JP5292363B2 - 交流電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電動機の制御装置及び制御方法に関するものである。

電動機を高性能に駆動するには、これに流れるモータ電流を正確に推定する必要がある。

特許文献１では、直流母線電流から２相分の電流情報を検出し、この検出値に基づいてモータ電流を推定する。しかし、キャリア１周期で２相分の電流情報を得るため、インバータのスイッチングのタイミングを調整する必要がある。これは、マイコンの演算負荷及び騒音の増加を招く。

特許文献２では、上記問題を解決するため、１相分の電流情報のみで電流推定を可能にしている。その代わり、電流推定を１回行うためには、所定の期間内において、直流母線電流の検出値と周期関数の積の積分値を算出する必要がある。高速駆動時では上記期間内での検出回数が低下し、積分値が正しく得られないため、電流推定の精度が低下する。また、電流推定アルゴリズムが周期関数を含むため、演算負荷及び演算誤差が生じる。

特許文献３では、直流母線電流ではなく、Ｕ相電流（又はＶ相、Ｗ相）の積分値に基づいて電流推定している。電流推定アルゴリズムは周期関数を含まず、シンプルである。しかし、特許文献２と同様に、高速駆動時では上記期間内での検出回数が低下し、これにより推定精度が低下する。

特許第３６１０８９７号公報 特開２００７−２２１９９９号公報 特開２００７−１１６８１７号公報

本発明は、演算負荷が小さく、かつ推定精度が高い電流推定を実現する交流電動機の制御装置及び制御方法を提供することである。

本発明はその一面において、所定の第一期間と第二期間の間、直線母線電流を一定間隔でそれぞれの期間において複数回検出し、各期間における検出値の積分値を要素とするベクトルに、検出が行われた瞬間のインバータの出力電圧位相の正弦関数と余弦関数の各期間における積分値を要素とする行列の逆行列を乗じることにより、無効電流及び有効電流を推定する。

このとき、検出が行われたタイミングに応じて逆行列の各成分が補正されるため、検出間隔が粗い場合にも電流推定の精度は低下しない。

本発明の望ましい実施態様においては、電流検出器にローパスフィルタを用いることにより、リンギングによる検出誤差を抑えることができる。

また、本発明の望ましい他の実施態様においては、検出期間の長さを調整することにより、電流推定の精度を向上させたり、又は電流推定の更新周期を短縮することができる。

さらに、本発明の望ましい他の実施態様においては、高調波を勘案して上記行列の各成分を修正することにより、電流に高調波成分が含まれる場合にも正しく電流を推定することができる。

本発明の望ましい実施態様によれば、交流電動機に流れる無効電流及び有効電流を、小さい演算負荷で高精度に推定することができる。

本発明の第一の実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 三相変調方式における電圧・電流波形図である。 電圧・電流の各成分を示すベクトル図である。 Ｕ相電流の検出タイミングを示す波形図である。 三相変調方式におけるＰＷＭ制御と直流母線電流検出の関係を示す波形図である。 本発明の第２の実施形態における直流母線電流検出器の構成図である。 ローパスフィルタを用いた直流母線電流の検出を示す波形図である。 三倍高調波を用いた三相変調方式における電圧・電流波形図である。 二相変調方式における電圧・電流波形図である。 二相変調方式におけるＰＷＭ制御と直流母線電流検出の関係を示す波形図である。 二相変調方式において上アーム又は下アームのスイッチ素子のいずれかを常時オンさせる場合の電圧・電流波形図である。 キャリア信号とスイッチ素子のオン時間の関係を示した波形図である。 本発明の第３の実施形態における交流電動機の制御装置の構成図である。 本発明の第６の実施形態における交流電動機の制御装置の模式図である。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する

図１は、本発明の第一の実施形態における交流電動機１の制御装置の全体構成図である。

交流電動機１は、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに応じたモータトルクを出力する。インバータ２は、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを備え、交流電動機１へ三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加する。直流電源３は、直流電圧ＶＤＣを発生し、インバータ2へ直流電力を供給する。直流母線電流検出器４は、インバータ２の直流母線電流ＩＤＣを検出する。インバータ制御回路５は、ＰＷＭ信号発生部５ａ、ベクトル制御部5ｂ、電流推定部5ｃ、正弦関数演算器5ｄ、余弦関数演算器5ｅ、積分器5ｆ〜5ｈから構成され、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎのオン・オフを制御する。

以下、各部について詳細に説明する。

図２に示すように、インバータ２は（数１）の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生し、交流電動機１には（数２）の三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。

ここで、Ｖ１はモータ電圧、Ｉ１はモータ電流、θｖはＵ軸を基準とする電圧位相、ψは電圧／電流位相を表す。

図３に各電圧・電流及び各位相の関係について示す。図３のＵ軸は交流電動機１の固定子のＵ相コイル方向を表す。Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｕ相電流Ｉｕは、モータ電圧Ｖ１、モータ電流Ｉ１のＵ軸方向の成分である。図３では省略するが、Ｖｖ、Ｉｖ、Ｖｗ、Ｉｗも同様である。

直流母線電流検出器器4は、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかを直流母線電流ＩＤＣとして検出する。検出可能な電流の種類は、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎのオン・オフに依存して決定される。以下では、−π／６＜θｖ＜π／６とし、このとき、Ｕ相電圧のみが正（又は負）であり、Ｕ相電流Ｉｕを検出できると仮定する。

交流電動機１が回転すると、電圧位相θｖも進む。このとき、図２に示すようにＩｕを合計ｌ回検出し、それぞれの検出値をＩｕ（１）、Ｉｕ（２）、…、Ｉｕ（ｍ）、…、Ｉｕ（ｌ）とする。また、Ｉｕ（ｎ）の検出時の電圧位相θｖをθｖ（ｎ）で表す。また、Ｉｕ（１）、…、Ｉｕ（ｍ）を検出する期間Ｑ１を第一期間、Ｉｕ（ｍ＋１）、…、Ｉｕ（ｌ）を検出する期間Ｑ２を第二期間とする。

正弦関数演算器5ｄ、余弦関数演算器5ｅは、θｖ（ｎ）を引数とする正弦関数ｓｉｎ（θｖ（ｎ））あるいは余弦関数ｃｏｓ（θｖ（ｎ））の値を出力する。

積分器5ｆ〜5ｈは、Ｉｕ（ｎ）、ｓｉｎ（θｖ（ｎ））及びｃｏｓ（θｖ（ｎ））の積分を第一期間及び第二期間の２つの期間に分けて行う。すなわち、第一期間では、Ｉｕ（１）、…、Ｉｕ（ｍ）及びθｖ（１）、…θｖ（ｍ）の積分、第二期間では、Ｉｕ（ｍ＋１）、…、Ｉｕ（ｌ）及びθｖ（ｍ＋１）、…、θｖ（ｌ）の積分を行う。原理的には積分であるが、実施例上では、検出値の総和を演算している。

本発明の特徴である電流推定部5ｃは、Ｉｕ（ｎ）及びθｖ（ｎ）の第一期間及び第二期間での積分値に基づいて、（数３）の無効電流Ｉｒ及び（数４）の有効電流Ｉａを推定する。

以下に、提案する電流推定の基本原理について述べる。

（数３）、（数４）を用いると、（数２）のＵ相電流Ｉｕは、（数５）で表される。

（数５）の両辺において、第一期間及び第二期間での積分は、それぞれ、（数６）、（数７）である。

（数６）、（数７）を整理すると、（数８）を得る。

（数８）の右辺の逆行列の成分は、積分器5ｆ、5ｇより、同じく右辺のベクトルの成分は積分器5ｈより得られ、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａを推定できる。

本推定手法の特長は、検出回数ｌが低下しても、電流推定の精度を保てることである。

図４に電流Ｉｕ（ｎ）の検出タイミングについて示す。図４（ａ）は、検出回数が十分に多い場合であり、Ｉｕ（ｎ）の積分値は、第一期間及び第二期間のそれぞれにおいて、定常状態においては、隣接する周期においては、ほぼ一定である。しかし、演算負荷が制限される場合や高速に駆動する場合では、第一期間あるいは第二期間における電流値のサンプリングすなわち検出回数が低下する。この場合、図４（ｂ）に示すように、検出期間に偏差Δθｖ１、Δθｖ２、Δθｖ３が生じる。これにより、交流電動機１が定常状態であっても、（数８）のＩｕ（ｎ）の積分値は、第一期間及び第二期間のそれぞれにおいて変動する。従来手法では、これにより電流推定値も変動し、制御性能が劣化する問題があった。

本推定手法では、変動分を吸収するため、検出（サンプリング）タイミングに応じて、（数８）の逆行列が補正される。このため、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａの推定値は変動しない。

ベクトル制御部5ｂは、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａを用いてベクトル制御演算を行い、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を決定する。なお、ベクトル制御の代わりに、他制御演算を用いた場合にも本発明は適用可能である。

ＰＷＭ信号発生部5ａは、ＰＷＭ制御によりスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎのオン・オフを制御する。ＳｕｐとＳｕｎ、ＳｖｐとＳｖｎ、ＳｗｐとＳｗｎは相補的に動作し、一方がオンであると、もう一方はオフとなる。なお、両者がオフとなるデッドタイムを設ける場合においても、本発明に本質的な影響はなく、本発明を適用することは可能である。

図５にＰＷＭ制御の原理及び直流母線電流ＩＤＣの検出について示す。Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗのハッチングは、スイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオンである期間を表す。Ｔｃは、キャリア信号の１周期を表す。

Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐの全てがオン又はオフでないとき、直流母線電流ＩＤＣが流れる。例えば、Ｓｕｐのみオンであるとき、直流母線電流ＩＤＣとしてＵ相電流Ｉｕが流れる。これは、キャリア信号がゼロレベルとなるタイミングＡ１又はＢ１において検出することが可能である。以下では、これをゼロレベル検出と呼ぶ。ＰＷＭ制御方式として三相変調方式を用いる場合、すなわち、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が、図２に示す三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと同様な場合、ゼロレベル検出により、他の２相と電圧極性の異なる１相の電流が検出される。図２の−π／６＜θｖ＜π／６においては、Ｖｕのみが正であり、Ｖｖ及びＶｗは負である。ゆえに、この区間においては、図５にＡ１，Ｂ１で示すように、ゼロレベル検出によりＵ相電流Ｉｕが検出される。

ゼロレベル検出は、キャリアの周期に応じた検出間隔が一定であるため、検出アルゴリズムがシンプルとなる。後述するようにＰＷＭ制御方式として他方式を採用する場合、方式によって検出のタイミングは異なっても、検出間隔は同様に一定とできる。

−π／６＜θｖ＜π／６以外の場合においては、ゼロレベル検出によりＵ相電流Ｉｕの代わりにＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ、あるいはそれらの逆符号値のいずれかが検出される。例えば、図２の−π＜θｖ＜−５π／６及び５π／６＜θｖ＜πの期間においては、Ｖｕのみ負であり、−Ｉｕが検出される。いずれの電流が検出されるとしても、（数８）と同様の手法により電流を推定することができる。

以上により、直流母線電流ＩＤＣを一定間隔で検出し、その検出値と検出タイミングを用いることにより、検出間隔が粗い場合においても無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａを高精度に推定することができる。

図６は、本発明の第２の実施形態における直流母線電流検出器4の構成図である。

直流母線電流ＩＤＣの検出において、リンギングにより検出値に誤差が生じる可能性がある。そこで、ローパスフィルタ4ａを用いて検出誤差を除去する。その他の構成は、第１の実施例と同じである。

図６のＲｓ及びＲ１は抵抗、Ｃ１はコンデンサ、ＩＤＣ’は直流母線電流ＩＤＣのフィルタ出力値を表す。直流母線電流ＩＤＣは、抵抗Ｒｓにより電圧に換算され、抵抗Ｒ１及びＣ１で構成されるローパスフィルタ4ａを通過後、Ａ／Ｄ変換により検出される。ローパスフィルタ4ａは、（数９）の時定数Ｔｆを有する。

図７に直流母線電流ＩＤＣ及びそのフィルタ出力値ＩＤＣ’、ＩＤＣ’’の波形図を示す。フィルタ時定数Ｔｆを設定することにより、リンギングを除去することができる。しかしながら、Ｔｆが過度に大きい場合には、ＩＤＣ’’のように応答が遅れ、検出の誤差比率ΔＩＤＣが増加する。そこで、以下では、フィルタ時定数Ｔｆの最適値について、ＰＷＭ制御方式、すなわち、（１）三相変調方式、（２）三倍高調波を用いた三相変調方式、及び、（３）二相変調方式に分けて説明する。

（１）三相変調方式
三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は、図２に示すＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗと同じである。前述のように、−π／６＜θｖ＜π／６において、Ｉｕが検出されることから、第一期間と第二期間の和をπ／３以下とする。

図５に示すＡ１、Ｂ１のゼロクロスタイミングにおいて、直流母線電流ＩＤＣのパルス立ち上がりからの期間は、それぞれＴａ１、Ｔｂ１である。ここで、Ｔａ１＜Ｔｂ１であるため、Ａ１は検出せず、Ｂ１のみを検出する方がより大きなフィルタ時定数Ｔｆを定めることができる。つまり，図５のように，インバータの出力電圧のいずれか一相のみ正である場合には、三角波キャリア信号が正から負の方向へゼロクロスするタイミングで検出を行うのが望ましい。一方，インバータの出力電圧のいずれか一相のみ負である場合には、前記三角波キャリア信号が負から正の方向へゼロクロスするタイミングで検出を行う方が望ましい。図５では出力電圧のＵ相のみ正であることからＡ１での検出を省略し、期間Ｔｂ１内にフィルタ出力値ＩＤＣ’が収束するような時定数Ｔｆを定める。すなわち、ＰＷＭ制御のために三角波キャリア信号と三相電圧指令値とを比較する比較手段を備え、電流サンプリング手段は、三角波キャリア信号が正から負の方向へゼロクロスするタイミングにおいて、電流検出器の出力をサンプリングするように構成している。

期間Ｔｂ１は、（数１０）で定まる。

ここで、ＫＨは変調率である。

Ｔｂ１は、電圧位相θｖに依存し、−π／６＜θｖ＜π／６においては、（数１１）の範囲にある。

ＩＤＣ’がＵ相電流Ｉｕに期間Ｔｂ１内に誤差比率ΔＩＤＣで収束するには、フィルタ時定数Ｔｆを（数１２）で定める必要がある。

（数１２）に（数１１）を代入することにより（数１３）を得る。

三相変調方式では、（数１３）のフィルタ時定数Ｔｆを用いることにより、検出精度を保ちながらもリンギングを除去することができる。

（２）三倍高調波を用いた三相変調方式
三倍高調波を注入した場合の三相交流電圧指令Ｖｕ３、Ｖｖ３、Ｖｗ３を図８に示す。ここで、−π／６＜θｖ＜π／６におけるＶｕ３は、（数１４）となる。

直流母線電流ＩＤＣの波形図は、図５と同様である。

期間Ｔｂ１は、（数１５）で定まる。

-π/6 < θv < π/6において、（数１５）の範囲は（数１６）となる。

（数１２）に従って、フィルタ時定数は（数１７）となる。

三倍高調波を用いた三相変調方式では、（数１７）のフィルタ時定数Ｔｆを用いることにより、検出精度を保ちながらもリンギングを除去することができる。

（３）二相変調方式
二相変調の三相交流電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を図９に示す。ここで、−π／６＜θｖ＜π／６におけるＶｖ２は、（数１８）となる。

直流母線電流ＩＤＣの波形図を図１０に示す。二相変調においては、ゼロレベル検出に代わり、キャリア信号が最大レベル又は最小レベル時に検出することにより、三相交流電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２の中の最大相又は最小相の電流を検出することができる。図１０においては、最大レベルで検出することにより、最大相であるＵ相の電流Ｉｕを検出することができる。

期間Ｔｖは、（数１８）より（数１９）で定まる。

これより、直流母線電流IDCの立ち上がりから検出までの期間Tsは、（数２０）となる。

−π／６＜θｖ＜π／６において、（数２０）の範囲は（数２１）となる。

（数１２）に従って、フィルタ時定数は（数２２）となる。

二相変調方式では、（数２２）のフィルタ時定数Ｔｆを用いることにより、検出精度を保ちながらもリンギングを除去することができる。

なお、図１１（ａ）、（ｂ）に示すように、上側のスイッチ素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐあるいは下側のスイッチ素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎのみオン・オフさせる二相変調方式を採用した場合においても、（数２２）は同様に導かれる。

各変調方式において、キャリア信号として三角波の代わりに鋸波を用いる場合、設定するフィルタ時定数Ｔｆは、（数１３）、（数１７）、（数２２）の２倍の値とする。これは、図１２に示すように鋸波を用いる場合、スイッチ素子のオン時間のパルス幅が２倍となり、直流母線電流ＩＤＣのパルス幅も２倍になるためである。

以上により、各変調方式に最適のフィルタ時定数Ｔｆを設計することができ、リンギングによる検出誤差を抑え、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａを高精度に推定することができる。

図１３は、本発明の第３の実施形態による交流電動機の制御装置の要部構成図である。

インバータ制御回路5の演算負荷を低減するためのスイッチ5ｉ、5ｊ、及び定数記憶部5ｋを備える。その他の構成は、第１の実施例と同じである。

第一期間及び第二期間の検出回数が十分に大きい場合、積分器5ｆ、5ｇの出力値は一定値となる。そこで、演算負荷を減らすため、検出回数が多い場合には、スイッチ5ｉ、5ｊを切り替えて、積分器5ｆ、5ｇの出力値を予め計算した理論値で置き換える。理論値は、以下のように求められ、定数記憶部5ｋに保存される。

例えば、図２において、第一期間を−π／６＜θｖ＜０、第二期間を０＜θｖ＜π／６とする場合について説明する。（数５）を各期間において積分すると、（数２３）、（数２４）を得る。

（数２３）、（数２４）を整理すると、（数２５）を得る。

（数２５）の逆行列の各要素を記憶しておくことにより、（数８）に比べて演算負荷を低減することができる。すなわち、前記した第２の積分演算手段は、積分値として、予め設定した値を用いることができる。

以上により、演算性能が抑えられた安価なインバータ制御回路5を用いることが可能となり、低コスト化を図ることができる。

本発明では、第一期間あるいは第二期間を必ずしも一定とする必要性はなく、第一期間あるいは第二期間を短縮することにより、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａの更新周期を短縮することができる。これにより、三相交流電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の演算周期も高まり、応答性を高めることができる。

キャリア周波数が高く、単位時間あたりの直流母線電流IDCの検出回数が多い場合、あるは、回転速度が低く単位時間あたりの電圧位相θvの増加分が小さい場合には、各期間での電流値サンプリング回数は増加する。このような場合、各期間を必要に応じて短縮することにより、電流推定の精度を保ちつつ、更新周期を短縮することができる。すなわち、電流推定手段による無効電流及び有効電流の推定頻度を増加させるように、前記第一期間及び／又は前記第二期間を短縮する期間短縮手段を備えることができる。

逆に、キャリア周波数が低い場合や、電動機の回転速度が高い場合には、第一期間あるいは第二期間を延長することにより、電流検出の精度を高めることができる。すなわち、前記第一期間及び／又は前記第二期間における電流サンプリング回数を増加させるように、前記第一期間及び／又は前記第二期間を延長する期間延長手段を備えることである。

本発明は、電流波形に歪がある場合へ適用することができる。例えば、過変調領域においては、直流電圧ＶＤＣの不足により三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが歪み、電流波形も歪む。この場合、Ｕ相電流波形には、（数２６）のように高次成分が含まれる。

ここで、Ｇｒ：無効電流の歪み係数、Ｇａ：有効電流の歪み係数である。Ｇｒ（ｋ）、Ｇａ（ｋ）は、ｋ次成分の歪みの大きさを表す。シミュレーションあるいは試運転などにより、Ｇｒ（ｋ）、Ｇａ（ｋ）を得ることにより、（数８）と同様に、無効電流Ｉｒ及び有効電流Ｉａを推定することができる。すなわち、電流推定手段は、出力電圧位相の正弦関数及び余弦関数の積分値に加え、前記出力電圧位相の整数倍の値を位相とする正弦関数及び余弦関数の積分値に基づいて、有効電流及び無効電流を推定するのである。

図１４は、本発明による第６の実施形態の構成図である。

利便性向上のため、インバータ2、直流母線電流検出器4、インバータ制御回路5をモジュール化する。その他の構成は、第１の実施例と同じである。

モジュール化により、空調・冷凍装置のファン駆動装置あるいは圧縮機駆動装置などへ本発明を適用することが容易となる。本発明は、直流母線電流ＩＤＣの検出間隔が一定であり、また、少ないサンプリング数でも電流推定の精度を保つことができる。このため、高機能な直流母線電流検出器を必要としない。ゆえに、本発明を、これらの駆動装置に適用することにより、制御性能を劣化させずに低コスト化を図ることができる。

1…交流電動機、2…インバータ、3…直流電源、4…直流母線電流検出器、4ａ…ローパスフィルタ、5…インバータ制御回路、5ａ…ＰＷＭ信号発生部、5ｂ…ベクトル制御部、5ｃ…電流推定部、5ｄ…正弦関数演算器、5ｅ…余弦関数演算器、5ｆ…積分器、5ｇ…積分器、5ｈ…積分器、5ｉ…スイッチ、5ｊ…スイッチ、5ｋ…定数記憶部、ＶＤＣ…直流電圧、ＩＤＣ…直流母線電流、Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ…スイッチ素子、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊…Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧指令、Ｖ１…モータ出力電圧、Ｉ１…モータ電流、Ｉｒ…無効電流、Ｉａ…有効電流、θｖ…電圧位相、ψ…電圧／電流位相差。

Claims (11)

1. 直流電源、
   複数のスイッチ素子を含み、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ、
   前記複数のスイッチ素子をＰＷＭ制御するインバータ制御回路、
   前記インバータから給電される交流電動機、及び
   前記インバータに流れる直流母線電流を検出する電流検出器
   を備えた交流電動機の制御装置において、
   所定の連続した第一期間と第二期間のそれぞれに、前記電流検出器の出力から、前記直線母線電流値を所定間隔で複数回サンプリングする電流サンプリング手段、
   前記第一期間及び前記第二期間におけるそれぞれの電流サンプリング値を、それぞれの期間内で積分する第１の積分演算手段、
   前記サンプリングした各瞬間の前記インバータの出力電圧位相の正弦関数と余弦関数を、前記第一期間内及び前記第二期間内においてそれぞれ積分する第２の積分演算手段、及び
   前記第１及び第２の積分演算手段の積分値に基づいて、前記交流電動機に流れる無効電流及び有効電流を推定する電流推定手段
   を備え、
   前記電流推定手段は、
   前記第一期間及び前記第二期間におけるそれぞれの電流サンプリング値の、それぞれの期間内での積分値からなるベクトルに、
   前記サンプリングした各瞬間の前記インバータの出力電圧位相の正弦関数と余弦関数の、前記第一期間内及び前記第二期間内における積分値からなる逆行列を乗ずることによって、
   前記交流電動機に流れる無効電流及び有効電流を推定するものである
   ことを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 請求項１において、
   前記第１及び／又は第２の積分演算手段は、それぞれ前記第一期間及び前記第二期間内において複数の前記サンプリングにおける総和を演算するように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記ＰＷＭ制御のためにキャリア信号と三相電圧指令値とを比較する比較手段を備え、
   前記電流サンプリング手段は、前記キャリア信号がゼロレベルとなるタイミングにおいて、前記電流検出器の出力をサンプリングするように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
4. 請求項１又は２において、
   前記ＰＷＭ制御のために三角波キャリア信号と三相電圧指令値とを比較する比較手段を
   備え、
   前記電流サンプリング手段は、前記インバータの出力電圧のいずれか一相のみ正である場合には、前記三角波キャリア信号が正から負の方向へゼロクロスするタイミングにおいて、前記インバータの出力電圧のいずれか一相のみ負である場合には、前記三角波キャリア信号が負から正の方向へゼロクロスするタイミングにおいて、前記電流検出器の出力をサンプリングするように構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
5. 請求項１において、
   前記第２の積分演算手段は、積分値として、予め設定した値を用いることを特徴とする交流電動機の制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記第一期間あるいは前記第二期間を延長及び／又は短縮する期間調整手段を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
7. 請求項６において、前記電流推定手段による無効電流及び有効電流の推定頻度を増加させるように、前記第一期間及び／又は前記第二期間を短縮する期間短縮手段を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
8. 請求項６において、前記第一期間及び／又は前記第二期間における電流サンプリング回数を増加させるように、前記第一期間及び／又は前記第二期間を延長する期間延長手段を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、前記電流推定手段は、前記出力電圧位相の正弦関数及び余弦関数の積分値に加え、前記出力電圧位相の整数倍の値を位相とする正弦関数及び余弦関数の積分値に基づいて、前記有効電流及び前記無効電流を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置。
10. 請求項１〜９のいずれかにおいて、前記交流電動機を、空調・冷凍装置に備わるファンあるいは圧縮機の駆動装置として適用したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
11. 直流電源、
    複数のスイッチ素子を含み、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ、
    前記複数のスイッチ素子をＰＷＭ制御するインバータ制御回路、
    前記インバータから給電される交流電動機、及び
    前記インバータに流れる直流母線電流を検出する電流検出器
    を備えた交流電動機の制御方法において、
    所定の連続した第一期間と第二期間のそれぞれに、前記電流検出器の出力から、前記直線母線電流値を所定間隔で複数回サンプリングする電流サンプリングステップ、
    前記第一期間及び前記第二期間におけるそれぞれの電流サンプリング値を、それぞれの期間内で積分する第１の積分演算ステップ、
    前記サンプリングした各瞬間の前記インバータの出力電圧位相の正弦関数と余弦関数を、前記第一期間内及び前記第二期間内においてそれぞれ積分する第２の積分演算ステップ、及び
    前記第１及び第２の積分演算ステップによる積分値に基づいて、前記交流電動機に流れる無効電流及び有効電流を推定する電流推定ステップ
    を備え、
    前記電流推定ステップは、
    前記第一期間及び前記第二期間におけるそれぞれの電流サンプリング値の、それぞれの期間内での積分値からなるベクトルに、
    前記サンプリングした各瞬間の前記インバータの出力電圧位相の正弦関数と余弦関数の、前記第一期間内及び前記第二期間内における積分値からなる逆行列を乗ずることによって、
    前記交流電動機に流れる無効電流及び有効電流を推定するものである
    ことを特徴とする交流電動機の制御方法。

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