JP6596378B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電圧を昇圧又は降圧する電力変換装置に関する。

直流の入力電圧を所定の直流電圧に昇圧又は降圧して出力する電力変換装置において出力電流を推定する技術が開示されている。

例えば、上アームスイッチと下アームスイッチとを相補的にオン／オフさせてリアクトルに蓄積されたエネルギーを放出させることによって、入力電圧を昇降圧させて負荷に供給する電力変換装置が開示されている（特許文献１）。当該技術では、リアクトルを流れる電流が最大値Ｉ_maxと最小値Ｉ_minを繰り返し往復する三角波状の波形となることを利用して、出力電流Ｉ_estが漸増する期間と漸減する期間の双方において出力電流Ｉ_estを推定する処理が示されている。

また、電池に接続されたリアクトルに流れる電流を一対のスイッチング素子を用いて切替制御して、電池電圧を変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電池からリアクトルに流れる電池電流ｉ_bを推定するオブザーバが開示されている（特許文献２）。

特開２０１５−１６５７６２号公報 特開２００６−４２５３６号公報

ところで、特許文献１における出力電流Ｉ_estを推定する処理では、上アームスイッチのオン操作時間Ｔ_monと下アームスイッチのオン操作時間Ｔ_ronの間において両方のスイッチがオフ操作されるデッドタイムが考慮されていない。したがって、デッドタイムが出力電流Ｉ_estの推定に及ぼす影響を把握することができない。なお、デッドタイムが出力電流Ｉ_estの推定に及ぼす影響は小さくなく、当該処理では出力電流Ｉ_estを高い精度で推定することができない。また、出力電流Ｉ_estを推定する際に推定結果のフィードバックがないため、リアクトル、キャパシタンス、電圧の検出誤差等の影響により出力電流Ｉ_estの推定精度が低下し易い。

また、特許文献２におけるオブザーバでは、電流リプルの１／２振幅以上にリアクトル電流が流れると、デッドタイムによって状態方程式において指令デューティと実際のスイッチング素子のオン時間の割合である実デューティとの間に誤差が生じ、電池電流ｉ_bの推定精度が低下する。

本発明の１つの態様は、電源に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、を備えた直流電力変換用の電力変換装置であって、前記電源の電源電圧ｖ_b、前記コンデンサの端子電圧ｖ_c及び出力電流ｉ_mに基づいて前記リアクトルを流れるリアクトル電流ｉ_Lを推定するオブザーバを備えることを特徴とする電力変換装置である。

ここで、前記オブザーバは、前記第１スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式及び前記第２スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式に対して前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及び前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子が同時にオフとなるデッドタイム時間を適用することによって前記リアクトル電流ｉ_Lを推定することが好適である。

また、前記オブザーバは、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオン状態／オフ状態のデューティと三角波比較ＰＷＭとに基づいて前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及び前記デッドタイム時間を算出することが好適である。

また、前記オブザーバは、前記デッドタイム時間では、前記リアクトル電流の推定値が正の場合には前記第１スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式を適用し、前記リアクトル電流の推定値が負の場合には前記第２スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式を適用することが好適である。

また、前記オブザーバは、前記デッドタイム時間において発生するデューティ誤差を外乱として付加した外乱オブザーバであることが好適である。

また、前記オブザーバは、キャリア信号の周期に同期したタイミングでサンプリングされた電源電圧ｖ_b、出力電流ｉ_m及びコンデンサ電圧ｖ_cを入力として、前記タイミング毎に前記リアクトル電流ｉ_Lを推定することが好適である。

また、インバータの３相電圧指令及び３相電流検出値に基づき前記リアクトル電流ｉ_Lを推定することが好適である。

本発明によれば、リアクトル電流センサを付加しないでリアクトル電流を高い精度で推定できる電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施の形態における電力変換装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施の形態におけるオブザーバの全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態における三角波比較パルス幅変調の例を示す図である。 本発明の実施の形態における第１〜第４オブザーバの構成を示す図である。 本発明の実施の形態における第５オブザーバの構成を示す図である。 本発明の実施の形態における第２及び第４オブザーバの構成を示す図である。 本発明の実施の形態におけるコンデンサ電圧及びリアクトル電流の推定処理を説明する図である。 コンデンサ電圧及びリアクトル電流の推定結果を示す図である。 従来技術によるリアクトル電流の推定結果を示す図である。 従来技術によるリアクトル電流の周波数応答性を示す図である。 第１の実施の形態におけるリアクトル電流の推定結果を示す図である。 第１の実施の形態におけるリアクトル電流の周波数応答性を示す図である。 第２の実施の形態におけるリアクトル電流の推定結果を示す図である。 第２の実施の形態におけるリアクトル電流の周波数応答性を示す図である。

＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の実施の形態における電力変換装置１００の基本構成を示す。電力変換装置１００は、直流電源１０、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６及びコンデンサ１８を含んで構成される。

直流電源１０の正極にリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は負荷１０２への出力端（ＯＵＴ＋）に接続され、第２スイッチング素子１６の他端は直流電源１０の負極（ＯＵＴ−）に接続される。また、出力端と直流電源１０の負極との間には電圧を平滑化させるためにコンデンサ１８が接続される。

なお、本実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、出力端側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、直流電源１０の負極側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

電力変換装置１００において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Lが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電池電圧ｖ_b）よりも高い電圧が生じ、これに応じた電流が出力端に向けて流れてコンデンサ１８が充電されてコンデンサ電圧ｖ_cが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_cが負荷１０２に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_cが低下する。電力変換装置１００の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_cは、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間の比であるデューティ比によって決定される。

本実施の形態では、電力変換装置１００はリアクトル電流ｉ_Lを推定するためのオブザーバ２００を備える。図２は、オブザーバ２００の全体構成を示す。オブザーバ２００は、スイッチング間時間計算器２０、第１オブザーバ２２、第２オブザーバ２４、第３オブザーバ２６、第４オブザーバ２８及び第５オブザーバ３０を含んで構成される。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示す。

スイッチング間時間計算器２０は、外部から電力変換装置１００のデューティの設定値の入力を受けると、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のスイッチングの時間を算出する。図３を参照して、スイッチング間時間計算器２０におけるスイッチングの時間の算出について説明する。

スイッチング間時間計算器２０は、所定の周期を有する三角波（図３中、太実線で示す）及びデッドタイム時間だけ遅らせた三角波（図３中、点線で示す）から第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン／オフを制御するためのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を求める。ここで、三角波の下点から第１スイッチング素子１４がオン状態からオフ状態へ切り替えられるまでを時間ΔＴ₁とする。また、時間ΔＴ₁経過後、第１スイッチング素子１４がオフ状態にされてから第２スイッチング素子１６がオン状態にされるまでをデッドタイム時間ΔＴ₂とする。また、デッドタイム時間ΔＴ₂経過後、第２スイッチング素子１６がオン状態の間を時間ΔＴ₃とする。また、時間ΔＴ₃経過後、第２スイッチング素子１６がオフ状態にされてから第１スイッチング素子１４がオン状態にされるまでをデッドタイム時間ΔＴ₄とする。また、デッドタイム時間ΔＴ₄経過後、第１スイッチング素子１４がオン状態にされてから第２スイッチング素子１６がオフ状態にされるまでを時間ΔＴ₅とする。スイッチング間時間計算器２０は、入力されたデューティに応じた第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン時間となるようにＰＷＭ信号を求め、それに対応した時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄を設定する。電力変換装置１００の第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６は、設定された時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄で決められるＰＷＭ信号により制御される。また、スイッチング間時間計算器２０は、設定された時間ΔＴ₁、ΔＴ₃、ΔＴ₅及びデッドタイム時間ΔＴ₂、ΔＴ₄を第１オブザーバ２２〜第５オブザーバ３０へそれぞれ出力する。

第１オブザーバ２２、第２オブザーバ２４、第３オブザーバ２６、第４オブザーバ２８及び第５オブザーバ３０は、キャリア信号の周期に同期してサンプリングされた電力変換装置１００の電源電圧ｖ_b、出力電流ｉ_m及びコンデンサ電圧ｖ_c（出力電圧に相当）の測定値の入力を受けて、それぞれスイッチング間時間計算器２０で設定された時間ΔＴ₁、デッドタイム時間ΔＴ₂、時間ΔＴ₃、デッドタイム時間ΔＴ₄及び時間ΔＴ₅におけるリアクトル電流ｉ_Lの推定値を求める。本実施の形態では、図３における三角波の下点に同期した制御タイミングでサンプリングされた電源電圧ｖ_b、出力電流ｉ_m及びコンデンサ電圧ｖ_c（出力電圧に相当）の測定値の入力を受けて、制御タイミング毎にリアクトル電流ｉ_Lの推定値を求める。

第１スイッチング素子１４がオン状態の場合、電力変換装置１００の状態方程式は数式（１）で表わされる。ここで、ｒ_Lは、リアクトル１２の抵抗成分を示す。なお、以下において、時間微分値には上付の点（ドット）を付して示す。

数式（１）に対して双１次変換を適用して離散化すると数式（２）のように表わすことができる。

また、数式（２）に対して係数Ａ、Ｂ及びＣを数式（３）のように定義できる。

一方、第１スイッチング素子１４がオフ状態の場合、電力変換装置１００の状態方程式は数式（４）で表わされる。

数式（４）に対して双１次変換を適用して離散化すると数式（５）のように表わすことができる。

また、数式（５）に対して係数Ａ、Ｂ及びＣを数式（６）のように定義できる。

電力変換装置１００における状態方程式が数式（１）〜数式（６）のように表わされるので、第１オブザーバ２２、第２オブザーバ２４、第３オブザーバ２６及び第４オブザーバ２８は、図４に示すような構成となる。また、第５オブザーバ３０は、図５に示すような構成となる。

ただし、デッドタイム時間ΔＴ₂に対する推定を行う第２オブザーバ２４は、図６に示すように、内部に２つのオブザーバ４０及び４２及び切替スイッチ４４を備える。オブザーバ４０は、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式を用いてリアクトル電流ｉ_Lの推定を行うオブザーバであり、オブザーバ４２は、第１スイッチング素子１４がオフ状態のときの状態方程式を用いてリアクトル電流ｉ_Lの推定を行うオブザーバである。入力されるリアクトル電流ｉ_Lの推定値が正電流（直流電源１０の正極から流れ出る方向）の場合、第１スイッチング素子１４がオン状態と同等であるので、切替スイッチ４４をオブザーバ４０側に切り替えてオブザーバ４０を使用してリアクトル電流ｉ_Lの推定を行う。入力されるリアクトル電流ｉ_Lの推定値が負電流（直流電源１０の正極に流れ込む方向）の場合、第１スイッチング素子１４がオフ状態と同等であるので、切替スイッチ４４をオブザーバ４２側に切り替えてオブザーバ４２を使用してリアクトル電流ｉ_Lの推定を行う。デッドタイム時間ΔＴ₄に対する推定を行う第４オブザーバ２８も同様の構成とすればよい。

例えば、第１オブザーバ２２には、三角波の下点から第１スイッチング素子１４がオン状態からオフ状態へ切り替えられるまでの第１スイッチング素子１４がオン状態となっている時間ΔＴ₁が入力される。第１オブザーバ２２は、時間ΔＴ₁の入力を受けると、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₁、ｖ_c（ｔ）に第５オブザーバ３０での前回のコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₅）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₁）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）を推定して出力する。

第２オブザーバ２４には、時間ΔＴ₁経過後、第１スイッチング素子１４がオフ状態にされてから第２スイッチング素子１６がオン状態にされるまでのデッドタイム時間ΔＴ₂が入力される。第２オブザーバ２４は、時間ΔＴ₂の入力を受けると、第１オブザーバ２２から入力されたリアクトル電流ｉＬの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₁）の向きに応じてオブザーバ４０，４２のいずれかを選択する。オブザーバ４０が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₂、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ２２でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₂）及びコンデンサ電圧ｖｃの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）を推定して出力する。オブザーバ４２が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオフ状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₂、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ２２でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₁）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₂）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）を推定して出力する。

第３オブザーバ２６には、デッドタイム時間ΔＴ₂経過後、第２スイッチング素子１６がオン状態の間を時間ΔＴ₃が入力される。第３オブザーバ２６は、時間ΔＴ₃の入力を受けると、第１スイッチング素子１４がオフ状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₃、ｖ_c（ｔ）に第２オブザーバ２４でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₂）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₃）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）を推定して出力する。

第４オブザーバ２８には、時間ΔＴ₃経過後、第２スイッチング素子１６がオフ状態にされてから第１スイッチング素子１４がオン状態にされるまでのデッドタイム時間ΔＴ₄が入力される。第４オブザーバ２８は、時間ΔＴ₄の入力を受けると、第３オブザーバ２６から入力されたリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₃）の向きに応じてオブザーバ４０，４２のいずれかを選択する。オブザーバ４０が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₄、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ２２でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₄）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）を推定して出力する。オブザーバ４２が選択された場合、第１スイッチング素子１４がオフ状態のときの状態方程式（数式（５）及び数式（６））のＴに時間ΔＴ₄、ｖ_c（ｔ）に第１オブザーバ２２でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₃）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入してリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₄）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）を推定して出力する。

第５オブザーバ３０には、デッドタイム時間ΔＴ₄経過後、第１スイッチング素子１４がオン状態にされてから第２スイッチング素子１６がオフ状態にされるまでの時間ΔＴ₅が入力される。第５オブザーバ３０は、時間ΔＴ₅の入力を受けると、第１スイッチング素子１４がオン状態のときの状態方程式（数式（２）及び数式（３））のＴに時間ΔＴ₅、ｖ_c（ｔ）に第４オブザーバ２８でのコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₄）、ｖ_b（ｔ）に電源電圧ｖ_bの測定値、ｉ_m（ｔ）に出力電流ｉ_mの測定値を代入、さらに前回の第５オブザーバ３０での前回のコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₅）にオブザーバゲインｋ₁，ｋ₂を乗算した値をフィードバックして新たなリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（ΔＴ₅）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（ΔＴ₅）を推定して出力する。

このような処理によって、図７に示すように、各時刻におけるリアクトル電流ｉ_Lの推定値ｉ_L（チルダ）（Ｔ）及びコンデンサ電圧ｖ_cの推定値ｖ_c（チルダ）（Ｔ）を推定することができる。

本実施の形態における電力変換装置１００の効果について説明する。図８は、特許文献１に記載された従来技術に基づいて求めたコンデンサ電圧ｖ_cとリアクトル電流ｉ_Lの時間変化を示す。図９は、図８のリアクトル電流ｉ_Lの時間変化を拡大して示した図である。図９において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図９に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）とリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の絶対値には誤差がみられた。

また、図１０は、特許文献１に記載された従来技術に基づいて求めたリアクトル電流ｉ_Lの周波数応答性を示す。周波数応答性は、電圧の目標値を正弦波で変化させた時の電圧制御追従性評価時の電流推定精度をみた結果である。図１０において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図１０に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の変動周期はリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の変動周期に近くなったが、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の絶対値はリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）に対してオフセットして一致しなかった。

図１１は、本実施の形態における電力変換装置１００で求めたリアクトル電流ｉ_Lの時間変化を拡大して示した図である。図１１において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図１１に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）とリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の絶対値は略一致した。

また、図１２は、本実施の形態における電力変換装置１００で求めたリアクトル電流ｉ_Lの周波数応答性を示す。図１２において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図１２に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の変動周期はリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の変動周期に一致し、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の絶対値もリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）に対してオフセットせずにほぼ一致した。

なお、本実施の形態では、数式（１）及び数式（４）を双１次変換を利用して離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

例えば、後退差分を適用して数式（１）を離散化すると数式（７）のように表わすことができる。また、数式（７）に対して係数Ａ，Ｂ及びＣを数式（８）のように定義できる。

また、後退差分を適用して数式（４）を離散化すると数式（９）のように表わすことができる。また、数式（９）に対して係数Ａ，Ｂ及びＣを数式（１０）のように定義できる。

このように後退差分を利用して数式（１）及び数式（４）を離散化させた状態方程式を第１オブザーバ２２〜第５オブザーバ３０に適用することによって同様にリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）を推定することができる。

なお、電力変換装置１００にインバータ及びモータが１台接続されている場合の出力電流計算器は数式（１１）により出力電流ｉ_mを算出することができる。ここで、数式（１１）では、モータのｄ軸電圧指令ｖ_d、モータのｑ軸電圧指令ｖ_q、デッドタイム誤差ｄ軸電圧ｖ_dd及びデッドタイム誤差ｑ軸電圧ｖ_qdとしている。

インバータ及びモータが２台以上の場合には、数式（１１）の分子にモータパワーを加算すればよい。

以上のように、本発明の実施の形態によれば、第１スイッチング素子１４のオン状態とオフ状態とにおいて異なる状態方程式を適用したオブザーバを用いることでリアクトル電流の推定誤差を抑制することができる。また、デッドタイム時間のリアクトル電流の推定値が正の場合と負の場合においてそれぞれ第１スイッチング素子１４がオン状態の状態方程式及びオフ状態の状態方程式を適用することでリアクトル電流の推定誤差を抑制することができる。さらに、コンデンサ電圧の推定値をフィードバックすることで、リアクトル電流の推定精度を高めることができる。

＜第２の実施の形態＞
第１の実施の形態では、デューティｄを考慮しない状態方程式を用いて推定処理を行う態様とした。第２の実施の形態における電力変換装置１００は、デューティｄ及びデッドタイム時間ΔＴ₂，ΔＴ₄による誤差デューティΔｄを考慮した状態方程式を用いて推定処理を行う。

なお、第２の実施の形態における電力変換装置１００の構成は、第１の実施の形態における電力変換装置１００と同様であり、適用される状態方程式のみが異なるので相違点のみについて説明する。

キャリア信号の周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティｄを考慮した状態方程式は数式（１２）のように示される。

数式（１２）に対して同一次元オブザーバとして双１次変換を適用して離散化すると数式（１３）のように表わすことができる。

また、数式（１３）に対して係数Ａ、Ｂ及びＣを数式（１４）のように定義できる。

図１３は、本実施の形態における電力変換装置１００で求めたリアクトル電流ｉ_Lの時間変化を拡大して示した図である。図１３において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図１３に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）とリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の絶対値は略一致した。

また、図１４は、本実施の形態における電力変換装置１００で求めたリアクトル電流ｉ_Lの周波数応答性を示す。図１４において、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は細実線、リアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）は太実線で示す。図１４に示されているように、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の変動周期はリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）の変動周期に一致し、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）の絶対値もリアクトル電流ｉ_Lの検出値（実測値）に対してオフセットせずにほぼ一致した。

なお、本実施の形態では、同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、数式（１１）を双１次変換を利用して離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

以上のように、状態方程式にデッドタイム時間において発生するデューティ誤差を外乱として付加した外乱オブザーバを構成することで、電力変換装置１００におけるリアクトル電流の推定精度をより高めることができる。

１０ 直流電源、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１８ コンデンサ、２０ スイッチング間時間計算器、２２ 第１オブザーバ、２４ 第２オブザーバ、２６ 第３オブザーバ、２８ 第４オブザーバ、３０ 第５オブザーバ、４０，４２ オブザーバ、４４ 切替スイッチ、１００ 電力変換装置、１０２ 負荷、２００ オブザーバ。

Claims (6)

1. 電源に接続されるリアクトルと、
   前記リアクトルに流れる電流を制御する第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
   前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサと、
   を備えた直流電力変換用の電力変換装置であって、
   前記電源の電源電圧ｖ_ｂ、前記コンデンサの端子電圧ｖ_ｃ及び出力電流ｉ_ｍに基づいて前記リアクトルを流れるリアクトル電流ｉ_Ｌを推定するオブザーバを備え、
   前記オブザーバは、前記第１スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式及び前記第２スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式に対して前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及び前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子が同時にオフとなるデッドタイム時間を適用することによって前記リアクトル電流ｉ _Ｌ を推定することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記オブザーバは、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のオン状態／オフ状態のデューティと三角波比較ＰＷＭとに基づいて前記第１スイッチング素子のオン時間、前記第２スイッチング素子のオン時間及び前記デッドタイム時間を算出することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
   前記オブザーバは、前記デッドタイム時間では、前記リアクトル電流の推定値が正の場合には前記第１スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式を適用し、前記リアクトル電流の推定値が負の場合には前記第２スイッチング素子がオン状態のときの状態方程式を適用することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記オブザーバは、前記デッドタイム時間において発生するデューティ誤差を外乱として付加した外乱オブザーバであることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記オブザーバは、キャリア信号の周期に同期したタイミングでサンプリングされた電源電圧ｖ_ｂ、出力電流ｉ_ｍ及びコンデンサ電圧ｖ_ｃを入力として、前記タイミング毎に前記リアクトル電流ｉ_Ｌを推定することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電流変換装置であって、
   インバータの３相電圧指令及び３相電流検出値に基づき前記出力電流ｉｍを算出することを特徴とする電力変換装置。