KR101222287B1

KR101222287B1 - 교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법

Info

Publication number: KR101222287B1
Application number: KR1020110063815A
Authority: KR
Inventors: 사또시 스미따; 가즈아끼 도바리; 다이스께 마에다; 야스오 노또하라
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
Priority date: 2010-06-30
Filing date: 2011-06-29
Publication date: 2013-01-21
Also published as: KR20120002477A; JP2012016118A; EP2403130A2; CN102315815A; US20120001581A1; CN102315815B; JP5292363B2; US8531148B2; EP2403130A3

Abstract

연산 부하가 작고, 또한 추정 정밀도가 높은 전류 추정을 실현하는 교류 전동기의 제어 장치를 제공하는 것이다. 소정의 제1 기간과 제2 기간의 사이, 직선 모선 전류를 일정 간격으로 각각의 기간에 있어서 복수회 검출하고, 각 기간에 있어서의 검출값의 적분값을 요소로 하는 벡터에, 검출이 행해진 순간의 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수의 각 기간에 있어서의 적분값을 요소로 하는 행렬의 역행렬을 곱함으로써, 무효 전류 및 유효 전류를 추정한다.
본 발명의 바람직한 실시 양태에 따르면, 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를, 작은 연산 부하로 고정밀도로 추정할 수 있다.

Description

교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법{CONTROL DEVICE AND CONTROL METHOD OF AC MOTOR}

본 발명은, 교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법에 관한 것이다.

전동기를 고성능으로 구동하기 위해서는, 이에 흐르는 모터 전류를 정확하게 추정할 필요가 있다.

특허 문헌 1에서는, 직류 모선 전류로부터 2상분의 전류 정보를 검출하고, 이 검출값에 기초하여 모터 전류를 추정한다. 그러나, 캐리어 1주기에서 2상분의 전류 정보를 얻기 위해, 인버터의 스위칭의 타이밍을 조정할 필요가 있다. 이것은, 마이크로컴퓨터의 연산 부하 및 소음의 증가를 초래한다.

특허 문헌 2에서는, 상기 문제를 해결하기 위해, 1상분의 전류 정보만으로 전류 추정을 가능하게 하고 있다. 그 대신에, 전류 추정을 1회 행하기 위해서는, 소정의 기간 내에 있어서, 직류 모선 전류의 검출값과 주기 함수의 곱의 적분값을 산출할 필요가 있다. 고속 구동시에서는 상기 기간 내에서의 검출 횟수가 저하하어, 적분값이 올바르게 얻어지지 않기 때문에, 전류 추정의 정밀도가 저하한다. 또한, 전류 추정 알고리즘이 주기 함수를 포함하므로, 연산 부하 및 연산 오차가 생긴다.

특허 문헌 3에서는, 직류 모선 전류가 아니라, U상 전류(또는 V상, W상)의 적분값에 기초하여 전류 추정하고 있다. 전류 추정 알고리즘은 주기 함수를 포함하지 않고, 심플하다. 그러나, 특허 문헌 2와 마찬가지로, 고속 구동시에서는 상기 기간 내에서의 검출 횟수가 저하하고, 이에 의해 추정 정밀도가 저하한다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 제3610897호 공보 [특허 문헌 2] 일본 특허 공개 제2007-221999호 공보 [특허 문헌 3] 일본 특허 공개 제2007-116817호 공보

본 발명은, 연산 부하가 작고, 또한 추정 정밀도가 높은 전류 추정을 실현하는 교류 전동기의 제어 장치 및 제어 방법을 제공하는 것이다.

본 발명은 그 일면에 있어서, 소정의 제1 기간과 제2 기간의 사이, 직선 모선 전류를 일정 간격으로 각각의 기간에 있어서 복수회 검출하고, 각 기간에 있어서의 검출값의 적분값을 요소로 하는 벡터에, 검출이 행해진 순간의 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수의 각 기간에 있어서의 적분값을 요소로 하는 행렬의 역행렬을 곱함으로써, 무효 전류 및 유효 전류를 추정한다.

이 때, 검출이 행해진 타이밍에 따라서 역행렬의 각 성분이 보정되므로, 검출 간격이 적은 경우에도 전류 추정의 정밀도는 저하하지 않는다.

본 발명의 바람직한 실시 양태에 있어서는, 전류 검출기에 로우 패스 필터를 이용함으로써, 링잉에 의한 검출 오차를 억제할 수 있다.

또한, 본 발명의 바람직한 다른 실시 양태에 있어서는, 검출 기간의 길이를 조정함으로써, 전류 추정의 정밀도를 향상시키거나, 또는 전류 추정의 갱신 주기를 단축할 수 있다.

또한, 본 발명의 바람직한 다른 실시 양태에 있어서는, 고조파를 감안하여 상기 행렬의 각 성분을 수정함으로써, 전류에 고조파 성분이 포함되는 경우에도 올바르게 전류를 추정할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시 양태에 따르면, 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를, 작은 연산 부하로 고정밀도로 추정할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시 형태에 따른 교류 전동기의 제어 장치의 전체 구성도.
도 2는 3상 변조 방식에 있어서의 전압ㆍ전류 파형도.
도 3은 전압ㆍ전류의 각 성분을 도시하는 벡터도.
도 4는 U상 전류의 검출 타이밍을 도시하는 파형도.
도 5는 3상 변조 방식에 있어서의 PWM 제어와 직류 모선 전류 검출의 관계를 도시하는 파형도.
도 6은 본 발명의 제2 실시 형태에 있어서의 직류 모선 전류 검출기의 구성도.
도 7은 로우 패스 필터를 이용한 직류 모선 전류의 검출을 도시하는 파형도.
도 8은 3배 고조파를 이용한 3상 변조 방식에 있어서의 전압ㆍ전류 파형도.
도 9는 2상 변조 방식에 있어서의 전압ㆍ전류 파형도.
도 10은 2상 변조 방식에 있어서의 PWM 제어와 직류 모선 전류 검출의 관계를 도시하는 파형도.
도 11은 2상 변조 방식에 있어서 상부 아암 또는 하부 아암의 스위치 소자 중 어느 하나를 상시 온시키는 경우의 전압ㆍ전류 파형도.
도 12는 캐리어 신호와 스위치 소자의 온 시간의 관계를 도시한 파형도.
도 13은 본 발명의 제3 실시 형태에 있어서의 교류 전동기의 제어 장치의 구성도.
도 14는 본 발명의 제6 실시 형태에 있어서의 교류 전동기의 제어 장치의 모식도.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 설명한다.

<실시예 1>

도 1은, 본 발명의 제1 실시 형태에 있어서의 교류 전동기(1)의 제어 장치의 전체 구성도이다.

교류 전동기(1)는, 3상 전류 Iu, Iv, Iw에 따른 모터 토크를 출력한다. 인버터(2)는, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn을 구비하고, 교류 전동기(1)에 3상 전압 Vu, Vv, Vw를 인가한다. 직류 전원(3)은, 직류 전압 VDC를 발생하고, 인버터(2)에 직류 전력을 공급한다. 직류 모선 전류 검출기(4)는, 인버터(2)의 직류 모선 전류 IDC를 검출한다. 인버터 제어 회로(5)는, PWM 신호 발생부(5a), 벡터 제어부(5b), 전류 추정부(5c), 사인 함수 연산기(5d), 코사인 함수 연산기(5e), 적분기(5f∼5h)로 구성되고, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온ㆍ오프를 제어한다.

이하, 각 부에 대해서 상세하게 설명한다.

도 2에 도시한 바와 같이, 인버터(2)는 수학식 1의 3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw를 발생하고, 교류 전동기(1)에는 수학식 2의 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw가 흐른다.

여기서 , V1은 모터 전압, I1은 모터 전류, θv는 U축을 기준으로 하는 전압 위상, ψ는 전압/전류 위상을 나타낸다.

도 3에 각 전압ㆍ전류 및 각 위상의 관계에 대해서 도시한다. 도 3의 U축은 교류 전동기(1)의 고정자의 U상 코일 방향을 나타낸다. U상 전압 Vu, U상 전류 Iu는, 모터 전압 V1, 모터 전류 I1의 U축 방향의 성분이다. 도 3에서는 생략하지만, Vv, Iv, Vw, Iw도 마찬가지이다.

직류 모선 전류 검출기(4)는, Iu, Iv, Iw 중 어느 하나를 직류 모선 전류 IDC로서 검출한다. 검출 가능한 전류의 종류는, 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온ㆍ오프에 의존하여 결정된다. 이하에서는, -π/6<θv<π/6으로 하고, 이 때, U상 전압만이 플러스(또는 마이너스)이며, U상 전류 Iu를 검출할 수 있다고 가정한다.

교류 전동기(1)가 회전하면, 전압 위상 θv도 진행된다. 이 때, 도 2에 도시한 바와 같이 Iu를 합계 1회 검출하고, 각각의 검출값을 Iu(1), Iu(2), …, Iu(m), …, Iu(l)로 한다. 또한, Iu(n)의 검출시의 전압 위상 θv를 θv(n)로 나타낸다. 또한, Iu(1), …, Iu(m)을 검출하는 기간 Q1을 제1 기간, Iu(m+1), …, Iu(l)을 검출하는 기간 Q2를 제2 기간으로 한다.

사인 함수 연산기(5d), 코사인 함수 연산기(5e)는, θv(n)을 인수로 하는 사인 함수 sin(θv(n)) 혹은 코사인 함수 cos(θv(n))의 값을 출력한다.

적분기(5f∼5h)는, Iu(n), sin(θv(n)) 및 cos(θv(n))의 적분을 제1 기간 및 제2 기간의 2개의 기간으로 나눠서 행한다. 즉, 제1 기간에서는, Iu(1), …, Iu(m) 및 θv(1), θv(m)의 적분, 제2 기간에서는, Iu(m+1), …, Iu(l) 및 θv(m+1), …, θv(l)의 적분을 행한다. 원리적으로는 적분이지만, 실시예 상에서는, 검출값의 총합을 연산하고 있다.

본 발명의 특장인 전류 추정부(5c)는, Iu(n) 및 θv(n)의 제1 기간 및 제2 기간에서의 적분값에 기초하여, 수학식 3의 무효 전류 Ir 및 수학식 4의 유효 전류 Ia를 추정한다.

이하에, 제안하는 전류 추정의 기본 원리에 대해서 설명한다.

수학식 3, 수학식 4를 이용하면, 수학식 2의 U상 전류 Iu는, 수학식 5로 표현된다.

수학식 5의 양변에 있어서, 제1 기간 및 제2 기간에서의 적분은, 각각, 수학식 6, 수학식 7이다.

수학식 6, 수학식 7을 정리하면, 수학식 8을 얻는다.

수학식 8의 우변의 역행렬의 성분은, 적분기(5f, 5g)로부터, 동일하게 우변의 벡터의 성분은 적분기(5h)로부터 얻어지고, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 추정할 수 있다.

본 추정 수법의 특징은, 검출 횟수 1이 저하해도, 전류 추정의 정밀도를 유지할 수 있다.

도 4에 전류 Iu(n)의 검출 타이밍에 대해서 도시한다. 도 4의 (a)는, 검출 횟수가 충분히 많은 경우이며, Iu(n)의 적분값은, 제1 기간 및 제2 기간의 각각에 있어서, 정상 상태에 있어서는, 인접하는 주기에 있어서는, 거의 일정하다. 그러나, 연산 부하가 제한되는 경우나 고속으로 구동하는 경우에서는, 제1 기간 혹은 제2 기간에 있어서의 전류값의 샘플링 즉 검출 횟수가 저하한다. 이 경우, 도 4의 (b)에 도시한 바와 같이, 검출 기간에 편차 Δθv1, Δθv2, Δθv3이 생긴다. 이에 의해, 교류 전동기(1)가 정상 상태라도, 수학식 8의 Iu(n)의 적분값은, 제1 기간 및 제2 기간의 각각에 있어서 변동된다. 종래 수법에서는, 이에 의해 전류 추정값도 변동하여, 제어 성능이 열화되는 문제가 있었다.

본 추정 수법에서는, 변동분을 흡수하기 위해, 검출(샘플링) 타이밍에 따라서, 수학식 8의 역행렬이 보정된다. 이 때문에, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia의 추정값은 변동되지 않는다.

벡터 제어부(5b)는, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 이용하여 벡터 제어 연산을 행하고, 3상 교류 전압 명령 Vu*, Vv*, Vw*를 결정한다. 또한, 벡터 제어 대신에, 다른 제어 연산을 이용한 경우에도 본 발명은 적용 가능하다.

PWM 신호 발생부(5a)는, PWM 제어에 의해 스위치 소자 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 온ㆍ오프를 제어한다. Sup와 Sun, Svp와 Svn, Swp와 Swn은 상보적으로 동작하고, 한쪽이 온이면, 다른 한쪽은 오프로 된다. 또한, 양자가 오프로 되는 데드 타임을 설정하는 경우에 있어서도, 본 발명에 본질적인 영향은 없으며, 본 발명을 적용하는 것은 가능하다.

도 5에 PWM 제어의 원리 및 직류 모선 전류 IDC의 검출에 대해서 도시한다. Su, Sv, Sw의 해칭은, 스위치 소자 Sup, Svp, Swp가 온인 기간을 나타낸다. Tc는, 캐리어 신호의 1주기를 나타낸다.

Sup, Svp, Swp의 모두가 온 또는 오프가 아닐 때, 직류 모선 전류 IDC가 흐른다. 예를 들면, Sup만 온일 때, 직류 모선 전류 IDC로서 U상 전류 Iu가 흐른다. 이것은, 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍 A1 또는 B1에 있어서 검출하는 것이 가능하다. 이하에서는, 이를 제로 레벨 검출이라고 부른다. PWM 제어 방식으로서 3상 변조 방식을 이용하는 경우, 즉, 3상 교류 전압 명령 Vu*, Vv*, Vw*가, 도 2에 도시한 3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw와 마찬가지인 경우, 제로 레벨 검출에 의해, 다른 2상과 전압 극성이 다른 1상의 전류가 검출된다. 도 2의 -π/6<θv<π/6에 있어서는, Vu만이 플러스이며, Vv 및 Vw는 마이너스이다. 고로, 이 구간에 있어서는, 도 5에 A1, B1로 도시한 바와 같이, 제로 레벨 검출에 의해 U상 전류 Iu가 검출된다.

제로 레벨 검출은, 캐리어의 주기에 따른 검출 간격이 일정하기 때문에, 검출 알고리즘이 심플하게 된다. 후술하는 바와 같이 PWM 제어 방식으로서 다른 방식을 채용하는 경우, 방식에 의해서 검출의 타이밍은 달라도, 검출 간격은 마찬가지로 일정하게 할 수 있다.

-π/6<θv<π/6 이외의 경우에 있어서는, 제로 레벨 검출에 의해 U상 전류 Iu 대신에 V상 전류 Iv, W상 전류 Iw, 혹은 그들의 역부호값 중 어느 하나가 검출된다. 예를 들면, 도 2의 -π<θv<-5π/6 및 5π/6<θv<π의 기간에 있어서는, Vu만 마이너스이며, -Iu가 검출된다. 어떠한 전류가 검출된다고 하여도, 수학식 8과 마찬가지의 수법에 의해 전류를 추정할 수 있다.

이상에 의해, 직류 모선 전류 IDC를 일정 간격으로 검출하고, 그 검출값과 검출 타이밍을 이용함으로써, 검출 간격이 적은 경우에 있어서도 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 고정밀도로 추정할 수 있다.

<실시예 2>

도 6은, 본 발명의 제2 실시 형태에 있어서의 직류 모선 전류 검출기(4)의 구성도이다.

직류 모선 전류 IDC의 검출에 있어서, 링잉에 의해 검출값에 오차가 발생할 가능성이 있다. 따라서, 로우 패스 필터(4a)를 이용하여 검출 오차를 제거한다. 그 밖의 구성은, 제1 실시예와 동일하다.

도 6의 Rs 및 R1은 저항, C1은 컨덴서, IDC'는 직류 모선 전류 IDC의 필터 출력값을 나타낸다. 직류 모선 전류 IDC는, 저항 Rs에 의해 전압으로 환산되고, 저항 R1 및 C1로 구성되는 로우 패스 필터(4a)를 통과한 후, A/D 변환에 의해 검출된다. 로우 패스 필터(4a)는, 수학식 9의 시상수 Tf를 갖는다.

도 7에 직류 모선 전류 IDC 및 그 필터 출력값 IDC', IDC"의 파형도를 도시한다. 필터 시상수 Tf를 설정함으로써, 링잉을 제거할 수 있다. 그러나, Tf가 과도하게 큰 경우에는, IDC"와 같이 응답이 지연되고, 검출의 오차 비율 ΔIDC가 증가된다. 따라서, 이하에서는, 필터 시상수 Tf의 최적값에 대해서, PWM 제어 방식, 즉, (1) 3상 변조 방식, (2) 3배 고조파를 이용한 3상 변조 방식, 및, (3) 2상 변조 방식으로 나눠서 설명한다.

(1) 3상 변조 방식

3상 교류 전압 명령 Vu*, Vv*, Vw*는, 도 2에 도시한 Vu, Vv, Vw와 동일하다. 상술한 바와 같이, -π/6<θv<π/6에 있어서 , Iu가 검출되므로, 제1 기간과 제2 기간의 합을 π/3 이하로 한다.

도 5에 도시한 A1, B1의 제로 크로스 타이밍에 있어서, 직류 모선 전류 IDC의 펄스 상승으로부터의 기간은, 각각 Ta1, Tb1이다. 여기서, Ta1<Tb1이므로, A1은 검출하지 않고, B1만을 검출하는 쪽이 보다 큰 필터 시상수 Tf를 정할 수 있다. 즉, 도 5와 같이, 인버터의 출력 전압 중 어느 1상만 플러스인 경우에는, 삼각파 캐리어 신호가 플러스로부터 마이너스의 방향으로 제로 크로스하는 타이밍에서 검출을 행하는 것이 바람직하다. 한편, 인버터의 출력 전압 중 어느 1상만 마이너스인 경우에는, 상기 삼각파 캐리어 신호가 마이너스로부터 플러스의 방향으로 제로 크로스하는 타이밍에서 검출을 행하는 쪽이 바람직하다. 도 5에서는 출력 전압의 U상만 플러스이므로 A1에서의 검출을 생략하고, 기간 Tb1 내에 필터 출력값 IDC'가 수속하도록 하는 시상수 Tf를 정한다. 즉, PWM 제어를 위해 삼각파 캐리어 신호와 3상 전압 명령값을 비교하는 비교 수단을 구비하고, 전류 샘플링 수단은, 삼각파 캐리어 신호가 플러스로부터 마이너스의 방향으로 제로 크로스하는 타이밍에 있어서, 전류 검출기의 출력을 샘플링하도록 구성하고 있다.

기간 Tb1은, 수학식 10으로 정해진다.

여기서, KH는 변조율이다.

Tb1은, 전압 위상 θv에 의존하고, -π/6<θv<π/6에 있어서는, 수학식 11의 범위에 있다.

IDC'가 U상 전류 Iu에 기간 Tb1 내에 오차 비율 ΔIDC에서 수속되기 위해서는, 필터 시상수 Tf를 수학식 12로 정할 필요가 있다.

수학식 12에 수학식 11을 대입함으로써 수학식 13을 얻는다.

3상 변조 방식에서는, 수학식 13의 필터 시상수 Tf를 이용함으로써, 검출 정밀도를 유지하면서도 링잉을 제거할 수 있다.

(2) 3배 고조파를 이용한 3상 변조 방식

3배 고조파를 주입한 경우의 3상 교류 전압 명령 Vu3, Vv3, Vw3을 도 8에 도시한다. 여기서, -π/6<θV<π/6에 있어서의 Vu3은, 수학식 14로 된다.

직류 모선 전류 IDC의 파형도는, 도 5와 마찬가지이다.

기간 Tb1은, 수학식 15로 정해진다.

-π/6<θv<π/6에 있어서, 수학식 15의 범위는 수학식 16으로 된다.

수학식 12에 따라서, 필터 시상수는 수학식 17로 된다.

3배 고조파를 이용한 3상 변조 방식에서는, 수학식 17의 필터 시상수 Tf를 이용함으로써, 검출 정밀도를 유지하면서도 링잉을 제거할 수 있다.

(3) 2상 변조 방식

2상 변조의 3상 교류 전압 명령 Vu2, Vv2, Vw2를 도 9에 도시한다. 여기서, -π/6<θv<π/6에 있어서의 Vv2는, 수학식 18로 된다.

직류 모선 전류 IDC의 파형도를 도 10에 도시한다. 2상 변조에 있어서는, 제로 레벨 검출 대신에, 캐리어 신호가 최대 레벨 또는 최소 레벨시에 검출됨으로써, 3상 교류 전압 명령 Vu2, Vv2, Vw2 중의 최대상(相) 또는 최소상의 전류를 검출할 수 있다. 도 10에 있어서는, 최대 레벨로 검출함으로써, 최대상인 U상의 전류 Iu를 검출할 수 있다.

기간 Tv는, 수학식 18로부터 수학식 19로 정해진다.

이에 의해, 직류 모선 전류 IDC의 상승으로부터 검출까지의 기간 Ts는, 수학식 20으로 된다.

-π/6<θv<π/6에 있어서, 수학식 20의 범위는 수학식 21로 된다.

수학식 12에 따라서, 필터 시상수는 수학식 22로 된다.

2상 변조 방식에서는, 수학식 22의 필터 시상수 Tf를 이용함으로써, 검출 정밀도를 유지하면서도 링잉을 제거할 수 있다.

또한, 도 11의 (a), (b)에 도시한 바와 같이, 상측의 스위치 소자 Sup, Svp, Swp 혹은 하측의 스위치 소자 Sun, Svn, Swn만 온ㆍ오프시키는 2상 변조 방식을 채용한 경우에 있어서도, 수학식 22는 마찬가지로 유도된다.

각 변조 방식에 있어서, 캐리어 신호로서 삼각파 대신에 톱니파를 이용하는 경우, 설정하는 필터 시상수 Tf는, 수학식 13, 수학식 17, 수학식 22의 2배의 값으로 한다. 이것은, 도 12에 도시한 바와 같이 톱니파를 이용하는 경우, 스위치 소자의 온 시간의 펄스 폭이 2배로 되고, 직류 모선 전류 IDC의 펄스 폭도 2배로 되기 때문이다.

이상에 의해, 각 변조 방식에 최적의 필터 시상수 Tf를 설계할 수 있어, 링잉에 의한 검출 오차를 억제하여, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 고정밀도로 추정할 수 있다.

<실시예 3>

도 13은, 본 발명의 제3 실시 형태에 따른 교류 전동기의 제어 장치의 주요부 구성도이다.

인버터 제어 회로(5)의 연산 부하를 저감하기 위한 스위치(5i, 5j), 및 상수 기억부(5k)를 구비한다. 그 밖의 구성은, 제1 실시예와 동일하다.

제1 기간 및 제2 기간의 검출 횟수가 충분히 큰 경우, 적분기(5f, 5g)의 출력값은 일정값으로 된다. 따라서, 연산 부하를 줄이기 위해, 검출 횟수가 많은 경우에는, 스위치(5i, 5j)를 절환하여, 적분기(5f, 5g)의 출력값을 미리 계산한 이론값으로 치환한다. 이론값은, 이하와 같이 구해져, 상수 기억부(5k)에 보존된다.

예를 들면, 도 2에 있어서, 제1 기간을 -π/6<θv<0, 제2 기간을 0<θv<π/6으로 하는 경우에 대해서 설명한다. 수학식 5를 각 기간에 있어서 적분하면, 수학식 23, 수학식 24를 얻는다.

수학식 23, 수학식 24를 정리하면, 수학식 25를 얻는다.

수학식 25의 역행렬의 각 요소를 기억해 둠으로써, 수학식 8에 비해 연산 부하를 저감할 수 있다. 즉, 상기한 제2 적분 연산 수단은, 적분값으로서, 미리 설정한 값을 이용할 수 있다.

이상에 의해, 연산 성능이 억제된 저렴한 인버터 제어 회로(5)를 이용하는 것이 가능해져, 저코스트화를 도모할 수 있다.

<실시예 4>

본 발명에서는, 제1 기간 혹은 제2 기간을 반드시 일정하게 할 필요성은 없고, 제1 기간 혹은 제2 기간을 단축함으로써, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia의 갱신 주기를 단축할 수 있다. 이에 의해, 3상 교류 전압 명령 Vu*, Vv*, Vw*의 연산 주기도 높아져, 응답성을 높일 수 있다.

캐리어 주파수가 높고, 단위 시간당의 직류 모선 전류 IDC의 검출 횟수가 많은 경우, 혹은, 회전 속도가 낮고 단위 시간당의 전압 위상 θv의 증가분이 작은 경우에는, 각 기간에서의 전류값 샘플링 횟수는 증가한다. 이와 같은 경우, 각 기간을 필요에 따라서 단축함으로써, 전류 추정의 정밀도를 유지하면서, 갱신 주기를 단축할 수 있다. 즉, 전류 추정 수단에 의한 무효 전류 및 유효 전류의 추정 빈도를 증가시키도록, 상기 제1 기간 및/또는 상기 제2 기간을 단축하는 기간 단축 수단을 구비할 수 있다.

반대로, 캐리어 주파수가 낮은 경우나, 전동기의 회전 속도가 높은 경우에는, 제1 기간 혹은 제2 기간을 연장함으로써, 전류 검출의 정밀도를 높일 수 있다. 즉, 상기 제1 기간 및/또는 상기 제2 기간에 있어서의 전류 샘플링 횟수를 증가시키도록, 상기 제1 기간 및/또는 상기 제2 기간을 연장하는 기간 연장 수단을 구비하는 것이다.

<실시예 5>

본 발명은, 전류 파형에 왜곡이 있는 경우에 적용할 수 있다. 예를 들면, 과변조 영역에 있어서는, 직류 전압 VDC의 부족에 의해 3상 교류 전압 Vu, Vv, Vw가 왜곡되고, 전류 파형도 왜곡된다. 이 경우, U상 전류 파형에는, 수학식 26과 같이 고차 성분이 포함된다.

여기서, Gr:무효 전류의 왜곡 계수, Ga:유효 전류의 왜곡 계수이다. Gr(k), Ga(k)는, k차 성분의 왜곡의 크기를 나타낸다. 시뮬레이션 혹은 시운전 등에 의해, Gr(k), Ga(k)를 얻음으로써, 수학식 8과 마찬가지로, 무효 전류 Ir 및 유효 전류 Ia를 추정할 수 있다. 즉, 전류 추정 수단은, 출력 전압 위상의 사인 함수 및 코사인 함수의 적분값 외에, 상기 출력 전압 위상의 정수배의 값을 위상으로 하는 사인 함수 및 코사인 함수의 적분값에 기초하여, 유효 전류 및 무효 전류를 추정하는 것이다.

<실시예 6>

도 14는, 본 발명에 의한 제6 실시 형태의 구성도이다.

편리성 향상을 위해, 인버터(2), 직류 모선 전류 검출기(4), 인버터 제어 회로(5)를 모듈화한다. 그 밖의 구성은, 제1 실시예와 동일하다.

모듈화에 의해, 공조ㆍ냉동 장치의 팬 구동 장치 혹은 압축기 구동 장치 등에 본 발명을 적용하는 것이 용이해진다. 본 발명은, 직류 모선 전류 IDC의 검출 간격이 일정하며, 또한, 적은 샘플링수로도 전류 추정의 정밀도를 유지할 수 있다. 이 때문에, 고기능의 직류 모선 전류 검출기를 필요로 하지 않는다. 고로, 본 발명을, 이들의 구동 장치에 적용함으로써, 제어 성능을 열화시키지 않고 저고스트화를 도모할 수 있다.

1 : 교류 전동기
2 : 인버터
3 : 직류 전원
4 : 직류 모선 전류 검출기
4a : 로우 패스 필터
5 : 인버터 제어 회로
5a : PWM 신호 발생부
5b : 벡터 제어부
5c : 전류 추정부
5d : 사인 함수 연산기
5e : 코사인 함수 연산기
5f : 적분기
5g : 적분기
5h : 적분기
5i : 스위치
5j : 스위치
5k : 상수 기억부
VDC : 직류 전압
IDC : 직류 모선 전류
Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn : 스위치 소자
Vu, Vv, Vw : U, V, W상 전압
Vu*, Vv*, Vw* : U, V, W상 전압 명령
V1 : 모터 출력 전압
I1 : 모터 전류
Ir : 무효 전류
Ia : 유효 전류
θv : 전압 위상
ψ : 전압/전류 위상차

Claims

직류 전원,
복수의 스위치 소자를 포함하고, 상기 직류 전원으로부터의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터,
상기 복수의 스위치 소자를 PWM 제어하는 인버터 제어 회로,
상기 인버터로부터 급전되는 교류 전동기, 및
상기 인버터에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 전류 검출기
를 구비한 교류 전동기의 제어 장치에 있어서,
소정의 제1 기간과 제2 기간의 각각에, 상기 전류 검출기의 출력으로부터, 상기 직류 모선 전류값을 소정 간격으로 복수회 샘플링하는 전류 샘플링 수단,
상기 제1 기간 및 상기 제2 기간에 있어서의 각각의 전류 샘플링값을, 각각의 기간 내에서 적분하는 제1 적분 연산 수단,
상기 샘플링한 각 순간의 상기 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수를, 상기 제1 기간 내 및 상기 제2 기간 내에 있어서 각각 적분하는 제2 적분 연산 수단, 및
상기 제1 및 제2 적분 연산 수단의 적분값에 기초하여, 상기 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를 추정하는 전류 추정 수단
을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항에 있어서,
상기 전류 추정 수단은,
상기 제1 기간 및 상기 제2 기간에 있어서의 각각의 전류 샘플링값의, 각각의 기간 내에서의 적분값으로 이루어지는 벡터에,
상기 샘플링한 각 순간의 상기 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수의, 상기 제1 기간 내 및 상기 제2 기간 내에 있어서의 적분값으로 이루어지는 역행렬을 곱함으로써,
상기 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를 추정하는 것인 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1 또는 제2 적분 연산 수단은, 각각 상기 제1 기간 및 상기 제2 기간 내에 있어서 복수의 상기 샘플링에 있어서의 총합을 연산하도록 구성한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어를 위해 캐리어 신호와 3상 전압 명령값을 비교하는 비교 수단을 구비하고,
상기 전류 샘플링 수단은, 상기 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 검출기의 출력을 샘플링하도록 구성한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어를 위해 삼각파 캐리어 신호와 3상 전압 명령값을 비교하는 비교 수단을 구비하고,
상기 전류 샘플링 수단은, 상기 인버터의 출력 전압의 어느 1상만 플러스인 경우에는, 상기 삼각파 캐리어 신호가 플러스로부터 마이너스의 방향으로 제로 크로스하는 타이밍에 있어서, 상기 인버터의 출력 전압의 어느 1상만 마이너스인 경우에는, 상기 삼각파 캐리어 신호가 마이너스로부터 플러스의 방향으로 제로 크로스하는 타이밍에 있어서, 상기 전류 검출기의 출력을 샘플링하도록 구성한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 3상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 삼각파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 13]

상기 전류 검출기가 수학식 13의 시상수 Tf의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 3배 고조파 성분을 이용한 3상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 삼각파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 17]

상기 전류 검출기가 수학식 17의 시상수 Tf의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 2상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 삼각파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 22]

상기 전류 검출기가 수학식 22의 시상수 Tf의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 최대 또는 최소 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 3상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 톱니파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 13]

상기 전류 검출기가 수학식 13의 시상수 Tf의 2배의 시상수의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 3배 고조파 성분을 이용한 3상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 톱니파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 17]

상기 전류 검출기가 수학식 17의 시상수 Tf의 2배의 시상수의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 제로 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 PWM 제어가 2상 변조 방식이며, 상기 PWM 제어의 캐리어 신호로서 톱니파를 이용하고, 상기 인버터의 변조율을 KH로 하고, 상기 PWM 제어의 캐리어 주기를 Tc로 하고, 허용되는 추정 정밀도 오차율을 ΔI로 할 때,
[수학식 22]

상기 전류 검출기가 수학식 22의 시상수 Tf의 2배의 시상수의 로우 패스 필터를 구비하고, 상기 캐리어 신호가 최대 또는 최소 레벨로 되는 타이밍에 있어서, 상기 전류 샘플링 수단이 상기 전류 검출기의 출력값을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제2 적분 연산 수단의 적분값으로서, 상기 제2 적분 연산 수단의 출력값으로부터, 미리 설정한 값으로 절환하는 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1 기간 혹은 상기 제2 기간을 연장 또는 단축하는 기간 조정 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제13항에 있어서,
상기 전류 추정 수단에 의한 무효 전류 및 유효 전류의 추정 빈도를 증가시키도록, 상기 제1 기간 또는 상기 제2 기간을 단축하는 기간 단축 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제13항에 있어서,
상기 제1 기간 또는 상기 제2 기간에 있어서의 전류 샘플링 횟수를 증가시키도록, 상기 제1 기간 또는 상기 제2 기간을 연장하는 기간 연장 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 전류 추정 수단은, 상기 출력 전압 위상의 사인 함수 및 코사인 함수의 적분값 외에, 상기 출력 전압 위상의 정수배의 값을 위상으로 하는 사인 함수 및 코사인 함수의 적분값에 기초하여, 상기 유효 전류 및 상기 무효 전류를 추정하는 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 교류 전동기를, 공조ㆍ냉동 장치에 구비되는 팬 혹은 압축기의 구동 장치로서 적용한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 장치.
직류 전원,
복수의 스위치 소자를 포함하고, 상기 직류 전원으로부터의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터,
상기 복수의 스위치 소자를 PWM 제어하는 인버터 제어 회로,
상기 인버터로부터 급전되는 교류 전동기, 및
상기 인버터에 흐르는 직류 모선 전류를 검출하는 전류 검출기
를 구비한 교류 전동기의 제어 방법에 있어서,
소정의 제1 기간과 제2 기간의 각각에, 상기 전류 검출기의 출력으로부터, 상기 직류 모선 전류값을 소정 간격으로 복수회 샘플링하는 전류 샘플링 스텝,
상기 제1 기간 및 상기 제2 기간에 있어서의 각각의 전류 샘플링값을, 각각의 기간 내에서 적분하는 제1 적분 연산 스텝,
상기 샘플링한 각 순간의 상기 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수를, 상기 제1 기간 내 및 상기 제2 기간 내에 있어서 각각 적분하는 제2 적분 연산 스텝, 및
상기 제1 및 제2 적분 연산 스텝에 의한 적분값에 기초하여, 상기 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를 추정하는 전류 추정 스텝
을 구비한 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 방법.
제18항에 있어서,
상기 전류 추정 스텝은,
상기 제1 기간 및 상기 제2 기간에 있어서의 각각의 전류 샘플링값의, 각각의 기간 내에서의 적분값으로 이루어지는 벡터에,
상기 샘플링한 각 순간의 상기 인버터의 출력 전압 위상의 사인 함수와 코사인 함수의, 상기 제1 기간 내 및 상기 제2 기간 내에 있어서의 적분값으로 이루어지는 역행렬을 곱함으로써,
상기 교류 전동기에 흐르는 무효 전류 및 유효 전류를 추정하는 것인 것을 특징으로 하는 교류 전동기의 제어 방법.