JP6776203B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、過渡特性の応答性向上を狙いリアクトル電流マイナーループ付電圧制御を用いることが広く知られている。このとき、電流センサを用いずにリアクトル電流を推定できれば、電流センサを削減できる。

特許文献１には、オブザーバを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。ＤＣ／ＤＣコンバータは、リアクトルと、上側スイッチング素子に相当する正極側スイッチング素子と、下側スイッチング素子に相当する負極側スイッチング素子とを含む。この技術では、オブザーバによってリアクトルを流れる電流であるリアクトル電流が推定される。

特開２００６−４２５３６号公報

ところで、特許文献１に記載された技術のように上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との接続点にリアクトルが接続される構成では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との短絡を防止するために、デッドタイムを設定する場合がある。デッドタイムは、２つのスイッチング素子が同時にオフになる時間である。特許文献１に記載された技術では、デッドタイムの影響により状態方程式に基づいて計算される指令デューティと実際のスイッチング素子のオン時間の割合である実デューティとに誤差が生じる可能性がある。具体的には、電流リップルの１／２振幅以上にリアクトル電流が流れると、指令デューティと実デューティとの間に誤差が生じる。これにより、リアクトル電流の推定精度が低下する可能性がある。また、オブザーバがコンデンサ電圧検出誤差を用いていないので、コンデンサ電圧の検出値に誤差がある場合には、リアクトル電流の推定精度がさらに低下する可能性がある。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力が目標値に達し、その後リアクトル電流が小さい場合に、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の両方をオフ（全オフ）し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標から所定値離れたときにスイッチングを再開するとする間欠昇圧モードが知られている。この間欠昇圧モードによれば、スイッチングロスを減少することができる。

上述したオブザーバはこのような間欠昇圧モードを前提としておらず、間欠昇圧モードにおいて正確な推定が困難であった。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の目的は、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を精度よく推定することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御することである。

本発明の１つの態様は、リアクトルと、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子とを含み、直流電源からの電力を電力変換するとともにコンデンサによって平滑して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を状態方程式を用いて模擬するオブザーバであって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記上側および下側スイッチング素子の両方がオフする時間であるデッドタイムによるデューティ比の誤差である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを外乱として付加し、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、前記誤差デューティ比、及び前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、前記リアクトル電流の推定値を用いて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、前記オブザーバは、間欠昇圧時で前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方をオフ状態に維持するスイッチング素子全オフ時にはリアクトル電流の推定値とデッドタイムによる誤差デューティ比の推定値の出力値をゼロとする。

また、前記オブザーバは、前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方をオフの状態から昇圧動作に復帰する際には、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値として、デッドタイムと昇圧コンバータのキャリア周期の比率（デッドタイム／キャリア周期）を計算した値を前記誤差デューティ比として出力するとよい。

また、前記オブザーバは、前記（デッドタイム／キャリア周期）を計算した値を、今回デューティ比から前回デューティ比を引いた値が正の場合に正の値とし、今回デューティ比から前回デューティ比を引いた値が負の場合に負の値とし、前記誤差デューティ比として出力するとよい。

本発明によれば、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を精度よく推定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータを精度よく制御できる。そして、オブザーバは、間欠昇圧時で前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方をオフ状態に維持するスイッチング素子全オフ時においても、適切なリアクトル電流の推定値とデッドタイムによる誤差デューティ比の推定が行える。

本発明の基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。 本発明の基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示す図である。 図２に示しているオブザーバを示す図である。 図３に示しているオブザーバゲインの切換部の構成を示す図である。 本発明の基本形態における第１モデル予測制御器の構成を示す図である。 比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。 比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。 比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。 比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。 本発明の基本形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。 本発明の基本形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。 本発明の基本形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。 本発明の基本形態の制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。 本発明の基本形態において、リアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示す図である。 実施形態に係るオブザーバを示す図である。 基本形態、実施形態に係るオブザーバによる、出力電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、リアクトル電流の推定値ｉＬ~、誤差デューティ比の推定値Δｄ~の波形を示す図である。

＜第１の基本形態＞
図１は、第１の基本形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、上側スイッチング素子１４、下側スイッチング素子１６を有する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。

直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には上側スイッチング素子１４の一端及び下側スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。上側スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。下側スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。

なお、実施の形態では、上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。上側スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。下側スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、上側スイッチング素子１４をオフ状態及び下側スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、下側スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Ｌが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖ_ｂ）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖ_ｃが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_ｃが負荷１０４に印加される。また、上側スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_ｃが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_ｃは、キャリア信号の１周期に対する上側スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖ_ｂ、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖ_ｃ、負荷であるモータ１０６の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。制御装置３０は、モータの電流ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及びモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉ_ｍを算出する。

図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３１、オブザーバ３２、デューティ比制御器３４、及び三角波比較器３６を含んで構成される。

電流指令生成器３１には、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊とコンデンサ電圧検出値ｖ_ｃとの偏差が入力される。電流指令生成器３１は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、リアクトル１２を流れるリアクトル電流の指令値ｉ_Ｌ ^＊を生成するＰＩ制御器とすることができる。リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊は、リアクトル電流を制御するための目標値となる値であり、後述のデューティ比制御器３４に入力される。

オブザーバ３２は、デッドタイムによる誤差デューティ比、コンデンサ電圧検出誤差を外乱として付加したものであり、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂおよび出力電流ｉ_ｍを受けて、これらの値からＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて、コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~、およびコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖｃ~を算出して出力する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線~（チルダ）を付して示してある。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、外乱を付加していない比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。

比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖ_ｃ、リアクトル電流はｉ_Ｌ、電源電圧はｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）はｉ_ｍ、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲ_Ｌ、デューティ比はｄと示す。

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここでデッドタイムによる誤差デューティ比とは、スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムにより生じるデューティ比の誤差である。

数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

図３は、基本形態のオブザーバ３２を示す図である。オブザーバ３２において、入力信号、出力信号が図３で示されるようになる。図３において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ１で表される。

図３において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ１で表される。図３のＣは、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるものである。

図３のＣとして、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるもので用いることによりリアクトル電流の推定精度を高くできるが、計算量軽減のために、数式（５）を用いることもできる。

ここで、本基本形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cとを含む数式（６）を定義する。

数式（６）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（７）のように示される。

数式（７）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ ^〜（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（ｋ）とは、数式（８）のように表すことができる。また、数式（７）に基づいて、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ ^〜（ｋ）とは数式（８）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ_１〜ｈ_４はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの^〜（波線）を省略する場合がある。

オブザーバ３２は、入力されたコンデンサ電圧ｖ_ｃ、電源電圧ｖ_ｂ及び出力電流ｉ_ｍを数式（８）に代入することによって、現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値、及びリアクトル電流ｉ_Ｌ（＝ｉ_Ｌ（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３２は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃ（＝Δｖ_ｃ（ｋ））の推定値を算出する。なお、推定される誤差デューティ比推定値Δｄ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~は、数式（８）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~は、デューティ比制御器３４に入力される。

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｄ（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるデューティ比ｄを表し、ｄ（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるデューティ比ｄを表す。他の状態量についても同様である。

ここで、本基本形態において、オブザーバ３２は、数式（８）の４つのオブザーバゲインｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４を持つ。このうち、数式（８）の３行目と４行目とに対応するｈ_３、ｈ_４は、上側スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて、値が切り替わる。以下、ｈ_３は第１オブザーバゲインｈ_３と記載し、ｈ_４は、第２オブザーバゲインｈ_４と記載する場合がある。オブザーバゲインｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は、図３のｈに対応する。

図４は、オブザーバゲインの切換部３７の構成を示す図である。制御装置３０は、切換部３７を持ち、その切換部３７は、第１及び第２オブザーバゲインｈ_３、ｈ_４の値を、上側スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて切り換える。具体的には、第１オブザーバゲインｈ_３は、デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するためのオブザーバゲインである。第２オブザーバゲインｈ_４は、コンデンサ電圧検出誤差を計算するためのオブザーバゲインである。

図４において、上アームオン信号として、上側スイッチング素子１４の常時オン状態か否かが切換部３７に入力される。図４では、切換部３７の内部において「１」は、上側スイッチング素子１４が常時オンとなり、上アームが常時オンされたことを表す。このときには下側スイッチング素子１６が常時オフされる。図４の切換部３７の内部において「０」は、上側スイッチング素子１４がスイッチングを開始し、上アームの常時オンが解除されたことを表す。このときには下側スイッチング素子１６もスイッチングを開始する。

切換部３７は、上側スイッチング素子１４が常時オンされたときに、第１オブザーバゲインｈ_３を０とし、第２オブザーバゲインｈ_４に０以外の数値Ｃ４を持たせる。一方、切換部３７は、上側スイッチング素子１４の常時オンが解除された後に、上側オブザーバゲインｈ_３に０以外の数値を持たせ、第２オブザーバゲインｈ_４を０とする。

また、数式（８）の１行目と２行目とに対応するオブザーバゲインｈ_１、ｈ_２は、上側スイッチング素子１４の常時オン状態に無関係に０以外の数値Ｃ１、Ｃ２を持っている。

これにより、上側スイッチング素子１４が常時オンされたときに、コンデンサ電圧検出誤差に対応する値が第２オブザーバゲインｈ_４に対応して出力されるので、コンデンサ電圧検出誤差を精度よく推定できる。また、上側スイッチング素子１４の常時オンが解除されたときには、デッドタイムによる誤差デューティ比に対応する値が第１オブザーバゲインｈ_３に対応して出力される。これにより、誤差デューティ比を用いてデューティ比を精度よく計算することができる。このように数式（８）を用いたオブザーバ３２では、コンデンサ電圧検出誤差を推定でき、その推定値が次の制御周期に用いられて、コンデンサ電圧、リアクトル電流、及び誤差デューティ比が推定される。

オブザーバ３２は、コンデンサ電圧推定値ｖ_ｃ~、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~を推定する。図２に示すように、オブザーバ３２からは、誤差デューティ比推定値Δｄ~と、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_ｃ~とを外乱として出力する。デューティ比制御器３４には、電流指令生成器３１からリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊が入力される。デューティ比制御器３４には、オブザーバ３２からリアクトル電流ｉ_Ｌ、誤差デューティ比Δｄ、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃの推定値も入力される。なお、図２に破線矢印で示すように、オブザーバ３２からデューティ比制御器３４にコンデンサ電圧ｖ_ｃの推定値が入力され、デューティ比制御器３４の演算でその推定値が用いられてもよい。

デューティ比制御器３４は、オブザーバ３２から出力されたリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~と、電流指令生成器３１で生成されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊とに応じて、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われ出力される。これにより、デューティ比制御器３４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデューティ比を制御する。デューティ比制御器３４は後で詳しく説明する。

デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。三角波比較器３６は、三角波キャリア信号の値と、デューティ比ｄ（ｋ＋１）とを比較し、その比較した結果に基づいてスイッチング信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各スイッチング素子１４，１６にスイッチング信号を出力する。各スイッチング素子１４，１６は、そのスイッチング信号によりオンオフ状態が制御されることにより、適切な電圧制御が行われる。これにより、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。

次に、デューティ比制御器３４を説明する。デューティ比制御器３４は第１モデル予測制御器５０（図５）を含んで構成される。具体的には、第１モデル予測制御器（第１ＭＰＣ）５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いてデューティ比を制御する。このとき、第１モデル予測制御器５０は、上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときのＤＣ／ＤＣコンバータ１１における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出する。第１モデル予測制御器５０は、状態値（状態量）の目標を示す指令値と予測値との差に応じてデューティ比を制御する。以下、第１モデル予測制御器５０は、第１ＭＰＣ５０と記載する場合がある。

図５は、第１ＭＰＣ５０の構成を示す図である。実施の形態では、第１ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に近づくようなリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。

図５に示すように、第１ＭＰＣ５０は、加算器４０（４０−２〜４０−１２９）、予測演算器４２（４２−１〜４２−１２９）、評価関数演算器４４（４４−１〜４４−１２９）、最小値選択器４６を含んで構成される。

加算器４０（４０−２〜４０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである下側スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである上側スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである下側スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである上側スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器４０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。

加算器４０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器４０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器４０−４〜加算器４０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器４０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器４０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器４０−６８〜加算器４０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器４０−２〜４０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器４２−２〜４２−１２９へ入力される。

予測演算器４２は、加算器４０からの出力、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜（＝ｉ_Ｌ ^〜（ｋ））、電源電圧ｖ_ｂ、出力電流（負荷電流）ｉ_ｍ及び誤差デューティ比Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ））、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃ ^〜（＝Δｖ_ｃ ^〜（ｋ））を用いてリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）は、リアクトル１２を流れる電流の予測値である。

リアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）は、数式（７）において、左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）、右辺のｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）、右辺のΔｖ_ｃ（ｋ）をΔｖ_ｃ ^〜（ｋ）に置き換えて展開したｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式を用いて算出される。

予測演算器４２−１は、ｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを０としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−２は、ｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを１としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−３〜予測演算器４２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６６は、ｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−１としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−６７は、ｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−２としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器４２−６８〜予測演算器４２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉ_Ｌ ^＾［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器４２−１〜４２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器４４−１〜４４−１２９へ入力される。

評価関数演算器４４は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊、予測演算器４２から入力されたリアクトル電流予測値ｉ_Ｌ ^＾（ハット）、電流指令生成器３１から入力されたリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（９）にて表される。

評価関数演算器４４−１は、数式（９）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器４４−２は、数式（９）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−３〜評価関数演算器４４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６６は、数式（９）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器４４−６７は、数式（９）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器４４−６８〜評価関数演算器４４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器４４−１〜４４−１２９の出力は、最小値選択器４６へ入力される。

なお、評価関数Ｊは、数式（１０）としてもよい。この場合も、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。

最小値選択器４６は、評価関数演算器４４−１〜評価関数演算器４４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択する。最小値選択器４６は、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として三角波比較器３６（図２）に出力する。これにより、デューティ比制御器３４は、リアクトル電流推定値がリアクトル電流指令値となるように、デューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。

なお、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、リミッタ（図示せず）に入力することもできる。リミッタは、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力を受け、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。リミッタから出力された最適範囲のデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６のオン期間を制御する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

＜第２の基本形態＞
第２の基本形態は、上記の第１の実施の形態における第１ＭＰＣ５０の構成を第２モデル予測制御器に変更したものである。以下、図１〜図５を参照して説明する。第２モデル予測制御器は、第２ＭＰＣと記載する場合がある。本実施の形態では、第２ＭＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を、上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ３２で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ^〜（＝Δｄ^〜（ｋ））とコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_ｃ ^〜（＝Δｖ_ｃ ^〜（ｋ））を導入、すなわち適用することでデューティ比ｄを算出して制御する。制御装置３０は、算出されたデューティ比ｄを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。

数式（７）の左辺の２行目ｉ_Ｌ（ｋ＋１）をｉ_Ｌ ^＊（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ^〜（ｋ）、右辺のｉ_Ｌ（ｋ）をｉ_Ｌ ^〜（ｋ）、右辺のΔｖ_ｃ（ｋ）をΔｖ_ｃ ^〜（ｋ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１１）となる。

数式（１１）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１２）で表される。

第２ＭＰＣは、算出したデューティ比ｄ（ｋ＋１）を、リミッタを介してまたはリミッタを介さずに三角波比較器３６に出力する。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されるデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように上側スイッチング素子１４及び下側スイッチング素子１６のオン期間を制御する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_ｃ ^＊及びリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ ^＊となるようにコンデンサ電圧ｖ_ｃ及びリアクトル電流ｉ_Ｌが制御される。

以下、基本形態の効果を確認したシミュレーション結果を説明する。図６は、比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図７は、比較例においてコンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図６、図７では、比較例として、上記の第１の基本形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式としてコンデンサ電圧検出誤差を含まない構成を用いている。図６、図７及び後述する図８〜図１３を含めて、上側スイッチング素子１４が常時オンされている場合、上側及び下側スイッチング素子１４，１６はスイッチング動作をしていないため、ｉ_Ｌ、ｉ_Ｌ ^〜、Δｄ^〜は０となる。

図６、図７では、上アームの常時オンにより上側スイッチング素子１４が常時オンされ下側スイッチング素子１６が常時オフされたことを示し、上アームの常時オン解除により上側スイッチング素子１４がスイッチングを開始したことを示している。コンデンサ電圧ｖ_{Ｃ_real}は、コンデンサ電圧の実際値を示している。また、図６、図７では、上アームの常時オン解除後の目標電圧をｖ_ｂ０としている。ここで、ｖ_ｂ０は、上側スイッチング素子１４が常時オンで負荷電流ｉｍが０であるときの電源電圧ｖ_ｂの電圧値である。

図６に示すように、コンデンサ電圧検出値が実際値であるコンデンサ電圧ｖ_{Ｃ_real}より低くなる方向に誤差がある場合には、上アームの常時オン解除によって、本来は、リアクトル電流が値を持たない、すなわち０に維持されることが予定される。一方、比較例の場合には、図７に示すように上アームの常時オン解除時に、リアクトル電流の検出値及び推定値が値を持って大きく振れている。

図８は、比較例のオブザーバを用いた制御装置において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図９は、比較例においてコンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図８の制御を行った比較例の構成も図６、図７の場合と同様である。図８のように、コンデンサ電圧検出値が実際値であるコンデンサ電圧ｖ_{Ｃ_real}より高くなる方向に誤差がある場合も、低くなる方向の誤差がある場合と同様に、上アームの常時オン解除によって、本来は、リアクトル電流が値を持たないことが予定される。一方、比較例の場合には、図９に示すように、上アームの常時オン解除時に、リアクトル電流の推定値がコンデンサ電圧検出誤差に応じて負の方向に値を持つように変化し、０であるリアクトル電流検出値との間にオフセットが生じている。また、このとき、誤差デューティ比は、正の方向に値を持つように大きく変化している。これにより、比較例ではリアクトル電流の推定精度が低下することが分かる。

図１０は、基本形態のオブザーバ３２を用いた制御装置３０において、コンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図１１は、基本形態においてコンデンサ電圧検出誤差が−１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図１０、図１１の制御では、第１基本形態の構成を用いた。図１０、図１１に示すように、基本形態では、図６、図７に示した比較例の場合と異なり、リアクトル電流推定値とリアクトル電流検出値とをほぼ一致させることができた。

図１２は、基本形態のオブザーバ３２を用いた制御装置３０において、コンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電圧の制御を示す図である。図１３は、基本形態においてコンデンサ電圧検出誤差が＋１０Ｖである場合の電流の制御及び誤差デューティ比の推定値を示す図である。図１２、図１３の制御も、第１基本形態の構成を用いた。図１２、図１３に示すように、基本形態では、コンデンサ電圧検出誤差として正の値を持つ場合も、図１０、図１１と同様に、リアクトル電流推定値とリアクトル電流検出値とをほぼ一致させることができた。これにより、本発明の効果を確認できた。

［変形例］
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流に応じてリアクトルのインダクタンスＬの値は変化する。そこで、上記の各基本形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_Ｌまたは流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ ^〜に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬを変更するように設定することが好適である。

図１４は、電流値に対するリアクトル１２のインダクタンスＬの変化を示す図である。図１４において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２のインダクタンスＬは電流値が０のときを１として正規化して示している。

なお、上記の基本形態では、オブザーバを同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

上記の各基本形態及びその変形例によれば、リアクトル電流を精度よく推定できるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を精度よく制御できる。

＜実施形態（間欠昇圧）＞
本実施形態では、間欠昇圧を対象とする。昇圧コンバータの間欠昇圧モードでは、昇圧コンバータの損失軽減を狙い、昇圧動作の終了後（コンデンサ電圧ｖ_ｃの目標値までの昇圧の終了後）、リアクトル電流が小さい場合に上下スイッチング素子を全周期オフ（スイッチング素子全オフ）する。例えば、リアクトル電流ｉ_Ｌまたはその目標値ｉ_Ｌ ^＊が所定値以下の状態が所定時間継続した場合に、間欠昇圧モードに入る。定速走行時など、モータ消費電力が小さい状態が継続する場合であり、間欠昇圧モードに入る条件については、従来より提案されているものを採用すればよい。

また、間欠昇圧モードにおいては、コンデンサ電圧ｖ_ｃを監視し、コンデンサ電圧ｖ_ｃが目標値から所定値離れた場合にスイッチング素子全オフを解除して昇圧動作を行う。そして、コンデンサ電圧ｖ_ｃが目標値に達したら、再度スイッチング素子全オフとする。間欠昇圧モードでは、このような間欠的な昇圧を繰り返す。

そして、昇圧動作の終了後、リアクトル電流が小さい場合に上下スイッチング素子を全オフすると、昇圧コンバータの入力電圧より昇圧コンバータの出力電圧が高いためリアクトル電流ｉ_Ｌは流れない。また、リアクトル電流が流れないためデッドタイムによって発生するデューティ比に誤差Δｄは発生しない。すなわち、リアクトル電流ｉ_Ｌ，デッドタイムによる誤差デューティ比Δｄはともにゼロである。

上述した基本形態のオブザーバは、このような状態でも状態方程式に基づいて、リアクトル電流、デッドタイムによる誤差デューティ比を推定し、その推定値ｉ_Ｌ~，Δｄ~を算出する。推定値ｉ_Ｌ~，Δｄ~は、スイッチング素子のオンオフを行っていることを前提とした状態方程式に基づき算出しており、これらは実際にはゼロであるにもかかわらずゼロにはならない。

本実施形態では、間欠昇圧モードで、上下スイッチング素子を全周期オフ（スイッチング素子全オフ）の場合には、リアクトル電流推定値とデッドタイムによる誤差デューティ比推定値をゼロとする。これによって、スイッチング素子全オフ時と、昇圧再開時における状態を精度良く推定することができる。

図１５には、本実施形態のオブザーバ３２の構成が示されている。図３のオブザーバ３２の構成に加え、切替器３２ａが追加されている。この切替器３２ａには、算出されたリアクトル電流の推定値ｉ_Ｌ~と、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値Δｄ~が入力されてくるとともに、ゼロ発生器からのゼロが入力されてくる。そして、切替器３２ａには、スイッチング素子全オフか否かを示す制御信号ｆpwmstopが、入力され、この制御信号ｆpwmstopがスイッチング素子全オフでないこと（昇圧）を示す場合には切替器３２ａが「０」を選択し、ｆpwmstopがスイッチング素子全オフを示す場合には、切替器３２ａが「１」を選択する。すなわち、切替器３２ａは、昇圧の場合には算出されたリアクトル電流ｉ_Ｌの推定値ｉ_Ｌ~と、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値Δｄ~を選択し、これらをそのまま出力し、スイッチング素子全オフの場合には、ゼロを選択してリアクトル電流ｉ_Ｌの推定値ｉ_Ｌ~と、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値Δｄ~としてゼロを出力する。

このように、本実施形態においては、オブザーバ３２が切替器３２ａを有しており、スイッチング素子全オフの場合には、リアクトル電流ｉ_Ｌの推定値ｉ_Ｌ~と、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値Δｄ~を正しい値であるゼロにする。従って、オブザーバ３２の出力である、コンデンサ電圧ｖ_ｃ、リアクトル電流ｉ_Ｌ、デッドタイムによる誤差デューティ比Δｄ、コンデンサ電圧の誤差Δｖ_ｃの推定値ｖ_ｃ~，ｉ_Ｌ~，Δｄ~，Δｖ_ｃ~を正しい値にできる。従って、昇圧が再開された場合にも、正しい推定が行える。

図１６に、基本形態および実施形態における出力電圧（コンデンサ電圧ｖ_ｃ）、リアクトル電流ｉ_Ｌ、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~を示す。基本形態では、スイッチング素子全オフの場合におけるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~がゼロでなく、従って昇圧を開始した際に大きなリアクトル電流ｉ_Ｌが流れ、出力電圧ｖ_ｃにも大きなピークが発生する。

一方、本実施形態では、スイッチング素子全オフの場合におけるリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~がゼロであり、昇圧を開始した際のリアクトル電流ｉ_Ｌ、出力電圧ｖ_ｃが適切なものになる。

「昇圧復帰時の処理」
上述したように、オブザーバ３２は、スイッチング素子全オフの場合に、リアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~がゼロに固定している。リアクトル電流は、実際に値がゼロであり、昇圧によってリアクトル電流が流れ始めるので、昇圧開始時のリアクトル電流推定値ｉ_Ｌ~がゼロで正しい。

一方、デッドタイムによる誤差デューティ比推定値Δｄ~は、スイッチング素子全オフの場合には、ゼロで正しいが、昇圧を開始した際にゼロから変化するわけではない。従って、昇圧再開時に、適切な値にセットすることが好ましい。

本実施形態では、オブザーバ３２は、昇圧に復帰する際に、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値Δｄ~として、デッドタイムと昇圧コンバータのキャリア周期の比率（デッドタイム／キャリア周期）を計算した値を出力する。キャリア周期は、ＰＷＭ制御の１周期であり、デューティ比に応じて１周期の上下スイッチング素子のオンオフ期間が決定される。すなわち、デッドタイムはキャリアの１周期に対し決定される。そして、デッドタイムによるデューティ比誤差は、デッドタイムによって生じる状態のずれに起因するものであり、デッドタイムが大きいほど大きくなると考えられる。そこで、（デッドタイム／キャリア周期）で計算した値がデッドタイムによる誤差デューティ比の推定値として好適であると考えられる。

また、誤差には、プラスの誤差と、マイナスの誤差がある。（デッドタイム／キャリア周期）で計算した値には符号がないため、常にプラスの誤差とするとかえって初期値として不適な場合が生じる。

本実施形態では、デューティ比が増加傾向にあるか、減少傾向にあるかで、誤差デューティ比の符号を決定する。例えば、前回の計算によるデューティ比と今回の計算によるデューティ比が増加（今回デューティ比−前回デューティ比の値が正）の場合には（デッドタイム／キャリア周期）で計算した値を誤差デューティ比の推定値Δｄ~の値とし、前回の計算によるデューティ比と今回の計算によるデューティ比が減少（今回デューティ比−前回デューティ比の値が負）の場合には−（デッドタイム／キャリア周期）で計算した値を誤差デューティ比Δｄ~の推定値として、デューティ比が増加傾向か、減少傾向かで符号を反対にする。これによって、デューティ比の変化に合わせて誤差デューティ比の推定値を適切なものに設定することができる。なお、変化がゼロの場合には、誤差デューティ比の推定値をゼロにするとよい。

１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 上側スイッチング素子、１６ 下側スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、３０ 制御装置、３１ 電流指令生成器、３２ オブザーバ、３４ デューティ比制御器、３６ 三角波比較器、３７ 切換部、４０ 加算器、４２ 予測演算器、４４ 評価関数演算器、４６ 最小値選択器、５０ 第１モデル予測制御器、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。

Claims (3)

1. リアクトルと、上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子とを含み、直流電源からの電力を電力変換するとともにコンデンサによって平滑して出力するＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を状態方程式を用いて模擬するオブザーバであって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記上側および下側スイッチング素子の両方がオフする時間であるデッドタイムによるデューティ比の誤差である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを外乱として付加し、前記コンデンサのコンデンサ電圧、前記リアクトルを流れるリアクトル電流、前記誤差デューティ比、及び前記コンデンサ電圧検出誤差を推定するオブザーバと、
   前記リアクトル電流の推定値を用いて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器とを備え、
   前記オブザーバは、間欠昇圧時で前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方をオフ状態に維持するスイッチング素子全オフ時にはリアクトル電流の推定値とデッドタイムによる誤差デューティ比の推定値の出力値をゼロとする、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記オブザーバは、
   前記上側スイッチング素子および前記下側スイッチング素子の両方をオフの状態から昇圧動作に復帰する際には、デッドタイムによる誤差デューティ比の推定値として、デッドタイムと昇圧コンバータのキャリア周期の比率（デッドタイム／キャリア周期）を計算した値を前記誤差デューティ比として出力する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
3. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記オブザーバは、
   前記（デッドタイム／キャリア周期）を計算した値を、今回デューティ比から前回デューティ比を引いた値が正の場合に正の値とし、今回デューティ比から前回デューティ比を引いた値が負の場合に負の値とし、前記誤差デューティ比として出力する、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。