CN102315815A - 交流电动机的控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供实现运算负荷小、而且推定精度高的电流推定的交流电动机的控制装置。通过在规定的第一期间和第二期间，以恒定间隔在各个期间内多次检测直流母线电流，在把各期间中的检测值的积分值作为元素的矢量上，乘以把进行检测的瞬间的逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数的各期间内的积分值作为元素的矩阵的逆矩阵，推定无效电流以及有效电流。根据本发明的实施方式，能够以小的运算负荷高精度地推定在交流电动机中流动的无效电流以及有效电流。

Description

交流电动机的控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及交流电动机的控制装置及控制方法。

背景技术

为高性能地驱动电动机，需要正确地推定流过该电动机的电动机电流。

在专利文献1中，从直流母线电流检测两相的电流信息，根据该检测值推定电动机电流。但是为在载波的一周期中得到两相的电流信息，需要调整逆变器的开关的定时。这导致微控制器的运算负荷以及噪音的增加。

在专利文献2中，为解决上述问题，能够仅用一相的电流信息推定电流。可是，为进行一次电流推定，需要在规定的期间内计算直流母线电流的检测值和周期函数的积的积分值。因为在高速驱动时上述期间内的检测次数降低，不能正确地得到积分值，所以电流推定的精度降低。另外，因为电流推定算法包含周期函数，所以产生运算负荷以及运算误差。

在专利文献3中，不是根据直流母线电流而是根据U相电流(或者V相、W相)的积分值推定电流。电流推定算法不包含周期函数，简单。但是，与专利文献2同样，在高速驱动时上述期间内的检测次数降低，因此推定精度降低。

[专利文献1]日本特许第3610897号公报

[专利文献2]日本特开2007-221999号公报

[专利文献3]日本特开2007-116817号公报

发明内容

本发明提供用于实现运算负荷小而且推定精度高的电流推定的交流电动机的控制装置以及控制方法。

本发明在其一方面，在规定的第一期间和第二期间之间，以恒定间隔在各个期间内多次进行检测，通过在把在各期间内检测值的积分值作为元素的矢量上，乘以把在进行检测的瞬间的逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数的各期间内的积分值作为元素的矩阵的逆矩阵，推定无效电流以及有效电流。

此时，因为根据进行了检测的定时修正逆矩阵的各分量，所以即使在检测间隔粗的情况下电流推定的精度也不降低。

在本发明的优选的实施方式中，通过在电流检测器中使用低通滤波器，能够抑制阻尼振荡引起的检测误差。

另外，在本发明的优选的其他的实施方式中，通过调整检测期间的长度，能够提高电流推定的精度，或者缩短电流推定的更新周期。

进而，在本发明的优选的其他的实施方式中，通过考虑高次谐波修正上述矩阵的各分量，即使在电流中包含高次谐波分量的情况下也能够正确地推定电流。

根据本发明的优选的实施方式，能够用小的运算负荷高精度地推定流过交流电动机的无效电流以及有效电流。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的交流电动机的控制装置的整体结构图。

图2是三相调制方式的电压、电流波形图。

图3是表示电压、电流的各分量的矢量图。

图4是表示U相电流的检测定时的波形图。

图5是表示三相调制方式中的PWM控制和直流母线电流检测的关系的波形图。

图6是本发明的第二实施方式的直流母线电流检测器的结构图。

图7是表示使用低通滤波器的直流母线电流的检测的波形图。

图8是使用三倍高次谐波的三相调制方式的电压、电流波形图。

图9是两相调制方式的电压、电流波形图。

图10是表示两相调制方式的PWM控制和直流母线电流检测的关系的波形图。

图11是在两相调制方式中使上臂或者下臂的开关元件的某个常开时的电压、电流波形图。

图12是表示载波信号和开关元件的导通时间的关系的波形图。

图13是本发明的第三实施方式的交流电动机的控制装置的结构图。

图14是本发明的第六实施方式的交流电动机的控制装置的结构图。

符号说明

1交流电动机，2逆变器，3直流电源，4直流母线电流检测器，4a低通滤波器，5逆变器控制电路，5aPWM信号发生部，5b矢量控制部，5c电流推定部，5d正弦函数运算器，5e余弦函数运算器，5f积分器，5g积分器，5h积分器，5i开关，5j开关，5k常数存储部，VDC直流电压，IDC直流母线电流，Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn开关元件，Vu、Vv、Vw U、V、W相电压，Vu*、Vv*、Vw*  U、V、W相电压指令，V1电动机输出电压，I1电动机电流，Ir无效电流，Ia有效电流，θv电压相位，

电压/电流相位差。

具体实施方式

下面参照附图说明本发明的实施例。

[实施例1]

图1是本发明的第一实施方式的交流电动机1的控制装置的整体结构图。

交流电动机1输出与三相电流Iu、Iv、Iw对应的电动机转矩。逆变器2具有开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn，向交流电动机1施加三相电压Vu、Vv、Vw。直流电源3发生直流电压VDC，向逆变器2供给直流电力。直流母线电流检测器4检测逆变器2的直流母线电流IDC。逆变器控制电路5由PWM信号发生部5a、矢量控制部5b、电流推定部5c、正弦函数运算器5d、余弦函数运算器5e、积分器5f～5h构成，控制开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通、关断。

以下详细说明各部分。

如图2所示，逆变器2产生(公式1)的三相交流电压Vu、Vv、Vw，在交流电动机1上流过(公式2)的三相交流电流Iu、Iv、Iw。

(公式1)

$\left[\begin{array}{c}{V}_u\\ V_v\\ V_w\end{array}\right]=V_1\left[\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_v\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos ({\mathrm{\θ}}_v+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]...\left(1\right)$

(公式2)

式中，V1表示电动机电压，I1表示电动机电流，θv表示把U轴作为基准的电压相位，

表示电压/电流相位。

图3表示各电压、电流以及各相位的关系。图3的U轴表示交流电动机1的定子的U相线圈方向。U相电压Vu、U相电流Iu是电动机电压V1、电动机电流I1的U轴方向的分量。Vv、Iv、Vw、Iw也同样，但是在图3中省略。

直流母线电流检测器4把Iu、Iv、Iw中的某一个作为直流母线电流IDC来检测。可检测的电流的种类依存开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通、关断决定。以下假定-π/6＜θv＜π/6，此时，仅U相电压是正(负)，能够检测U相电流Iu。

当交流电动机转动时，电压相位θv也前进，如图2所示，合计I次检测Iu，把各次的检测值作为Iu(1)、Iu(2)、...、Iu(m)、...、Iu(I)。另外，用θv(n)表示Iu(n)的检测时的电压相位θv。另外，把检测Iu(1)、...、Iu(m)的期间Q1作为第一期间，把检测Iu(m+1)、...、Iu(I)的期间Q2作为第二期间。

正弦函数运算器5d、余弦函数运算器5e输出把Iu(n)、θv(n)作为自变量的正弦函数sin(θv(n))或者余弦函数cos(θv(n))的值。

积分器5f～5h分第一期间以及第二期间两个期间进行sin(θv(n))以及cos(θv(n))的积分。亦即在第一期间内进行Iu(1)、...、Iu(m)以及θv(1)、...、θv(m)的积分，在第二期间内进行Iu(m+1)、...、Iu(I)以及θv(m+1)、...、θv(I)的积分。虽然原理上是积分，但是在实施例中是计算检测值的总和。

作为本发明的特征的电流推定部5c根据Iu(n)以及θv(n)的第一期间以及第二期间的积分值，推定(公式3)的无效电流Ir以及(公式4)的有效电流Ia。

(公式3)

(公式4)

以下叙述提出的电流推定的基本原理。

当使用(公式3)、(公式4)时，(公式2)的U相电流Iu用(公式5)表示。

(公式5)

I_u＝I_r sin θ_v+I_a cos θ_v...(5)

在(公式5)的两边，第一期间以及第二期间的积分分别是(公式6)、(公式7)。

(公式6)

$\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u\left(n\right)=I_r\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)+I_a\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)...\left(6\right)$

(公式7)

$\underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u\left(n\right)=I_r\underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\text{sin}{\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)+I_a\underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\cos {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)...\left(7\right)$

整理(公式6)、(公式7)，得到(公式8)。

(公式8)

$\left[\begin{array}{c}{I}_r\\ I_a\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\sin {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}\cos {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)\\ \underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\sin {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)\underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\cos {\mathrm{\θ}}_v\left(n\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u\left(n\right)\\ \underset{n=m+1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u\left(n\right)\end{array}\right]...\left(8\right)$

(公式8)的右边的逆矩阵的分量，可以通过积分器5f、5g得到，该右边的矢量的分量可以通过积分器5h得到，能够推定无效电流Ir以及有效电流Ia。

本推定方法的优点是即使检测次数I降低，也能够保证电流推定的精度。

图4表示电流Iu(n)的检测定时。图4(a)是检测次数十分多的情况，Iu(n)的积分值，在第一期间以及第二期间的各个期间内，在稳定状态下在邻接的周期中大体恒定。但是在运算负荷受限的情况下或者在高速驱动的情况下，第一期间或者第二期间中的电流值的采样即检测次数降低。在该情况下如图4(b)所示，在检测期间内产生偏差Δθv1、Δθv2、Δθv3。由此，即使交流电动机1是稳定状态，(公式8)的Iu(n)的积分值在第一期间以及第二期间的各个期间内变动。在以往的方法中，由此电流推定值也变动，有控制性能恶化的问题。

在本推定方法中，为吸收变动量，根据检测(采样)定时，修正(公式8)的逆矩阵。因此，无效电流Ir以及有效电流Ia的推定值不变动。

矢量控制部5b使用无效电流Ir以及有效电流Ia进行矢量控制运算，决定三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*。此外，代替矢量控制，在使用其他控制的情况下也可以应用本发明。

PWM信号发生部5a通过PWM控制来控制开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通、关断。Sup和Sun、Svp和Svn、Swp和Swn互补地动作，当一方导通时，另一方关断。此外，即使在设置两者都关断的停歇时间的情况下，对于本发明也没有本质的影响，也能够应用本发明。

图5表示PWM控制的原理以及直流母线电流IDC的检测。Su、Sv、Sw的影线表示开关元件Sup、Svp、Swp导通的期间。Tc表示载波信号的一周期。

在Sup、Svp、Swp不是全部导通或者关断时，直流母线电流IDC流过。例如在仅有Sup导通时U相电流Iu作为直流母线电流IDC流动。这能够在载波信号成为零电平的定时A1或者B1时检测。下面将其称为零电平检测。作为PWM控制方式使用三相调制方式的情况下，亦即三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*与图2表示的三相交流电压相同的情况下，通过零电平检测，检测与其他两相电压极性不同的一相的电流。在图2的-π/6＜θv＜π/6中，仅Vu为正，Vv及Vw为负。所以，在该区间内，如图5中用A1、B1所示，通过零电平检测，检出U相电流Iu。

零电平检测，因为与载波的周期对应的检测间隔恒定，所以检测算法简单。如后述在作为PWM控制方式采用其他方式的情况下，即使根据方式检测的定时不同，检测间隔同样也可以恒定。

在-π/6＜θv＜π/6以外的情况下，通过零电平检测代替U相电流Iu检测V相电流Iv、W相电流Iw或者它们的逆符号值的任何一个。例如，在图2的-π＜θv＜-5π/6以及5π/6＜θv＜π的期间内，仅Vu为负，检出-Iu。即使对于检测任何一个电流，通过与(公式8)同样的方法，也能够推定电流。

根据上述，通过以恒定间隔检测直流母线电流IDC，使用其检出值和检出定时，即使在检测间隔长的情况下也能够高精度地推定无效电流Ir以及有效电流Ia。

[实施例2]

图6是本发明的第二实施方式的直流母线电流检测器4的结构图。

在直流母线电流IDC的检测中，存在通过阻尼振荡在检测值中产生误差的可能性。因此，使用低通滤波器4a除去检测误差。其他的结构与第一实施例相同。

图6的Rs以及R1表示电阻，C1表示电容器，IDC’表示直流母线电流IDC的滤波器的输出值。直流母线电流IDC通过电阻Rs换算成电压，通过由电阻R1以及C1构成的低通滤波器4a后，通过A/D变换检测。低通滤波器4a具有(公式9)的时间常数Tf。

(公式9)

T_f＝R₁C₁...(9)

图7表示直流母线电流IDC及其滤波器的输出值IDC’、IDC”的波形图。通过设定滤波器时间常数Tf，能够除去阻尼振荡。但是，在Tf过大的情况下，像IDC”响应延迟，检测的误差比率ΔIDC增加。因此，下面关于滤波器时间常数Tf的最佳值，对于PWM方式，分(1)三相调制方式、(2)使用了三倍高次谐波的三相调制方式以及(3)两相调制方式进行说明。

(1)三相调制方式

三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*与图2表示的Vu、Vv、Vw相同。如上所述，在-π/6＜θv＜π/6中，从检测出Iu开始，第一期间和第二期间的和成为π/3以下。

在如图5表示的A1、B1的过零定时，从直流母线电流IDC的脉冲上升开始的期间，分别为Ta1、Tb1。这里，因为Ta1＜Tb1，所以能够决定比不检测A1、仅检测B1大的滤波器时间常数Tf。亦即如图5所示，在逆变器的输出电压的仅某一相是正的情况下，希望在三角波载波信号从正向负的方向过零的定时进行检测。另一方面，在逆变器的输出电压的仅某一相是负的情况下，希望在上述三角波载波信号从负向正的方向过零的定时进行检测。在图5中从仅输出电压的U相是正的开始省略在A1处的检测，决定在期间Tb1内滤波器输出值IDC’收敛那样的时间常数Tf。亦即构成为具有为PWM控制而比较三角波载波信号和三相电压指令值的比较单元，电流采样单元在三角波载波信号从正向负的方向过零的定时采样电流检测器的输出。

期间Tb1用(公式10)决定。

(公式10)

$T_{b1}=\frac{\mathrm{Vu}}{\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2}}\·\frac{T_c}{4}=\frac{K_H{T}_C}{4}\cos {\mathrm{\θ}}_v...\left(10\right)$

式中，KH是调制率。

Tb1依存电压相位θv，在-π/6＜θv＜π/6中，在(公式11)的范围内。

(公式11)

$\frac{\sqrt{3}}{8}{K}_H{T}_C\≤T_{b1}\≤\frac{1}{4}{K}_H{T}_C...\left(11\right)$

为使IDC’在U相电流Iu中在期间Tb1内以误差比率ΔIDC收敛，需要用(公式12)决定滤波器时间常数Tf。

(公式12)

$T_f=-\frac{T_{b1}}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}...\left(12\right)$

通过把(公式11)代入(公式12)得到(公式13)。

(公式13)

$-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{1}{4}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}...\left(13\right)$

在三相调制方式中，通过使用(公式13)的滤波器时间常数Tf，能够保证检测精度，同时除去阻尼振荡。

(2)使用三倍高次谐波的三相调制方式

图8表示注入了三倍高次谐波的情况下的三相交流电压指令Vu3、Vv3、Vw3。这里，-π/6＜θv＜π/6中的Vu3成为(公式14)。

(公式14)

$V_{u3}=V_u-\frac{V_u+V_w}{2}=\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_1\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\θ}}_v)...\left(14\right)$

直流母线电流IDC的波形和图5相同。

用(公式15)决定期间Tb1。

(公式15)

$T_b=\frac{V_u}{\frac{V_{\mathrm{DC}}}{2}}\·\frac{T_c}{4}=\frac{\sqrt{3}}{8}{K}_H{T}_c\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}-{\mathrm{\θ}}_{)v})...\left(15\right)$

在-π/6＜θv＜π/6中，(公式15)的范围成为(公式16)。

(公式16)

$\frac{3}{16}{K}_H{T}_c\≤T_b\≤\frac{\sqrt{3}}{8}{K}_H{T}_c...\left(16\right)$

遵照(公式12)，滤波器时间常数成为(公式17)

(公式17)

$-\frac{3}{16}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}...\left(17\right)$

在使用三倍高次谐波的三相调制方式中，通过使用(公式17)的滤波器时间常数Tf，也能够保证检测精度，同时除去阻尼振荡。

(3)两相调制方式

图9表示两相调制的三相交流电压指令Vu2、Vv2、Vw2。在此，-π/6＜θv＜π/6中的Vv2成为(公式18)。

(公式18)

$V_{v2}=V_v+(V_{\max }-V_u)=V_{\max }+V_1\sqrt{3}\sin ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{\mathrm{\π}}{3})...\left(18\right)$

图10表示直流母线电流IDC的波形图。在两相调制中，代替零电平检测，通过在载波信号成为最大电平或者最小电平时进行检测，能够检出三相交流电压指令Vu2、Vv2、Vw2中的最大相或者最小相的电流。在图10中，通过在最大电平进行检测，能够检出成为最大相的U相的电流Iu。

根据(公式18)用(公式19)决定期间Tv。

(公式19)

$T_v=\frac{V_{v2}}{V_{\max }}\·\frac{T_c}{4}=\{1+k_H\sqrt{3}\sin ({\mathrm{\θ}}_v-\frac{\mathrm{\π}}{3})\}\frac{T_c}{4}...\left(19\right)$

由此，从直流母线电流IDC的上升到检测的期间Ts成为(公式20)。

(公式20)

$T_s=\frac{T_c}{4}-T_v=\frac{\sqrt{3}}{4}{K}_H{T}_C\cos (\frac{\mathrm{\π}}{6}+{\mathrm{\θ}}_v)...\left(20\right)$

在-π/6＜θv＜π/6中，(公式20)的范围成为(公式21)。

(公式21)

$\frac{\sqrt{3}}{8}{K}_H{T}_c\≤T_S\≤\frac{3}{8}{K}_H{T}_c...\left(21\right)$

遵照(公式12)，滤波器时间常数成为(公式22)。

(公式22)

$-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{3}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}...\left(22\right)$

在两相调制方式中，通过使用(公式22)的滤波器时间常数Tf，也能够保证检测精度，并且去除阻尼振荡。

此外，如图11(a)、(b)所示，即使在采用仅使上侧的开关元件Sup、Svp、Swp或者下侧的开关元件Sun、Svn、Swn关断的两相调制方式的情况下，同样导出(公式22)。

在各调制方式中，在作为载波信号代替三角波使用锯齿波的情况下，设定的滤波器时间常数Tf成为(公式13)、(公式17)、(公式22)的两倍。这是因为如图12所示在使用锯齿波的情况下开关元件的导通时间的脉冲宽度成为两倍，直流母线电流IDC的脉冲宽度也成为两倍的缘故。

通过上述，能够设计各调制方式中最适合的滤波器时间常数Tf，能够抑制由于阻尼振荡引起的检测误差，高精度地推定无效电流Ir以及有效电流Ia。

[实施例3]

图13是本发明的第三实施方式的交流电动机的控制装置的重要部分结构图。

具有用于减低逆变器控制电路5的运算负荷的开关5i、5j、以及常数存储部5k。其他的结构与第一实施例相同。

在第一期间以及第二期间的检测次数十分大的情况下，积分器5f、5g的输出值成为定值。因此，为减小运算负荷，在检测次数多的情况下，切换开关5i、5j，用预先计算的理论值置换积分器5f、5g的输出值。理论值如下求，在常数存储部5k中保存。

例如，在图2中，说明把第一期间作为-π/6＜θv＜0，把第二期间作为0＜θv＜π/6的情况。当在各期间中进行积分(公式5)时，得到(公式23)、(公式24)。

(公式23)

${\∫}_{-\frac{\mathrm{\π}}{6}}^0{I}_{u}d{\mathrm{\θ}}_v=I_r{\∫}_{-\frac{\mathrm{\π}}{6}}^0\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v+I_a{\∫}_{-\frac{\mathrm{\π}}{6}}^0\cos {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v=(-1+\frac{\sqrt{3}}{2})I_r+\frac{1}{2}{I}_a\text{...}\left(23\right)$

(公式24)

${\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}{I}_{u}d{\mathrm{\θ}}_v=I_r{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}\sin {\mathrm{\θ}}_{v}d{\mathrm{\θ}}_v+I_a{\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}\cos {\mathrm{\θ}}_v\mathrm{d\θ}=(1-\frac{\sqrt{3}}{2})I_r+\frac{1}{2}{I}_a...\left(24\right)$

整理(公式23)、(公式24)，得到(公式25)。

(公式25)

$\left[\begin{array}{c}{I}_r\\ I_a\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-1+\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}\\ 1-\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\∫}_{-\frac{\mathrm{\π}}{6}}^0{I}_{u}d{\mathrm{\θ}}_v\\ {\∫}_0^{\frac{\mathrm{\π}}{6}}{I}_{u}d{\mathrm{\θ}}_v\end{array}\right]...\left(25\right)$

通过存储(公式25)的逆矩阵的各元素，与(公式8)相比，能够减低运算负荷。亦即，上述的第二积分运算单元，作为积分值，能够使用预先设定的值。

根据上述，能够使用抑制运算性能的廉价的逆变器控制电路5，能够实现低成本化。

[实施例4]

在本发明中，没有必要一定使第一期间或者第二期间恒定，通过缩短第一期间或者第二期间，能够缩短无效电流Ir以及有效电流Ia的更新周期。由此，能够提高三相交流电压指令Vu*、Vv*、Vw*的运算周期，提高响应性。

在载波频率高、每单位时间的直流母线电流IDC的检测次数多的情况下，或者在转动速度低、每单位时间的电压相位θv的增加量小的情况下，各期间中的电流值采样次数增加。在这样的情况下，通过根据需要缩短各期间，能够保证电流推定的精度，同时缩短更新周期。亦即可以具有缩短上述第一期间和/或上述第二期间的期间缩短单元，使增加通过电流推定单元进行的无效电流以及有效电流的推定频度。

反之，在载波频率低的情况下、或者在电动机的转动速度高的情况下，通过延长第一期间或者第二期间，能够提高电流检测的精度。亦即，可以具有延长上述第一期间和/或上述第二期间的期间延长单元，使增加上述第一期间和/或上述第二期间中的电流采样次数。

[实施例5]

本发明能够应用于电流波形中有失真的情况。例如，在过调制区域中，直流电压VDC的不足而导致三相交流电压Vu、Vv、Vw失真，电流波形也失真。在该种情况下，在U相电流波形中，如(公式26)那样包含高次成分。

(公式26)

$I_u=I_r\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{G}_r\left(k\right)\sin \left(k{\mathrm{\θ}}_v\right)+I_a\underset{k=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{G}_a\left(k\right)\cos \left(k{\mathrm{\θ}}_v\right)...\left(26\right)$

式中，Gr：无效电流的失真系数，Ga：有效电流的失真系数。Gr(k)、Ga(k)表示k次分量的失真的大小。通过模拟或者试运行等得到Gr(k)、Ga(k)，由此和(公式8)同样，能够推定无效电流Ir以及有效电流Ia。亦即，电流推定单元，在输出电压相位的正弦函数以及余弦函数的积分值之外，根据把上述输出电压相位的整数倍的值作为相位的正弦函数以及余弦函数的积分值，推定有效电流以及无效电流。

[实施例6]

图14是根据本发明的第六实施方式的结构图。

为提高方便性，把逆变器2、直流母线电流检测器4、逆变器控制电路5做成一个模块。其他的结构和第一实施例相同。

通过模块化，向空调、冷冻装置的风扇驱动装置或者压缩机驱动装置等应用本发明变得容易。本发明中直流母线电流IDC的检测间隔恒定，另外即使用少的采样数也能够保证电流推定的精度。因此，不需要高功能的直流母线电流检测器。所以通过在这些驱动装置中应用本发明，能够不使控制性能恶化实现低成本化。

Claims (17)

1.一种交流电动机的控制装置，其具有：

直流电源；

包含多个开关元件、并把来自上述直流电源的直流电力变换为交流电力的逆变器；

对上述多个开关元件进行PWM控制的逆变器控制电路；

由上述逆变器供电的交流电动机；以及

检测在上述逆变器中流动的直流母线电流的电流检测器，

该交流电动机的控制装置的特征在于，具有：

电流采样单元，其在规定的第一期间和第二期间中的各个期间内，以规定间隔多次从上述电流检测器的输出中采样上述直流母线电流值；

第一积分运算单元，其把上述第一期间以及上述第二期间中的各个期间内的电流采样值，在各个期间内积分；

第二积分运算单元，其在上述第一期间内以及上述第二期间内分别积分上述采样的各瞬间的上述逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数；以及

电流推定单元，其根据上述第一以及第二积分运算单元的积分值，推定在上述交流电动机中流动的无效电流以及有效电流。

2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述电流推定单元，通过在由上述第一期间以及上述第二期间中的各个期间的电流采样值的、各个期间内的积分值组成的矢量上，乘以由上述采样的各瞬间的上述逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数的、上述第一期间内以及上述第二期间内的积分值组成的逆矩阵，推定在上述交流电动机中流动的无效电流以及有效电流。

3.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述第一和/或第二积分运算单元分别在上述第一期间以及上述第二期间内计算多个上述采样中的总和。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

具有为了上述PWM控制而比较载波信号和三相电压指令值的比较单元，

上述电流采样单元在上述载波信号成为零电平的定时，采样上述电流检测器的输出。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

具有为了上述PWM控制而比较三角波载波信号和三相电压指令值的比较单元，

上述电流采样单元在上述逆变器的输出电压的仅某一相是正的情况下，在上述三角波载波信号从正向负的方向过零的定时，在上述逆变器的输出电压的仅某一相是负的情况下，在上述三角波载波信号从负向正的方向过零的定时，采样上述电流检测器的输出值。

6.根据权利要求1至3中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述PWM控制是三相调制方式，作为上述PWM控制的载波信号使用三角波，在把上述逆变器的调制率作为KH，把上述PWM控制的载波周期作为Tc，把允许的推定精度误差率作为ΔI时，

公式13

$-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{1}{4}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}$

上述电流检测器具有公式13的时间常数Tf的低通滤波器，在上述载波信号成为零电平的定时，上述电流采样单元采样上述电流检测器的输出。

7.根据权利要求6所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述PWM控制是使用三倍高次谐波成分的三相调制方式，

公式17

$-\frac{3}{16}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}$

上述电流检测器具有公式17的时间常数Tf的低通滤波器。

8.根据权利要求1至3中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述PWM控制是两相调制方式，在作为上述PWM控制的载波信号使用三角波的情况下，在把上述逆变器的调制率作为KH，把上述PWM控制的载波周期作为Tc，把允许的推定精度误差率作为ΔI时，

公式22

$-\frac{\sqrt{3}}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}\≤T_f\≤-\frac{3}{8}\·\frac{K_H{T}_C}{\log \left(\mathrm{\ΔI}\right)}$

上述电流检测器具有公式22的时间常数Tf的低通滤波器，在上述载波信号成为最大或最小电平的定时，上述电流采样单元采样上述电流检测器的输出值。

9.根据权利要求6至8中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

作为上述载波信号使用锯齿波，

上述电流检测器具有公式13、公式17、公式22中的任何一个的两倍的时间常数的低通滤波器。

10.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述第二积分运算单元作为积分值使用预先设定的值。

11.根据权利要求1至10中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

具有延长和/或缩短上述第一期间或上述第二期间的期间调整单元。

12.根据权利要求11所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

具有期间缩短单元，其缩短上述第一期间和/或上述第二期间，使得通过上述电流推定单元进行的无效电流以及有效电流的推定频度增加。

13.根据权利要求11所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

具有期间延长单元，其延长上述第一期间和/或上述第二期间，使得上述第一期间和/或上述第二期间中的电流采样次数增加。

14.根据权利要求1至13中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

上述电流推定单元在上述输出电压相位的正弦函数以及余弦函数的积分值以外，还根据把上述输出电压相位的整数倍的值作为相位的正弦函数以及余弦函数的积分值，推定上述有效电流以及上述无效电流。

15.根据权利要求1至14中的任意一项所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，

把上述交流电动机作为空调、冷冻装置中具有的风扇或压缩机的驱动装置来应用。

16.一种交流电动机的控制方法，其中所述交流电动机具有：

直流电源；

包含多个开关元件、并把来自上述直流电源的直流电力变换为交流电力的逆变器；

对上述多个开关元件进行PWM控制的逆变器控制电路；

由上述逆变器供电的交流电动机；以及

检测在上述逆变器中流动的直流母线电流的电流检测器，

该交流电动机的控制方法的特征在于，具有：

电流采样步骤，其在规定的第一期间和第二期间中的各个期间内，以规定间隔多次从上述电流检测器的输出中采样上述直流母线电流值；

第一积分运算步骤，其把上述第一期间以及上述第二期间中的各个期间的电流采样值在各个期间内积分；

第二积分运算步骤，其在上述第一期间内以及上述第二期间内分别积分上述采样的各瞬间的上述逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数；以及

电流推定步骤，其根据通过上述第一以及第二积分运算步骤得到的积分值，推定在上述交流电动机中流动的无效电流以及有效电流。

17.根据权利要求16所述的交流电动机的控制方法，其特征在于，

上述电流推定步骤，

通过在由上述第一期间以及上述第二期间中的各个期间的电流采样值的、各个期间内的积分值组成的矢量上，乘以由上述采样的各瞬间的上述逆变器的输出电压相位的正弦函数和余弦函数的、上述第一期间内以及上述第二期间内的积分值组成的逆矩阵，推定在上述交流电动机内流动的无效电流以及有效电流。

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