵ端子、Ｖ端子、Ｗ端子とする。
　三相インバータ２は、スイッチング素子Ｓｕｐ及びＳｕｎが直列に接続されたＵ相アームと、スイッチング素子Ｓｖｐ及びＳｖｎが直列に接続されたＶ相アームと、スイッチング素子Ｓｗｐ及びＳｗｎが直列に接続されたＷ相アームと、を有する。Ｕ端子は、ＳｕｐとＳｕｎの接続点に接続される。Ｖ端子は、ＳｖｐとＳｖｎの接続点に接続される。Ｗ端子は、ＳｗｐとＳｗｎの接続点に接続される。
　第１インバータ２１のＰ、Ｎ端子は、第１電流検出部４１を介して直流電源４に接続される。第２インバータ２２のＰ、Ｎ端子は、第２電流検出部４２を介して直流電源４に接続される。第１インバータ２１のＵ、Ｖ、Ｗ端子は、第１巻線１１に接続される。第２インバータ２２のＵ、Ｖ、Ｗ端子は、第２巻線１２に接続される。
　図３は、パルスシフト前後のシャント電流波形を説明するための図である。三相電圧指令値の瞬間値をその大きさの順に並べ、最大となる相を電圧最大相、２番目に大きい相を電圧中間相、３番目に大きい相を電圧最小相と呼ぶこととする。以後、電圧最大相をＲ相、電圧中間相をＳ相、電圧最小相をＴ相と表記する。
　図３において、破線で示される三相電圧指令値は、パルスシフト前の値であり、実線で示される三相電圧指令値は、パルスシフト後の値である。ここでは、電圧最大相と電圧中間相の電圧差および電圧中間相と電圧最小相の電圧差が、十分なシャント電流検出期間を得るのに必要な第１所定値に満たない場合を考える。図３において、破線で示される補正前の三相電圧指令値は、電圧最大相（Ｒ相）と電圧中間相（Ｓ相）の電圧差および電圧中間相（Ｓ相）と電圧最小相（Ｔ相）の電圧差が、第１所定値よりも小さい。このとき、図３において階段状に示される補正前シャント電流のパルス幅は、所定のシャント電流検出期間未満である。
　そこで、図３において実線で示される三相電圧指令値のように、すなわち、電圧最大相（Ｒ相）と電圧中間相（Ｓ相）の電圧差および電圧中間相（Ｓ相）と電圧最小相（Ｔ相）の電圧差が、第１所定値となるように、電圧指令値に補正量を加える。これにより、補正後シャント電流のパルス幅は、シャント電流検出期間となる。シャント電流検出期間を確保できれば、リンギングの整定を待ってシャント電流を検出でき、検出した電流ＩＳＨＴ１はＲ相の相電流Ｉ（Ｒ）となる。電圧最小相のＴ相についても同様に、電圧指令値の補正によって検出したシャント電流ＩＳＨＴ２が、Ｔ相の相電流Ｉ（Ｔ）となる。検出したＩ（Ｒ）とＩ（Ｔ）から式（１）よりＩ（Ｓ）を得ることで、三相電流を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、補正量を加えると、本来の電圧指令値とは異なる電圧が印加されたことになる。そこで、加算分を電圧指令値から減算することで、補正後の電圧指令値の平均値が補正前電圧と一致させ、印加電圧を所望の電圧指令値に等しくする。図３では、補正量を加算したキャリア半周期の前後半周期に２分の１ずつ分配して減算している。減算は、補正後の電圧指令値の平均値が補正前の電圧指令値と一致すれば良く、キャリア半周期毎に加算と減算を繰り返しても良い。このように、図３より、補正量は電圧指令値に対する高調波成分となっている。高調波であるため、重畳する周波数によっては電磁騒音となる。これには、重畳量を最小に抑えることで静音性を保つ必要がある。
　図４は、２系統の三相インバータにおけるシャント電流検出の課題を説明するための図である。まず、図４（ａ）と図４（ｂ）を用いて、第１インバータ２１と第２インバータ２２を同期して駆動した場合のシャント電流波形を説明する。図４（ａ）は、第１インバータ２１のシャント電流波形であり、図４（ｂ）は、第２インバータ２２のシャント電流波形である。図４においては、キャリア周期Ｔｃの１／２期間で、シャント電流の検出期間のみを図示している。
　図４（ａ）は、第１インバータ２１のシャント電流のパルス幅をシャント電流検出期間Ｔｓｈｔ１の時間で確保し、Ｉ１（Ｒ）とＩ１（Ｔ）を検出する。図４（ｂ）は、図４（ａ）のシャント電流の立ち上がりに対する遅れ時間をＴｄｅｌａｙとして、第２インバータ２２のシャント電流について示している。図４（ａ）と図４（ｂ）のシャント電流は、第１インバータのＴｓｈｔ１期間と第２インバータのＴｓｈｔ１期間がＴｄｅｌａｙずれることで、第１インバータのＩ１（Ｔ）及び第２インバータのＩ２（Ｒ）とＩ２（Ｔ）が検出不可となる。
　この問題を解決するために、Ｔｄｅｌａｙ分をＴｓｈｔ１に加算したＴｓｈｔ２のシャント電流検出期間を改めて式（２）に定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図４（ｃ）は、Ｔｓｈｔ２を確保した第１インバータ２１のシャント電流波形を示し、図４（ｄ）は、Ｔｓｈｔ２を確保した第２インバータ２２のシャント電流波形を示す。特に、第２インバータ２２のシャント電流は、図４（ｄ）に示すＴｓｈｔ１を確保したタイミングで検出することで、リンギングの影響を受けないシャント電流の検出が可能になる。しかし、この方法では、Ｔｓｈｔ１よりも冗長なＴｓｈｔ２の補正量を必要とするため、Ｔｓｈｔ１とするよりも電磁騒音が増加する問題がある。
　図５は、本実施形態に係る２系統インバータの各シャント電流波形を示す。図５（ａ）に第１インバータ２１のシャント電流波形を、図５（ｂ）に第２インバータ２２のシャント電流波形を示す。図５（ａ）のシャント電流の検出期間をＴ１とし、Ｔ１以外のシャント電流の通流期間をＴ２とする。同様にして、図５（ｂ）のシャント電流の検出期間をＴ３として、Ｔ３以外のシャント電流の通流期間をＴ４とする。
　第１インバータ２１のＴ１とＴ２の組み合わせは、シャント電流の検出のためにパルス幅を拡げるＴ１に対して、電圧指令値の平均値を一致させるためパルス幅を縮小するＴ２が対となる。キャリア周期後半の半周期Ｔｃ／２ではＴ１が拡がる分、前半の半周期でＴ２が縮んでおり、これよりシャント電流が通流しない期間を確保できる。
　そして、第２インバータ２２のＴ３とＴ４のシャント電流は、第１インバータ２１のＴ１及びＴ２と重複しない期間に、通流させる。より具体的には、キャリア周期前半の半周期において、パルス幅が縮小したＴ２に対し、第２インバータ２２のシャント電流を検出するＴ３を組み合わせる。キャリア周期後半の半周期においては、パルス幅を拡げたＴ１に対し、パルス幅を縮めたＴ４を組み合わせる。
　これにより、シャント電流を検出する期間Ｔ１とＴ３に対して、電流の検出を阻害するスイッチング素子のオンとオフのタイミングをずらすことができ、精確な電流値を検出できる。また、それにより、補正量を最小にすることができ、電磁騒音の増加を抑制できる。
　（第２の実施形態）
　図６は、第２の実施形態に係る駆動装置の構成である。図６は、図１の構成に対して、電流検出部４０を第１インバータ２１と第２インバータ２２で共通化した構成である。本構成では、シャント抵抗等で構成される電流検出部４０に、第１インバータ２１と第２インバータ２２の交流電流がパルス状となって流れる。図４に示すスイッチング素子のオンとオフのタイミングでは、シャント電流の振幅は第１インバータ２１と第２インバータ２２の電流の合算値となり、分離不可能になる。しかし、図５に示す時間的に分割するスイッチング素子のオンとオフのタイミングでは、第１インバータ２１と第２インバータ２２の電流は異なるタイミングで通流するため、合算値とならず分離可能である。この特性を利用する事で、第１インバータ２１と第２インバータ２２の電流を共通の電流検出部４０から得ることができる。
　本実施の形態により、第１インバータ２１と第２インバータ２２に個別に必要になるシャント抵抗等の電流検出部を、電流検出部４０として共通化でき、部品点数の削減による低コスト化、パターンと部品設置面積の削減による小型化が可能になる。
　（第３の実施形態）
　図７は、ある系統のインバータの駆動信号とシャント電流波形の関係を示す図である。図７は、Ｕ相が電圧最大相（Ｒ相）、Ｖ相が電圧中間相（Ｓ相）、Ｗ相が電圧最小相（Ｔ相）となる瞬間における、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎのオンとオフ状態を示している。図７中において、“１”はオンを、“０”はオフを表している。
　図１または図６の回路構成において、インバータを構成するスイッチング素子の切替は、駆動信号３１又は駆動信号３２により行われる。上アームＳｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオフからオンに切り替わる場合には、それぞれ対の下アームＳｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオンからオフに切り替わる。このときのオンとオフの切り替わりをエッジとする。シャント電流のパルス電流に対するエッジタイミングは、図７の最下段に示す最大相エッジ、中間相エッジ、最小相エッジとなる。
　図８は、本実施形態に係る２系統インバータの各シャント電流波形を示す図である。図８においては、シャント電流を検出するタイミングと、エッジタイミングを共に図示している。図８（ａ）は、第１インバータ２１のシャント電流波形であり、図８（ｂ）は、第２インバータ２２のシャント電流波形である。
　図８において、エッジタイミングは、発生タイミングの早い順に、最大相エッジ、中間相エッジ、最小相エッジである。シャント電流の検出には、シャント電流検出期間Ｔｓｈｔ１が必要であり、この期間に第１インバータ２１と第２インバータ２２のエッジタイミングを発生させないことが肝要である。そこで、エッジタイミングのうち、隣りあう２つから発生タイミングの遅い方から早い方に向かって、シャント電流検出期間Ｔｓｈｔ１を確保する。図８では、第１インバータ２１のエッジタイミングのうち、中間相エッジから最大相エッジまでの期間をＴｅｄｇｅ１、最小相エッジから中間相エッジまでの期間をＴｅｄｇｅ２とする。同様に、第２インバータ２２において、Ｔｅｄｇｅ３とＴｅｄｇｅ４を定義する。このＴｅｄｇｅ１からＴｅｄｇｅ４までの期間内に、第１インバータ２１と第２インバータ２２の相互のエッジタイミングを発生させないことで、シャント電流を精確に検出することが可能になる。
　本実施の形態とすることで、シャント電流検出期間Ｔｓｈｔ１に対する系統間の干渉を回避することができ、精確な電流値の取得ひいては高性能な電力変換装置の制御が可能になる。
　（第４の実施形態）
　図９は、第４の実施形態における駆動装置の構成図である。図９は、図１に示す第１の実施形態のモータ１の第１巻線１１を第１インバータ２１と第２インバータ２２で共有する構成である。この構成とすることで、第１インバータ２１と第２インバータ２２は並列接続され、インバータの電流容量を合算して２倍にすることができる。
　第１インバータ２１の三相交流出力は第１電流検出部４１で検出され、第２インバータ２２の三相交流出力は第２電流検出部４２で検出される。
　（第５の実施形態）
　図１０は、第５の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図である。電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイール２０１を操作することで、トルクセンサ２０２とステアリングアシスト機構２０３を介して、ステアリング機構２０４を稼働させ、タイヤ２０５の方向を転舵して、車両の進行方向を操舵する。ステアリングアシスト機構２０３は、ステアリングホイール２０１の手動による操舵力と、駆動装置１００から得られる電動アシストによる操舵力との合力でもって、ステアリング機構２０４を稼働する操舵力を出力している。駆動装置１００は、トルクセンサ２０２より得られる出力から、電力変換装置１０１が、手動の操舵力の不足分を求めて電動アシストの操舵力としてモータ１０２を駆動する。
　図１０におけるモータ１０２は、図１、図６、図９等におけるモータ１に対応する。また、図１０における電力変換装置１０１は、図１、図６、図９等におけるインバータ部や制御部に対応する。
　本実施形態では、電力変換装置１０１のシャント電流の検出値を精確に検出することで、モータ１０２を高性能に駆動し、結果としてステアリングホイール２０１の操作量に対する電動アシストの操舵力を滑らかに発生させることが可能になる。
１：モータ，１１：第１の巻線，１２：第２の巻線，２：三相インバータ，２１：第１インバータ，２２：第２インバータ，３：制御部，３１：駆動信号，３２：駆動信号，４：直流電源，４０：電流検出部，４１：第１電流検出部，４２：第２電流検出部，１００：駆動装置，１０１：電力変換装置，１０２：モータ，２０１：ステアリングホイール，２０２：トルクセンサ，２０３：ステアリングアシスト機構，２０４：ステアリング機構，２０５：タイヤ

Claims (10)

  1. 　第１インバータと、
    　前記第１インバータとは異なる第２インバータと、
    　前記第１インバータの直流電流を検出する第１電流検出部と、
    　前記第２インバータの直流電流を検出する第２電流検出部と、
    　前記第１電流検出部又は前記第２電流検出部が検出した電流に基づいて、前記第１インバータ及び前記第２インバータの駆動を制御する制御部と、を備えた電力変換装置であって、
    　前記第１電流検出部が前記第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、少なくとも前記第２インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ切替タイミングと重複しないように制御される電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御部は、キャリア半周期中に前記第１電流検出部を流れる電流の通流期間が、前記第１電流検出部が当該電流を検出するのに必要な期間以上となるように、前記第１インバータの駆動を制御し、
    　前記第１電流検出部における前記所定の電流検出期間は、前記電流を検出するのに必要な期間である電力変換装置。
  3. 　請求項１又は２のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第１電流検出部が前記第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、前記第２電流検出部に電流が流れる期間と重複しないように制御される電力変換装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第２電流検出部が前記第２インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、少なくとも前記第１インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ切替タイミングと重複しないように制御される電力変換装置。
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置であって、
    　前記制御部は、キャリア半周期中に前記第２電流検出部を流れる電流の通流期間が、前記第２電流検出部が当該電流を検出するのに必要な期間以上となるように、前記第２インバータの駆動を制御し、
    　前記第２電流検出部における前記所定の電流検出期間は、前記電流を検出するのに必要な期間である電力変換装置。
  6. 　請求項４又は５のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第２電流検出部が前記第２インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、前記第１電流検出部に電流が流れる期間と重複しないように制御される電力変換装置。
  7. 　請求項６に記載の電力変換装置であって、
    　キャリア周期を半周期ずつ、第１の期間と第２の期間とに分けた場合、
    　前記制御部は、前記第１の期間内において前記第１電流検出部に電流が流れる期間よりも、前記第２の期間内において前記第１電流検出部に電流が流れる期間の方が長くなるように、前記第１インバータの駆動を制御し、
    　さらに前記制御は、前記第１の期間内において前記第２電流検出部に電流が流れる期間よりも、前記第２の期間内において前記第２電流検出部に電流が流れる期間の方が短くなるように、前記第２インバータの駆動を制御する電力変換装置。
  8. 　請求項１に記載の電力変換装置であって、
    　前記第１電流検出部として機能すると共に、前記第２電流検出部として機能する一の電流検出部を備え、
    　前記電流検出部が前記第１インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、前記第２電流検出部に電流が流れる期間と重複しないように制御され、
    　前記電流検出部が前記第２インバータの直流電流を検出する所定の電流検出期間は、前記第１電流検出部に電流が流れる期間と重複しないように制御される電力変換装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置であって、
    　前記第１インバータは、回転電機の第１の巻線に接続され、
    　前記第２インバータは、前記回転電機の前記第１の巻線とは独立に設けられた第２の巻線に接続され、
    　前記第１インバータの出力は、前記第２インバータの出力とは独立して制御される電力変換装置。
  10. 　請求項１乃至９のいずれかに記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置により出力が制御され、当該出力により操舵を補助する回転電機と、を備えた電動パワーステアリング装置。
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