JP2018074743A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２つのスイッチング素子を含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を効率よく、かつ精度よく推定し、かつ過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減する。【解決手段】制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するための次回デューティ比を出力するモデル予測制御器と、第１スイッチング素子のデューティ比と三角波比較ＰＷＭとに基づいて第１、第２スイッチング素子のオン時間及びデッドタイム時間を算出するスイッチング時間計算器と、直流電源電圧及び出力電圧の測定値とＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流とスイッチング時間計算器で求めた時間と状態方程式とを用いてリアクトル電流及び出力電圧を推定するオブザーバとを含み、モデル予測制御器５０は、状態方程式に用いるリアクトルのインダクタンスとして、リアクトル電流推定値に対する依存性を持つインダクタンスを用いる。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいてリアクトル電流を推定することが考えられる。このとき、電流センサを用いずにリアクトル電流を推定できれば、電流センサを削減できる。また、モデル予測制御を用いてＤＣ／ＤＣコンバータを制御することも考えられる。

非特許文献１には、オブザーバを用いたモデル予測制御と、ＰＩＤ制御とを用いて、リアクトルとスイッチング素子とを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する技術が記載されている。この技術では、オブザーバによってリアクトルを流れる電流であるリアクトル電流が推定される。

中川崇史，劉康志，片根保，「昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのモデル予測制御とその実装」，平成２５年電気学会全国大会４−００３、ＩＥＥ Ｊａｐａｎ、２０１３、Ｐ．４−５

ところで、ＤＣ／ＤＣコンバータとして、直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧して出力することと、降圧して出力することとの両方が可能なように、正極母線側の第１スイッチング素子と、負極母線側の第２スイッチング素子とを含む場合がある。この場合には、リアクトルの一端は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の接続点に接続される。非特許文献１に記載された技術を、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータの制御に適用すると、２つのスイッチング素子が同時にオフになる時間であるデッドタイムにより電圧誤差が発生する可能性がある。この電圧誤差により、過渡応答の性能が低下する可能性がある。また、上記のデッドタイムにより、リアクトル電流及びＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を精度よく計算できない可能性がある。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の目的は、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を効率よく、かつ精度よく推定し、かつ、過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減との両立を図る制御を実現することである。

本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の指令値及び測定値の偏差を比例積分演算するＰＩ制御器と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するための次回デューティ比を出力するモデル予測制御器と、前記第１スイッチング素子のデューティ比と三角波比較ＰＷＭとに基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及びデッドタイム時間を算出するスイッチング時間計算器と、直流電源電圧及び出力電圧の測定値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と前記スイッチング時間計算器で求めた前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間、及びデッドタイム時間と、状態方程式とを用いて、リアクトル電流及び前記出力電圧を推定するオブザーバと、を備え、前記モデル予測制御器は、状態方程式に用いる前記リアクトルのインダクタンスとして、リアクトル電流推定値に対する依存性を持つインダクタンスを用いて、かつ、前記第１スイッチング素子がオンの場合と前記第２スイッチング素子がオンの場合とで別の状態方程式を用いて、かつ、前記デューティ比を変化させた場合における、前記リアクトル電流または前記出力電圧の予測値と前記ＰＩ制御器の出力に関係する値との偏差の２乗を評価関数として算出し、前記評価関数が最小となる場合における前記デューティ比を前記次回デューティ比として決定する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置である。

本発明によれば、２つのスイッチング素子及びリアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流を効率よく、かつ精度よく推定でき、かつ、過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減との両立を図る制御を実現できる。

本発明の実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の制御機能構成を示す図である。 図２に示しているオブザーバの全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態における三角波比較パルス幅変調の例を示す図である。 図３に示す第１〜第４オブザーバの構成を示す図である。 図３に示す第５オブザーバの構成を示す図である。 図３に示す第２及び第４オブザーバの構成を示す図である。 本発明の実施の形態におけるリアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示す図である。 図２に示しているモデル予測制御器の概略構成を示す図である。 図９に示しているモデル予測制御器の詳細構成を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の制御機能構成の別例を示す図である。 図１１の構成におけるモデル予測制御器の概略構成を示す図である。 図１２に示しているモデル予測制御器の詳細構成を示す図である。

＜第１の実施の形態＞
図１は、実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６を有する。第１スイッチング素子１４は、上側スイッチング素子に相当し、第２スイッチング素子１６は、下側スイッチング素子に相当する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。

直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４の一端及び第２スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。第２スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。

なお、実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Lが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖ_b）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されてコンデンサ電圧ｖ_cが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_cが負荷１０４に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_cが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_cは、キャリア信号の１周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。図２は、実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の制御装置３０の制御機能構成を示す図である。

制御装置３０は、減算器３１と、ＰＩ制御器３２と、オブザーバ３４と、モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０と、リミッタ６０とを有する。図１に示すように、制御装置３０には、コンデンサ電圧ｖ_cの測定値が電圧センサ２１から入力され、電源電圧ｖ_bの測定値が電圧センサ２２から入力される。また、制御装置３０には、インバータ１０５の出力電流でありモータ１０６のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイルに流れるコイル電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wのうち、Ｕ相コイル電流ｉ_uとＷ相コイル電流ｉ_wとの測定値が電流センサ２４により入力される。３相のコイル電流の総和は０であるので、制御装置３０は、Ｕ相コイル電流ｉ_uとＷ相コイル電流ｉ_wとの測定値から残りのＶ相コイル電流ｉ_vを算出により取得する。モータ１０６には、レゾルバ等の角度センサ２６が取り付けられる。角度センサ２６は、モータ１０６を構成するロータの回転角度θを測定し、その測定値を制御装置３０に出力する。制御装置３０は、回転角度θの測定値からモータ１０６を構成するロータの回転速度を算出する。

図２に示すように、減算器３１は、コンデンサ電圧の指令値ｖ_c ^*と測定値ｖ_cとの偏差（ｖ_c ^*−ｖ_c）を算出する。その偏差は、ＰＩ制御器３２に入力される。ここで、コンデンサ電圧の指令値ｖ_c ^*は、モータ１０６の要求出力Ｐに基づいて設定される、すなわちモータを要求出力Ｐで駆動するために必要なコンデンサ電圧値として設定される。例えば、車両にモータ駆動装置１００（図１）が搭載される場合において、要求出力Ｐはアクセルペダルの操作量の測定値、ロータの回転速度の算出値等から算出される。

ＰＩ制御器３２は、入力された偏差を、比例積分演算であるＰＩ演算してリアクトル電流の指令値ｉ_L ^*を算出する。この指令値ｉ_L ^*は後述のモデル予測制御器５０に入力される。

オブザーバ３４には、コンデンサ電圧測定値ｖ_c、電源電圧測定値ｖ_b、及び負荷電流としてのＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の算出値ｉ_mが入力される。出力電流算出値ｉ_mは、例えばモータ１０６で消費されるモータ電力とコンデンサ電圧測定値ｖ_cとから算出される。モータ電力は、例えば３相のコイル電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの測定値と、異なる２相の線間の電圧を測定する電圧センサ（図示せず）の測定値とから算出される。モータ電力は、要求出力Ｐから算出されてもよい。

オブザーバ３４は、後で詳しく説明するように、コンデンサ電圧測定値ｖ_c、電源電圧測定値ｖ_b、出力電流算出値ｉ_m、及び現在デューティ比ｄ（ｋ）からリアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cを推定する。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示している。また、以下において、現在の制御周期で用いる値には（ｋ）を付し、次回の制御周期で用いる値には（ｋ＋１）を付して説明する場合がある。制御装置３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチングの制御を制御周期ごとに行う。

モデル予測制御器５０は、リアクトル電流指令値ｉ_L ^*、電源電圧測定値ｖ_b、出力電流算出値ｉ_m、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、コンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）及び現在デューティ比ｄ（ｋ）から、制限前の次回デューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。現在デューティ比ｄ（ｋ）は、前回の制御周期でｄ（ｋ＋１）として算出され、現在の制御周期において各スイッチング素子１４，１６のスイッチングに用いられているデューティ比である。デューティ比は、後述の図１０のモデル予測制御器５０で算出されたデューティ比を利用しやすいように、１０ビットで表現した値を用いるか、または１０ビットで表現された値から所定の換算式で変換された値を用いる。

次回デューティ比ｄ（ｋ＋１）は、次回の制御周期で各スイッチング素子１４，１６のスイッチングに用いられ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を制御するためのデューティ比である。制限前のデューティ比は、リミッタ６０に入力される。リミッタ６０は、入力されたデューティ比を、予め設定された上限及び下限の間に入るように制限する。例えばデューティ比は、ある範囲では低くなるほど、すなわち昇圧率を上昇させる方向に変化させるほど、直流電源１０から取り出す出力を高くできるが、デューティ比がその範囲の下限より小さくなると、直流電源１０から取り出す出力が低下してしまう。このため、モデル予測制御器５０で算出され出力されたデューティ比は、特に下限に制限を設けるように、予め設定された上限及び下限の範囲に入るように制限される。制御装置３０は、リミッタ６０から出力された次回デューティ比ｄ（ｋ＋１）を用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。以下、オブザーバ３４とモデル予測制御器５０との構成を詳しく説明する。

図３は、図２に示しているオブザーバ３４の全体構成を示す図である。オブザーバ３４は、リアクトル電流ｉ_Lを推定する。オブザーバ３４は、スイッチング時間計算器３５、第１オブザーバ３６、第２オブザーバ３７、第３オブザーバ３８、第４オブザーバ３９及び第５オブザーバ４０を含んで構成される。

スイッチング時間計算器３５は、外部からＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデューティ比の設定値の入力を受けると、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のスイッチングの時間である設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄を算出する。第１〜第５オブザーバ３６〜４０は、時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅と、コンデンサ電圧測定値ｖ_c、電源電圧測定値ｖ_b、及び出力電流算出値ｉ_mとに基づいてリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）及びコンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）を算出する。図４を参照して、スイッチング時間計算器３５におけるスイッチングの時間の算出について説明する。

スイッチング時間計算器３５は、第１スイッチング素子１４のデューティ比と三角波比較ＰＷＭとに基づいて、第１スイッチング素子１４のオン時間、第２スイッチング素子１６のオン時間及びデッドタイム時間を算出する。具体的には、スイッチング時間計算器３５は、所定の周期を有する三角波（図４中、太実線で示す）及びデッドタイム時間だけ遅らせた三角波（デッドタイム分遅れ三角波）及びデューティ比ｄ（図４）からパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を求める。デッドタイム分遅れ三角波は、図４中、点線で示している。パルス幅変調信号は、第１スイッチング素子（上素子）１４及び第２スイッチング素子（下素子）１６のオンオフ状態を制御するためのものである。ここで、三角波の下点から第１スイッチング素子１４がオン状態からオフ状態へ切り替えられるまで、すなわち三角波がデューティ比ｄ以下となる時間を設定時間ΔＴ₁とする。また、設定時間ΔＴ₁経過後、第１スイッチング素子１４がオフ状態にされてから第２スイッチング素子１６がオン状態にされるまでをデッドタイム時間ΔＴ₂とする。デッドタイム時間ΔＴ₂は、デューティ比ｄにおける三角波とデッドタイム分遅れ三角波との時間ずれに相当する。また、デッドタイム時間ΔＴ₂経過後、第２スイッチング素子１６がオン状態の間、すなわち三角波がデューティ比を上回る時間を設定時間ΔＴ₃とする。また、設定時間ΔＴ₃経過後、第２スイッチング素子１６がオフ状態にされてから第１スイッチング素子１４がオン状態にされるまでをデッドタイム時間ΔＴ₄とする。デッドタイム時間ΔＴ₄は、デューティ比ｄにおける三角波とデッドタイム分遅れ三角波との時間ずれに相当する。また、デッドタイム時間ΔＴ₄経過後、第１スイッチング素子１４がオン状態にされてから第２スイッチング素子１６がオフ状態にされるまで、すなわち三角波の下点に達するまでの時間を設定時間ΔＴ₅とする。スイッチング時間計算器３５は、入力されたデューティ比に応じた第１、第２スイッチング素子１４、１６のオン時間となるようにＰＷＭ信号を求め、それに対応した設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄を設定する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６は、設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄で決められるＰＷＭ信号により制御される。また、スイッチング時間計算器３５は、設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄を、後述の第１〜第５オブザーバ３６〜４０へそれぞれ出力する。

図３に戻って、オブザーバ３４は、キャリア信号の周期に同期してサンプリングされた電源電圧ｖ_b、出力電流ｉ_m及びコンデンサ電圧ｖ_c（出力電圧に相当）の測定値の入力を受ける。そして、オブザーバ３４は、その入力から、それぞれスイッチング時間計算器３５で設定された設定時間ΔＴ₁、デッドタイム時間ΔＴ₂、設定時間ΔＴ₃、デッドタイム時間ΔＴ₄及び設定時間ΔＴ₅におけるリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）を求める。実施形態では、図４における三角波の下点に同期した制御タイミングでサンプリングされた電源電圧ｖ_b、出力電流ｉ_m及びコンデンサ電圧ｖ_cの測定値の入力を受けて、制御タイミング毎にリアクトル電流ｉ_Lの推定値を求める。

第１スイッチング素子１４がオン状態の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式は数式（１）で表わされる。ここで、ｒ_Lは、リアクトル１２の抵抗成分を示す。なお、以下において、時間微分値には上付の点（ドット）を付して示す。

数式（１）に対して双１次変換を適用して離散化すると数式（２）のように表わすことができる。

また、数式（２）に対して係数Ａ、Ｂ及びＣを数式（３）のように定義できる。

一方、第２スイッチング素子１６がオン状態の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式は数式（４）で表わされる。

数式（４）に対して双１次変換を適用して離散化すると数式（５）のように表わすことができる。

また、数式（５）に対して係数Ａ、Ｂ及びＣを数式（６）のように定義できる。

制御装置３０における状態方程式が数式（１）〜数式（６）のように表わされるので、第１オブザーバ３６、第２オブザーバ３７、第３オブザーバ３８及び第４オブザーバ３９は、図５に示すような構成となる。また、第５オブザーバ４０は、図６に示すような構成となる。

一方、デッドタイム時間ΔＴ₂に対する推定を行う第２オブザーバ３７は、図７に示すように、内部に２つのオブザーバ４１，４２及び切替スイッチ４４を備える。オブザーバ４１は、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式を用いてリアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定を行うオブザーバである。オブザーバ４２は、第２スイッチング素子１６がオン状態のときの状態方程式を用いてリアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定を行うオブザーバである。入力されるリアクトル電流ｉ_Lの推定値が正電流（直流電源１０の正極から流れ出る方向）の場合、第１スイッチング素子１４がオン状態と同等である。これにより、切替スイッチ４４をオブザーバ４１側に切り替えてオブザーバ４１を使用してリアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定を行う。入力されるリアクトル電流ｉ_Lの推定値が負電流（直流電源１０の正極に流れ込む方向）の場合、第２スイッチング素子１６がオン状態である、第１スイッチング素子１４がオフ状態と同等である。これにより、切替スイッチ４４をオブザーバ４２側に切り替えてオブザーバ４２を使用してリアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖｃの推定を行う。デッドタイム時間ΔＴ₄に対する推定を行う第４オブザーバ３９も同様の構成とすればよい。

また、数式（１）〜（６）の状態方程式を用いる場合において、リアクトル１２のインダクタンスは、実際にはリアクトル電流ｉ_Lで変化する。これにより、予め設定された関係式と、第５オブザーバ４０で推定した前回のリアクトル電流の推定値ｉ_L（チルダ）、または前のオブザーバ３６〜３９で推定したリアクトル電流の推定値ｉ_L（チルダ）とを用いて、インダクタンスＬを算出する。数式（１）〜（６）の状態方程式を用いた算出には、リアクトル電流の推定値ｉ_L（チルダ）を用いて算出したインダクタンスＬを用いる。これにより、制御性をより高くできる。図８は、実施形態におけるリアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示している。図８では、インダクタンスは、リアクトル電流が０Ａのときのインダクタンスを１として正規化して示している。リアクトル電流は、最大電流を１として正規化して示している。このように状態方程式に用いるリアクトルのインダクタンスＬとして、リアクトル電流推定値に対する依存性を持つインダクタンスを用い、リアクトル電流に応じて変化させる。

図３に戻って、第１オブザーバ３６には、三角波の下点から第１スイッチング素子１４がオン状態からオフ状態へ切り替えられるまでの第１スイッチング素子１４がオン状態となっている時間ΔＴ₁が入力される。第１オブザーバ３６は、時間ΔＴ₁の入力を受けると、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₁、ｖ_c（ｔ）にコンデンサ電圧ｖ_cの測定値を代入する。また、第１オブザーバ３６は、状態方程式（数式（２）及び数式（３））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、前回第５オブザーバ４０で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第１オブザーバ３６は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₁）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）を推定して出力する。

第２オブザーバ３７には、時間ΔＴ₁経過後、第１スイッチング素子１４がオフ状態にされてから第２スイッチング素子１６がオン状態にされるまでのデッドタイム時間ΔＴ₂が入力される。第２オブザーバ３７は、時間ΔＴ₂の入力を受けると、第１オブザーバ３６から入力されたリアクトル電流ｉＬの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₁）の向きに応じてオブザーバ４１，４２のいずれかを選択する。オブザーバ４１が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₂、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ３６でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）を代入する。また、オブザーバ４１は、状態方程式（数式（２）及び数式（３））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第１オブザーバ３６で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第２オブザーバ３７は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₂）及びコンデンサ電圧ｖｃの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）を推定して出力する。

一方、オブザーバ４２が選択された場合、第２スイッチング素子１６がオン状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₂、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ３６でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）を代入する。また、オブザーバ４２は、状態方程式（数式（５）及び数式（６））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第１オブザーバ３６で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第２オブザーバ３７は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₂）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）を推定して出力する。

第３オブザーバ３８には、デッドタイム時間ΔＴ₂経過後、第２スイッチング素子１６がオン状態の間である時間ΔＴ₃が入力される。第３オブザーバ３８は、時間ΔＴ₃の入力を受けると、第２スイッチング素子１６がオン状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₃、ｖ_c（ｔ）に第２オブザーバ３７でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）を代入する。また、第３オブザーバ３８は、状態方程式（数式（５）及び数式（６））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第２オブザーバ３７で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第３オブザーバ３８は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₃）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）を推定して出力する。

第４オブザーバ３９には、時間ΔＴ₃経過後、第２スイッチング素子１６がオフ状態にされてから第１スイッチング素子１４がオン状態にされるまでのデッドタイム時間ΔＴ₄が入力される。第４オブザーバ３９は、時間ΔＴ₄の入力を受けると、第３オブザーバ３８から入力されたリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₃）の向きに応じてオブザーバ４１，４２のいずれかを選択する。オブザーバ４１が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₄、ｖ_c（ｔ）に第３オブザーバ３８でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）を代入する。また、オブザーバ４１は、状態方程式（数式（２）及び数式（３））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第３オブザーバ３８で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第４オブザーバ３９は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₄）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）を推定して出力する。

一方、オブザーバ４２が選択された場合、第２スイッチング素子１６がオン状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₄、ｖ_c（ｔ）に第３オブザーバ３８でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）を代入する。また、オブザーバ４２は、状態方程式（数式（５）及び数式（６））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第３オブザーバ３８で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。これにより、第４オブザーバ３９は、リアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₄）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）を推定して出力する。

第５オブザーバ４０には、デッドタイム時間ΔＴ₄経過後、第１スイッチング素子１４がオン状態にされてから第２スイッチング素子１６がオフ状態にされるまでの時間ΔＴ₅が入力される。第５オブザーバ４０は、時間ΔＴ₅の入力を受けると、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₅、ｖ_c（ｔ）に第４オブザーバ３９でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）を代入する。さらに、第５オブザーバ４０は、状態方程式（数式（２）及び数式（３））のｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入する。また、状態方程式のインダクタンスＬを求めるために、第４オブザーバ３９で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）を用いる。さらに前回の第５オブザーバ４０での前回のコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₅）にオブザーバゲインｋ₁，ｋ₂を乗算した値をフィードバックする。これにより、第５オブザーバ４０は、新たなリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₅）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₅）を推定して出力する。

このような処理によって、各時間ΔＴ₁〜ΔＴ₅におけるリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（Ｔ）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（Ｔ）を推定することができる。第５オブザーバ４０で推定したリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）は、モデル予測制御器５０（図２）に入力される。

図９は、図２に示しているモデル予測制御器５０の概略構成を示している。図１０は、図９に示しているモデル予測制御器５０の詳細構成を示している。図９、図１０に示すように、モデル予測制御器５０は、複数のスイッチング時間計算器５１と、予測制御本体部（ＭＰＣ本体）５２とを有する。図９では、簡略化してスイッチング時間計算器５１を１つのみ示している。図１０では、スイッチング時間計算器５１を除く部分が、予測制御本体部５２を構成する。予測制御本体部５２は、複数の加算器５３と、複数の予測演算器５４と、複数の評価関数演算器５５と、最適デューティ比設定部５６とを含む。

各スイッチング時間計算器５１の機能は、図３で示したスイッチング時間計算器３５と同様である。具体的には、スイッチング時間計算器５１は、入力されたデューティ比に応じた第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン時間となるようにＰＷＭ信号を求め、それに対応した時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅を設定する。

このとき、図１０に示すように、複数のスイッチング時間計算器５１には、異なるデューティ比が入力される。まず、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を基準として、複数の加算器５３によって、所定値ずつ加算するか、または所定値ずつ減算するかによって得た、所定値ずつ異なる複数のデューティ比が、複数のスイッチング時間計算器５１に入力される。スイッチング時間計算器５１に入力されるデューティ比は仮デューティ比に相当する。

図１０に示すモデル予測制御器５０では、デューティ比を、１０ビットで表現可能な数である０〜１０２３の値で示している。この場合、デューティ比が１０２３では、第１スイッチング素子１４が１制御周期のすべてでオンされていることを意味する。デューティ比が０では、第１スイッチング素子１４が１制御周期のすべてでオフされ、第２スイッチング素子１６が１制御周期のすべてでオンされていることを意味する。

また、以下では、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を基準として、（ｄ（ｋ）−６４）から（ｄ（ｋ）＋６４）までの範囲で、評価関数が最小となるデューティ比を次回のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として求める場合を説明する。デューティ比を変化させる範囲として、基準値ｄ（ｋ）に対する幅を６４とした理由は、デッドタイムを５μｓとし、ＰＷＭ制御周期を１００μｓとした場合に、１制御周期におけるデッドタイムの割合を１０ビットで表した値より大きい数値とするためである。具体的には、５（μｓ）／１００（μｓ）×１０２３＝５１であるので、５１より大きい数値で、かつできるだけ演算負荷が少ないように小さい数値となるように、上記の幅を６４とした。

評価関数は、リアクトル電流の予測値と、ＰＩ制御器３２の出力に関係する値との偏差の２乗である。以下では、評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］は、数式（７）で示すように、モデル予測制御器５０で予測したリアクトル電流予測値と、ＰＩ制御器３２から出力されるリアクトル電流指令値ｉ_L ^*との偏差の２乗とする。

数式（７）において、ａは任意の整数である。例えば以下で説明する例では、ａは、−６４から＋６４までのいずれか１つの整数が設定される。

また、以下では、複数のスイッチング時間計算器５１のうち、デューティ比として現在デューティ比ｄ（ｋ）が入力されるスイッチング時間計算器５１を、スイッチング時間計算器Ａ０と示す。また、デューティ比としてｄ（ｋ）＋ｉが入力されるスイッチング時間計算器５１をスイッチング時間計算器Ａｉと示し、デューティ比としてｄ（ｋ）−ｉが入力されるスイッチング時間計算器５１をスイッチング時間計算器−Ａｉと示す。ｉは１〜６４のいずれか１つの値である。スイッチング時間計算器Ａ０は、現在デューティ比ｄ（ｋ）が入力されるので、図３で示したオブザーバ３４の場合と同様に、時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅を設定する。設定された時間は、対応する予測演算器５４に入力される。

複数の予測演算器５４は、スイッチング時間計算器５１と同数が設定される。スイッチング時間計算器Ａ０に対応する予測演算器５４は予測演算器Ｂ０と示す。また、スイッチング時間計算器Ａｉに対応する予測演算器５４はＢｉと示し、スイッチング時間計算器−Ａｉに対応する予測演算器５４は−Ｂｉと示す。

スイッチング時間計算器Ａｉは、デューティ比ｄ（ｋ）＋ｉが入力されるので、そのデューティ比に応じた時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅を設定する。設定された時間は、対応する予測演算器Ｂｉに入力される。

スイッチング時間計算器−Ａ１は、デューティ比ｄ（ｋ）−ｉが入力されるので、そのデューティ比に応じた時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅を設定する。設定された時間は、対応する予測演算器−Ｂｉに入力される。

予測演算器５４は、入力された設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅に応じて、リアクトル電流の予測値を算出する。なお、以下において、図中の予測値には、上付の山形線（ハット）を付して示す。

予測演算器Ｂ０は、デューティ比ｄ（ｋ）に応じた設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅が入力される。予測演算器Ｂ０は、入力された設定時間、出力電流算出値ｉ_m、電源電圧測定値ｖ_b、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、及びコンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）に応じて、図３のオブザーバ３４と同様に、時間ΔＴ₅でのリアクトル電流予測値を算出する。

以下では、リアクトル電流予測値のうち、現在デューティ比ｄ（ｋ）に基づくリアクトル電流予測値を、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）］と示す。また、デューティ比ｄ（ｋ）＋ｉに基づくリアクトル電流予測値を、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］と示し、デューティ比ｄ（ｋ）−ｉに基づくリアクトル電流予測値を、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］と示す。

算出されたリアクトル電流予測値ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）］、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］は、複数の評価関数演算器５５のうち、対応する評価関数演算器５５にそれぞれ入力される。

複数の評価関数演算器５５は、予測演算器５４と同数が設定される。予測演算器Ｂ０に対応する評価関数演算器５５は評価関数演算器Ｃ０と示す。予測演算器Ｂｉに対応する評価関数演算器５５はＣｉと示し、予測演算器−Ｂｉに対応する評価関数演算器５５は−Ｃｉと示す。

評価関数演算器５５は、入力されたリアクトル電流予測値ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）］、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］、ｉ_L（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］と、リアクトル電流指令値ｉＬ^*とから上記の数式（７）の評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出する。算出された評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］は、最適デューティ比設定部５６に入力される。

最適デューティ比設定部５６は、全部の評価関数演算器５５から評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］が入力され、入力された評価関数の中から最小の評価関数を選択する。そして、最適デューティ比設定部５６は、その選択した評価関数の算出で用いたデューティ比（制限前のデューティ比）ｄ（ｋ＋１）を最適デューティ比としてリミッタ６０（図２）に出力する。リミッタ６０は、上記のように最適デューティ比を最適な上限及び下限の範囲に制限する。制御装置３０は、制限後の最適デューティ比に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６を制御するためのスイッチング信号（ＳＷ信号）を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、入力されたスイッチング信号によって第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のスイッチングが制御される。これにより電源電圧が昇圧されて負荷１０４に出力される。または負荷１０４で生じた電圧が降圧されて直流電源１０に出力され、直流電源１０が充電される。例えば、モータ駆動装置１００が車両に搭載され、車輪を駆動するために用いられる場合に、車両の制動時にモータ１０６が回生電力を発生し、その回生電力により生じた電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ１１で降圧されて直流電源１０に供給される。

上記のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、リアクトル電流ｉ_Lを測定する電流センサを用いることなく、リアクトル電流ｉ_Lを効率よく、かつ精度よく推定できる。また、デューティ比を変化させた場合におけるリアクトル電流の予測演算値から最適なデューティ比を設定できるので、過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減との両立を図れる制御を実現できる。

また、２つのスイッチング素子を含むＤＣ／ＤＣコンバータでは、デッドタイムが発生するが、実施形態では、デッドタイムにおけるリアクトル電流及び出力電圧を考慮して精度よくＤＣ／ＤＣコンバータを制御できる。一方、非特許文献１に記載された構成では、スイッチング素子が１つであり、かつ、還流ダイオードがないため、スイッチングにデッドタイムを設ける必要がない。このような非特許文献１の構成を２つのスイッチング素子を含むＤＣ／ＤＣコンバータの構成に組み合わせるだけでは、デッドタイムによって、オブザーバで計算するリアクトルの電流平均値を精度よく計算できない。このため、過渡応答の性能が劣化する。非特許文献１の（３）式の評価関数にあるｄ∞は、電池電圧Ｅを使用しており、リアクトル電流より変化が遅い。また、（３）式の評価関数で用いられる││ｉ［ｋ＋１］−Ｉｒ││²では、現在のリアクトル電流の平均値から近くなるデューティ比しか選択されない。これによって、非特許文献１の構成では、過渡応答が向上されにくい。実施形態では、２つのスイッチング素子１４，１６を含み還流ダイオードの接続によりデッドタイムが設けられる構成において、リアクトル電流ｉ_L及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値の誤差を小さくできる。

なお、三角波比較ＰＷＭのスイッチング時間の作成方法は、図４に示したデッドタイム時間だけ遅らせた三角波を用いる方法に限定するものではない。実施形態は、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン時間とデッドタイムとが計算できれば適用可能である。

＜第２の実施の形態＞
図１１は、実施の形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０の制御機能構成の別例を示す図である。図１２は、図１１の構成におけるモデル予測制御器５０の概略構成を示す図である。図１３は、図１２に示しているモデル予測制御器５０の詳細構成を示す図である。

図１１に示す別例の構成では、図１から図１０に示した構成において、ＰＩ制御器３２は、コンデンサ電圧の指令値ｖｃ＊と測定値ｖｃとの偏差（ｖｃ＊−ｖｃ）が減算器３１から入力される。そして、ＰＩ制御器３２は、入力された偏差を、比例積分演算であるＰＩ演算して、コンデンサ電圧指令変化値ｅを算出して、第２加算器５７に出力する。第２加算器５７は、コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^*に、ＰＩ制御器３２から出力されたコンデンサ電圧指令変化値ｅを加算して、補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**を算出する。補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**は、新たなコンデンサ電圧指令値として、第２加算器５７からモデル予測制御器５０に出力される。コンデンサ電圧指令変化値ｅは、正、または負、または０の場合がある。補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**はモデル予測制御器５０に入力される。図１１に示すオブザーバ３４の構成は、図１から図１０に示した構成のオブザーバ３４と同様である。

モデル予測制御器５０は、補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**、電源電圧測定値ｖ_b、出力電流算出値ｉ_m、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、コンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）、及び現在デューティ比ｄ（ｋ）から、制限前の次回デューティ比を算出する。算出された制限前の次回デューティ比は、リミッタ６０に出力される。

図１２、図１３に示すように、モデル予測制御器５０を構成する予測制御本体部５２には、補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**、電源電圧測定値ｖ_b、出力電流算出値ｉ_m、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、及びコンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）が入力される。また、予測制御本体部５２には、スイッチング時間計算器５１から現在デューティ比ｄ（ｋ）に応じた設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅が入力される。

具体的には、図１３に示すように、予測制御本体部５２を構成する複数の予測演算器５４は、対応するスイッチング時間計算器５１から、デューティ比に応じた設定時間ΔＴ₁、ΔＴ₂、ΔＴ₃、ΔＴ₄、ΔＴ₅が入力される。予測演算器５４は、入力された設定時間、出力電流算出値ｉ_m、電源電圧測定値ｖ_b、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、及びコンデンサ電圧推定値ｖ_c（チルダ）に応じて、図３のオブザーバ３４と同様に、時間ΔＴ₅でのコンデンサ電圧予測値を算出する。

以下では、コンデンサ電圧予測値のうち、現在デューティ比ｄ（ｋ）に基づくコンデンサ電圧予測値を、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）］と示す。また、デューティ比ｄ（ｋ）＋ｉに基づくコンデンサ電圧予測値を、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］と示し、デューティ比ｄ（ｋ）−ｉに基づくコンデンサ電圧予測値を、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］と示す。

算出されたコンデンサ電圧予測値ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］は、複数の評価関数演算器５５のうち、対応する評価関数演算器５５にそれぞれ入力される。

評価関数演算器５５は、入力されたコンデンサ電圧予測値ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］と、補正後コンデンサ電圧指令値ｖ_c ^**とから数式（８）で示すように、評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出する。

数式（８）において、ａは任意の整数である。例えば図１３に示す例では、ａは、−６４から＋６４までのいずれか１つの整数が設定される。算出された評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］は、最適デューティ比設定部５６に入力される。評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］は、コンデンサ電圧の予測値ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）＋ｉ］、ｖ_c（ハット）［ｄ（ｋ）−ｉ］とＰＩ制御器３２の出力に関係する値との偏差の２乗である。

最適デューティ比設定部５６は、全部の評価関数演算器５５から評価関数Ｊ［ｄ（ｋ）＋ａ］が入力され、入力された評価関数の中から最小の評価関数を選択する。そして、最適デューティ比設定部５６は、その選択した評価関数の算出で用いたデューティ比（制限前のデューティ比）ｄ（ｋ＋１）を最適デューティ比としてリミッタ６０（図１１）に出力する。リミッタ６０は、最適デューティ比ｄ（ｋ＋１）を最適な上限及び下限の範囲に制限する。制御装置３０は、制限後の最適デューティ比に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１（図１）のスイッチングを制御する。

上記のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０の場合も、リアクトル電流ｉ_Lを測定する電流センサを用いることなく、リアクトル電流ｉ_Lを効率よく、かつ精度よく推定できる。また、デューティ比を変化させた場合におけるコンデンサ電圧の予測演算値から最適なデューティ比を設定でき、過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減との両立を図れる制御を実現できる。その他の構成及び作用は、図１から図１０の構成と同様である。

なお、上記の実施の形態では、数式（１）及び数式（４）を、双１次変換を利用して離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

以上のように、本発明の実施の形態によれば、第１スイッチング素子１４のオン状態と第２スイッチング素子１６のオン状態とにおいて異なる状態方程式を適用したオブザーバを用いることでリアクトル電流の推定誤差を抑制することができる。また、デッドタイム時間のリアクトル電流の推定値が正の場合と負の場合においてそれぞれ第１スイッチング素子１４がオンの状態方程式、第２スイッチング素子１６がオンの状態方程式を適用することでリアクトル電流の推定誤差を抑制することができる。さらに、コンデンサ電圧の推定値をフィードバックすることで、リアクトル電流の推定精度を高めることができる。また、過渡応答の立ち上がり時間の短縮と行き過ぎ量の低減との両立を図れる制御を実現できる。

なお、実施の形態では、同一次元オブザーバを用いたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。

１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、２１，２２ 電圧センサ、２４ 電流センサ、２６ 角度センサ、３０ 制御装置、３１ 減算器、３２ ＰＩ制御器、３４ オブザーバ、３５ スイッチング時間計算器、３６ 第１オブザーバ、３７ 第２オブザーバ、３８ 第３オブザーバ、３９ 第４オブザーバ、４０ 第５オブザーバ、４１，４２ オブザーバ、４４ 切替スイッチ、５０ モデル予測制御器、５１ スイッチング時間計算器、５２ 予測制御本体部、５３ 加算器、５４ 予測演算器、５５ 評価関数演算器、５６ 最適デューティ比設定部、５７ 第２加算器、６０ リミッタ、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。

Claims (5)

1. 第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の指令値及び測定値の偏差を比例積分演算するＰＩ制御器と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するための次回デューティ比を出力するモデル予測制御器と、
   前記第１スイッチング素子のデューティ比と三角波比較ＰＷＭとに基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及びデッドタイム時間を算出するスイッチング時間計算器と、
   直流電源電圧及び出力電圧の測定値と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と前記スイッチング時間計算器で求めた前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間、及びデッドタイム時間と、状態方程式とを用いて、リアクトル電流及び前記出力電圧を推定するオブザーバと、を備え、
   前記モデル予測制御器は、
   状態方程式に用いる前記リアクトルのインダクタンスとして、リアクトル電流推定値に対する依存性を持つインダクタンスを用いて、かつ、前記第１スイッチング素子がオンの場合と前記第２スイッチング素子がオンの場合とで別の状態方程式を用いて、かつ、前記デューティ比を変化させた場合における、前記リアクトル電流または前記出力電圧の予測値と前記ＰＩ制御器の出力に関係する値との偏差の２乗を評価関数として算出し、前記評価関数が最小となる場合における前記デューティ比を前記次回デューティ比として決定する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記ＰＩ制御器の出力は、リアクトル電流指令値であり、
   前記モデル予測制御器は、
   前記デューティ比を変化させた場合における、前記リアクトル電流の予測値と前記リアクトル電流指令値との偏差の２乗を前記評価関数として算出し、前記評価関数が最小となる場合における前記デューティ比を前記次回デューティ比として決定する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
3. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記ＰＩ制御器の出力は、前記出力電圧の指令の変化値であり、
   前記出力電圧の指令値に前記出力電圧の指令の変化値を加算する加算器を備え、
   前記モデル予測制御器は、
   前記デューティ比を変化させた場合における、前記出力電圧の予測値と前記加算器の出力との偏差の２乗を前記評価関数として算出し、前記評価関数が最小となる場合における前記デューティ比を前記次回デューティ比として決定する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
4. 請求項２または請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記次回デューティ比を最適な上限及び下限で制限し、制限後の前記次回デューティ比により前記出力電圧を制御する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   前記モデル予測制御器は、前記リアクトル電流または前記出力電圧の予測値を算出する場合に用いる前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間、及びデッドタイム時間を、現在の前記デューティ比から所定値ずつ加算または減算して得た複数の仮デューティ比から設定し、複数の仮デューティ比に応じて、複数の前記リアクトル電流の予測値、または複数の前記出力電圧の予測値を算出する、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

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