JP5492826B2 - 交流モータの制御装置、および、これを用いた冷凍空調装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流モータの制御装置に関するものであり、特に、インバータの直流母線電流に基づいてモータ電流を推定する方法に関する。

交流モータに流れるモータ電流を正確に推定し、これを交流モータの制御に用いることができれば、交流モータをより高性能に駆動することができる。

特許文献１では、インバータの直流母線電流から２相分の電流を検出し、この検出値に基づいてモータ電流を推定する。このためには、キャリア１周期内で２回電流検出する必要があり、高速なＡ／Ｄ変換器を必要とする。

特許文献２では、２相分の電流を検出しなければならないという特許文献１とは異なり、１相分の検出値のみでモータ電流を推定できる。ただし、モータ電流を１回推定するには、所定の期間において、直流母線電流を複数回検出する必要があり、高速なＡ／Ｄ変換器を必要とする点は改善されていない。

特開２００２−９５２６３号公報 特開２００７−２２１９９９号公報

交流モータを低負荷あるいは低速域で駆動する場合、変調率を低くするため、インバータの直流母線電流の通電期間を短くする。直流母線電流の通電期間が短いと、通電期間内に直流母線電流を複数回検出することが困難なため、従来の技術では、直流母線電流の検出に誤差が生じ、モータ電流を正確に推定できず、交流モータを高性能に駆動できないという問題が生じる。

本発明の目的は、インバータの通電期間が短い場合でも直線母線電流を正確に検出することで、モータ電流を正確に推定し、交流モータを高性能に駆動する手法を提供することである。

直流電源と、前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、前記直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備え、前記インバータ制御回路は、前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、前記電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、前記ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生手段と、を備え、前記補正器において、前記直流母線電流の前記減衰分である補正量を一定として補正し、前記電流推定手段は、前記直流母線電流検出器で検出される直流母線電流の周期性に同期して前記交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定することを特徴とする交流モータの制御装置。

本発明により、変調率が低い場合においても、直線母線電流を正確に検出できる。このため、低負荷あるいは低速域においても交流モータを高性能に駆動できる。

実施例１の制御装置の構成図。 実施例１の制御装置における、電圧・電流波形図。 実施例１の制御装置における、電圧・電流の各成分を示すベクトル図。 実施例１の制御装置における、論理的な直流母線電流ＩＤＣの波形図。 実施例１の制御装置における、変調率が低い場合の直流母線電流の波形図。 実施例１の制御装置における、変調率が高い場合の直流母線電流の波形図。 実施例３の電流検出相の切り換えを示す波形図。 実施例４の直流母線電流検出の追従性を示す波形図。 実施例５の構成図。 実施例５のフィルタ時定数を切り換えた場合の直線母線電流の波形図。 実施例６の構成図。

以下、図面を用いて本発明の各実施例を説明する。

図１〜図６を用いて実施例１の制御装置を説明する。図１において、交流モータ１は、インバータ２から印加される三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じたトルクを出力する。インバータ２は、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを備え、交流モータ１へ三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを印加し、交流電力を供給する。直流電源３は、直流電圧ＶＤＣをインバータ２へ印加し、直流電力を供給する。直流母線電流検出器４は、インバータ２の直流母線電流ＩＤＣを検出する。ローパスフィルタ５は、直流母線電流検出器４の検出値を平滑化する。補正器６は、ローパスフィルタ５による検出値の減衰分を補正する。インバータ制御回路７は、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオン・オフを制御する。なお、インバータ制御回路７内のＰＷＭ信号発生部７ａ，ベクトル制御部７ｂ，電流推定部７ｃの詳細については、実施例２で説明することとする。

インバータ２は、（数１）の三相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを交流モータ１に印加し、交流モータ１には、（数２）の三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。（数１）の三相交流電圧は、図２（ａ）に示され、（数２）の三相交流電流は図２（ｂ）に示される。

なお、数１，数２において、Ｖ１はモータ電圧、Ｉ１はモータ電流、θｖはＵ軸を基準とする電圧位相、ψは電圧／電流位相差 である。

次に、図３を用いて、電圧・電流の各成分を説明する。図３において、Ｕ軸は交流モータ１の固定子のＵ相コイル方向を表す。モータ電圧Ｖ１，モータ電流Ｉ１のＵ軸方向の成分を、それぞれ、Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｕ相電流Ｉｕとする。同様に、図３では省略するが、Ｖ軸方向の成分を、Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｖ相電流Ｉｖとし、Ｗ軸方向の成分を、Ｗ相電圧Ｖｗ，Ｗ相電流Ｉｗとする。また、モータ電流Ｉ１のモータ電圧Ｖ１方向の成分を有効電流Ｉａとし、それに直交する成分を無効電流Ｉｒとする。

直流母線電流検出器４は、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれかを直流母線電流ＩＤＣとして検出する。三相交流電流のうち何れが検出されるかは、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオン・オフの組み合わせに依存する。図４を用いて、スイッチ素子のオン・オフの組み合わせと直流母線電流ＩＤＣの理論上の波形の関係を詳細に説明する。

図４（ａ）は、キャリア周期Ｔｃのキャリア信号である。ここでは、キャリア信号として三角波を用いた例を図示するが、鋸波を用いても良い。

インバータ制御回路７は、キャリア信号と三相交流電圧の指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を比較して、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオン・オフを決定する。

図４（ｂ）のＳｕのハッチングは、キャリア信号がＶｕ^*以下となる期間に相当し、スイッチ素子Ｓｕｐをオンにする期間を表す。同様に、図４（ｃ）のＳｖのハッチングは、キャリア信号がＶｖ^*以下となる期間に相当し、スイッチ素子Ｓｖｐをオンにする期間を表し、図４（ｄ）のＳｗのハッチングは、キャリア信号がＶｗ^*以下となる期間に相当し、スイッチ素子Ｓｗｐをオンにする期間を表す。

図１に示すスイッチ素子ＳｕｐとＳｕｎは、それぞれ相補的に動作し、一方がオンであるとき、他方はオフである。同様に、スイッチ素子ＳｖｐとＳｖｎ，ＳｗｐとＳｗｎも相補的に動作し、一方がオンであるとき、他方はオフである。ただし、インバータ２の短絡防止のため、両者がオフとなるデッドタイムを設けても良い。

図４に示すように、Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオンのときと全てがオフのときには、直流母線電流ＩＤＣは流れない。一方、Ｓｕｐのみオンとなる期間Ｔｕでは、Ｕ相電流Ｉｕが順方向に流れ、ＳｕｐとＳｖｐがオンとなる期間Ｔｗでは、Ｗ相電流Ｉｗが逆方向に流れる。この結果、論理的には、図４（ｅ）に示す直流母線電流ＩＤＣが得られる。

次に、図４（ｅ）を用いて、直流母線電流検出器４による直流母線電流ＩＤＣの検出方法を具体的に説明する。直流母線電流検出器４は、キャリア信号下り時のＳｕｐオンからＴｓ後のタイミングＡにおいて、Ｕ相電流Ｉｕを検出する。Ｔｓを設ける理由については後述する。なお、ここで示した例に代え、キャリア信号上り時のタイミングＢにおいてＵ相電流を検出しても良いし、Ｗ相電流Ｉｗを検出しても良い。

次に、図５，図６を用いて、実際に観測される直流母線電流ＩＤＣを検出する例を説明する。なお、図５は、変調率が低く期間Ｔｕが短い場合の直流母線電流ＩＤＣの波形図であり、図６は、変調率が高く期間Ｔｕが長い場合の直流母線電流ＩＤＣの波形図である。

まず、変調率が低い場合について、図５を用いて説明する。スイッチ素子に遅れや非線形特性がある実際の回路では、直流母線電流ＩＤＣの波形は、図４（ｅ）で示した理想的な形状とはならず、図５（ｂ）の実線で示すように脈動する。このため、Ｕ相電流Ｉｕを正確に検出するには、脈動が収まってから電流検出する必要がある。しかし、変調率が低い場合、三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがゼロ近傍にあることから期間Ｔｕが短く、リンギングが収まる前に次のスイッチングが行われ、Ｕ相電流Ｉｕを正確に検出できない。

そこで、本実施例では、図１に示すように、直流母線電流検出器４の後段に、（数３）に示す特性を持ったローパスフィルタ５を設けた。ここで、（数３）において、Ｔｆは時定数である。（数３）の特性のローパスフィルタ５を用いることで、実線で示した直流母線電流ＩＤＣは点線で示すフィルタ値ＩＤＣ′に平滑化される。なお、（数３）に示すローパスフィルタ５の特性は一例であり、より高次のローパスフィルタでもよい。

図５のように変調率が低い場合、キャリア周期Ｔｃに対して期間Ｔｕが短いため、脈動が早期に収束し、直流母線電流ＩＤＣの波形の立ち上がるタイミングであるタイミングＣにおけるフィルタ値ＩＤＣ′をゼロと近似できる。なお、タイミングＣは、理想的には、図４における、キャリア信号立下り時のＳｕｐのオン時である。このとき、Ｕ相電流Ｉｕの検出値Ｉｕ′は（数４）で求めることができる。

なお、（数４）の補正係数εは（数５）である。

次に、変調率が高い場合について図６を用いて説明する。図５では、タイミングＣにおけるフィルタ値ＩＤＣ′をゼロと近似できたが、図６では、キャリア周期Ｔｃに対して期間Ｔｕが長いため、タイミングＣにおいても脈動は収束せず、フィルタ値ＩＤＣ′もゼロに収束しない。この場合、タイミングＣにおけるフィルタ値ＩＤＣ′をゼロと近似することなく正確に演算するのが望ましい。

そこで、本実施例では、図１に示すように、ローパスフィルタ５の後段に補正器６を設けた。補正器６は、（数４）に補正係数εを代入し、Ｕ相電流検出値Ｉｕ′からＵ相電流Ｉｕを逆算する。これにより、ローパスフィルタ５の減衰分を補正することができる。インバータ制御回路７は、このようにして得られた三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオン・オフを制御するので、交流モータ１を安定駆動することができる。

以上で説明したように、ローパスフィルタ５および補正器６を用いた本実施例の構成により、変調率が低い場合にも高い場合にもともに正しく電流を検出することができる。このため、低負荷あるいは低速域においても交流モータ１を高性能に駆動でき、駆動範囲をワイドレンジ化できる。

図１を用いて実施例２を説明する。なお、実施例１と同等の点については説明を省略することとする。

本実施例は、図１に示すように、インバータ制御回路７内に、ＰＷＭ信号発生部７ａ，ベクトル制御部７ｂ，電流推定部７ｃを備え、これらにより、モータ電流Ｉ１を推定し、交流モータ１をベクトル制御するものである。以下、各々につき詳細に説明する。

電流推定部７ｃは、補正器６からの出力に基づき、図３で説明した無効電流Ｉｒおよび有効電流Ｉａを推定し、モータ電流Ｉ１の振幅および位相を推定するものである。この推定原理を以下に述べる。

図３から明らかなように、無効電流Ｉｒおよび有効電流Ｉａは、それぞれ（数６），（数７）で表される。

（数２）に（数６），（数７）を代入すると、（数８）を得る。

また、（数４）で表されるＵ相電流検出値Ｉｕ′を、図２に示す区間Ｑ１（θｖ１≦θｖ≦θｖ２）で積分し、（数９）の積分値Ｓ１を求める。同様に、Ｑ２（θｖ２≦θｖ≦θｖ３）で積分し、（数１０）の積分値Ｓ２を求める。

（数４），（数８）を（数９），（数１０）に代入すると、（数１１），（数１２）を得る。

なお、（数１１）中のｋ_r1，Δｋ_r1，ｋ_a1，Δｋ_a1は（数１３）で定義され、（数１２）中のｋ_r2，Δｋ_r2，ｋ_a2，Δｋ_a2は（数１４）で定義される。

そして、（数１１），（数１２）より（数１５）を得る。

電流推定部７ｃは、以上で求めた（数１５）より、無効電流Ｉｒおよび有効電流Ｉａを推定できる。なお、（数１５）の係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2は、ローパスフィルタ５による直流母線電流ＩＤＣの減衰分に相当するものであり、補正器６は、減衰の影響を補正するため、予め記憶された、或いは、（数１３），（数１４）を用いて演算した係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を用いて、直流母線電流ＩＤＣを補正する。

なお、以上では連続する区間Ｑ１，Ｑ２のＵ相電流検出値Ｉｕ′積分値を用いる例を説明したが、連続しない区間Ｑ１，Ｑ２の積分値を求めても良く、このようにして電流推定を行う場合には、演算処理を行うタイミングを分散させることができ、演算負荷の集中を防ぐことができる。また、３つ以上の区間Ｑ１，Ｑ２，…，Ｑｎの積分値を求めても良く、より多くの積分値を用いて電流推定を行うことで、ノイズが混入した場合であっても好適な電流推定を行うことができる。これらの方法で電流推定を行う場合は、数１３，数１４の積分区間を実際に電流検出した区間に変更するだけで対応できる。

電流推定部７ｃの後段に設けられるベクトル制御部７ｂは、ベクトル制御に基づいて、モータ電流Ｉ１の振幅および位相より電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算する。ＰＷＭ信号発生部７ａ，ベクトル制御部７ｂからの電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの制御信号を出力する。これにより、インバータ２がＰＷＭ制御され、交流モータ１が駆動される。

以上で説明したように、本実施例の構成によれば、ローパスフィルタ５による直流母線電流ＩＤＣの減衰分を補正し、無効電流Ｉｒおよび有効電流Ｉａを推定することができる。これにより、ローパスフィルタ５による減衰を補正しない構成に比べ、交流モータ１を高性能に駆動することができる。

図７を用いて実施例３を説明する。なお、実施例２と同等の点については説明を省略することとする。

（数１３），（数１４）から分かるように、係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2は、図２で示した電圧位相θｖ１，θｖ２，θｖ３に依存する。電圧位相θｖは交流モータ１の駆動とともに進むため、電流推定毎に（数１３），（数１４）を用いて係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を再計算する場合には、補正器６に大きな演算負荷がかかることになる。また、係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を予め記憶しておく場合には、補正器６は全ての係数を記憶した大容量のメモリを備えなければならない。

そこで、本実施例は、（数１５）の係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を統一し、補正器６の演算負荷あるいは記憶容量を低減させるものである。

係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を統一するには、電流検出値が周期性を有し、これに同期して電流推定すればよい。電圧位相θｖに応じて検出する電流相を適切に切り換えれば、電流検出値は周期性を有する。

表１に示すように電流検出相を切り換える場合について説明する。ここで、−Ｕは、Ｕ相電流検出値Ｉｕ′の正負を逆にした−Ｉｕ′を検出することを示す。Ｖ相およびＷ相に関しても同様である。なお、表１は本実施例の一態様であり、電流検出値が周期性を有し、これに同期して電流推定できる場合は、表１に示す例に代えて、種々の区間，電圧位相，検出相の組み合わせを用いることができる。

このときの電流検出値を図７に実線で示す。電流検出値は周期性を有し、例えば、区間ＤにおいてＵ相を検出することは、区間Ｃにおいて−Ｖ相を検出することと等しい。他の区間においても同様であり、係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2は、いずれか一つの区間に基づいて演算すればよい。

以上で説明した本実施例では、係数Δｋ_r1，Δｋ_r2，Δｋ_a1，Δｋ_a2を統一できるため、電流推定部７ｃの演算負荷が小さくなる効果も得られる。

図８を用いて実施例４を説明する。なお、既に説明した実施例と同等の点については説明を省略することとする。

一般に、時定数Ｔｆが大きいほど、直線母線電流ＩＤＣに対するフィルタ値ＩＤＣ′の応答は低下する。このとき、実際の電流に対する電流推定値の応答が低下し、交流モータ１の制御も劣化することになる。

そこで、本実施例では、フィルタ値ＩＤＣ′が直線母線電流ＩＤＣを十分な応答速度で追従するように、（数３）の時定数Ｔｆをキャリア周期Ｔｃとの関係で規定することにより、制御応答性の低下を防止する。

図８に直流母線電流ＩＤＣおよびＩＤＣ′の波形図を示す。フィルタ値ＩＤＣ′はキャリア周期Ｔｃ毎に１回検出されると仮定する。ここで、ＩＤＣ０は直流母線電流ＩＤＣの定格値を表し、直流母線電流ＩＤＣは定格値ＩＤＣ０以下とする。また、ある通電期間でのフィルタ値ＩＤＣ′の検出値をＩＤＣ１、次の通電期間直前のフィルタ値ＩＤＣ′をＩＤＣ２とする。ＩＤＣｍは直流母線電流検出器４の最小分解能を表し、フィルタ値ＩＤＣ′がＩＤＣｍ以下の場合、ゼロが検出されるとする。

このとき、キャリア周期Ｔｃ以内にフィルタ値ＩＤＣ′が定格値ＩＤＣ０から最小分解能ＩＤＣｍ以下まで変動できれば、ローパスフィルタ５の遅れは無視できる。この条件は、（数１６）で表される。

ここで、ＩＤＣ１とＩＤＣ２に関して、（数１７）が成り立つ。

（数１６），（数１７）より（数１８）を得る。

本実施例では（数１８）を満たす時定数Ｔｆを用いることで、十分な応答速度のフィルタ値ＩＤＣ′を得ることができ、このフィルタ値ＩＤＣ′に基づいて交流モータ１を制御するので、交流モータ１の制御応答性の低下を防止することができる。

図９，図１０を用いて実施例５を説明する。なお、既に説明した実施例と同等の点については説明を省略することとする。

本実施例では、インバータ２の変調率に応じて時定数Ｔｆを調整することにより、電流推定の精度を向上させる。

図９は、実施例５で用いられるローパスフィルタ５の構成図である。ここに示すように、ローパスフィルタ５は複数のローパスフィルタ５ａ，５ｂ，５ｃを内蔵しており、マルチプレクサ５ｄによって、使用するローパスフィルタを切り換えることができる。ローパスフィルタ５ａは、所定の抵抗とコンデンサを組み合わせ所定の時定数のフィルタを構成している。他のローパスフィルタ５ｂ，５ｃも同様の構成であるが、各々異なる時定数のフィルタを構成するよう、抵抗，コンデンサが選択される。ここでは、ローパスフィルタ５ａ，５ｂ，５ｃの順に時定数が小さくなるものとする。

図４で説明した期間Ｔｕは、変調率が高いほど長くなり、ローパスフィルタ５により直流母線電流ＩＤＣを平滑化する必要がなくなる。そこで、図１０に示すように、変調率が高いほど時定数Ｔｆを小さくするようにマルチプレクサ５ｄを切り換える。これにより、変調率が最も高いときにはローパスフィルタ５ａを用い、変調率が最も小さいときにはローパスフィルタ５ｃを用いるなど、変調率に応じた適切なフィルタを用いることで、電流推定の精度を向上させることができる。

なお、ここでは常にローパスフィルタを用いる構成としたが、変調率が十分に高く、閾値を超える場合には、ローパスフィルタ５および補正器６を回避し、直接直流母線電流を観測してもよい。また、本実施例は、図９以外の構成を用い、変調率に応じて時定数Ｔｆを変更しても良い。例えば、ローパスフィルタ５のコンデンサと並列にショート回路を設けて、放電量を制御することにより、変調率に応じて連続的に時定数Ｔｆを変更してもよい。

図１１を用いて実施例６を説明する。実施例６は、実施例１から実施例５の説明した何れかの制御装置を冷凍空調機の駆動装置に適用した実施例である。

これらの駆動装置は、しばしば、低速になるほど負荷が小さくなる運転条件で駆動される。低速になるほど交流モータ１の誘起電圧は小さくなり、また、負荷が小さくなるほどモータ電流Ｉ１も小さくなる。このため、極低速での変調率は極めて小さい。そこで、ファン駆動装置あるいは圧縮機駆動装置などの、冷凍空調装置の駆動装置へ実施例１から実施例５の何れかで説明した制御装置を適用することにより、駆動範囲をワイドレンジ化することができる。本発明を該当駆動装置に適用することにより、変調率が極めて小さい場合にも電流検出が可能となり、極低速から駆動装置を制御することが可能となる。

１ 交流モータ
２ インバータ
３ 直流電源
４ 直流母線電流検出器
５ ローパスフィルタ
５ｄ マルチプレクサ
６ 補正器
７ インバータ制御回路
７ａ ＰＷＭ信号発生部
７ｂ ベクトル制御部
７ｃ 電流推定部
ＶＤＣ 直流電圧
ＩＤＣ 直流母線電流
Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ スイッチ素子
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ Ｕ相電圧，Ｖ相電圧，Ｗ相電圧
Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* Ｕ相電圧指令，Ｖ相電圧指令，Ｗ相電圧指令
Ｖ１ モータ電圧
Ｉ１ モータ電流
Ｉｒ 無効電流
Ｉａ 有効電流
θｖ 電圧位相
ψ 電圧／電流位相差

Claims (5)

1. 直流電源と、
   前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、
   前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、
   前記直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備え、
   前記インバータ制御回路は、
   前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、
   前記電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、
   前記ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備え、
   前記補正器において、前記直流母線電流の前記減衰分である補正量を一定として補正し、
   前記電流推定手段は、前記直流母線電流検出器で検出される直流母線電流の周期性に同期して前記交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定することを特徴とする交流モータの制御装置。
2. 直流電源と、
   前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、
   前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、
   前記直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備え、
   前記インバータ制御回路は、
   前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、
   前記電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、
   前記ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備え、
   前記ローパスフィルタの時定数Ｔｆが
   であることを特徴とする交流モータの制御装置。
   ただし、Ｔｆ：時定数、Ｔｃ：インバータ制御回路のキャリア周期
   ＩＤＣ０：直線母線電流の定格値、ＩＤＣｍ直流母線電流検出器の最小分解能
3. 直流電源と、
   前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、
   前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、
   前記直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備え、
   前記インバータ制御回路は、
   前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、
   前記電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、
   前記ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備え、
   前記インバータの変調率に応じて前記ローパスフィルタの時定数を変更することを特徴とする交流モータの制御装置。
4. 直流電源と、
   前記直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、
   前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、
   前記直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備え、
   前記インバータ制御回路は、
   前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、
   前記電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、
   前記ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備え、
   前記直流母線電流検出器は、前記インバータの変調率が閾値以上の場合、前記ローパスフィルタおよび前記補正器を回避し、前記インバータに流れる直線母線電流を直接検出することを特徴とする交流モータの制御装置。
5. 請求項１〜４の何れかに記載の交流モータの制御装置を、ファン又は圧縮機に用いられる交流モータの制御装置としたことを特徴とする冷凍空調装置。