JP5803946B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

本発明は、チョッパー型のスイッチングレギュレータに関する。

チョッパー型のスイッチングレギュレータの制御方法の一つとして、カレントモード制御が知られている。
カレントモード制御は、出力電圧の指令値に対する計測値の誤差を表す誤差信号に基づいてスイッチング時間を制御するフィードバックループに、リアクトル電流の検出結果を組み込むことによって、出力電圧の変化に従ってリアクトル電流を制御するものである。

ここで、負荷電流が大きく変動した場合を考えると、その変化に制御が追従するまでの間は、負荷が接続される出力端子間に設けられた平滑コンデンサから電荷が供給される。しかも、出力電圧（コンデンサの両端電圧）の変化、ひいては誤差信号の変化は、負荷電流の変化より遅れて現れるため制御の応答が遅れてしまい、その応答の遅れによって一時的に出力電圧が低下することになる。

これに対して、リアクトル電流に代えて、リアクトル電流と負荷電流の差をフィードバックループに組み込む制御方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。リアクトル電流と負荷電流の差は降圧チョッパでは負荷電流の変化成分に相当するため、負荷電流の変化に制御が直接応答し、リアクトル電流に反映させることができるメリットがある。

特開２００２−２８１７４２号公報

しかし、特許文献１に記載の従来装置では、定常動作状態において、リアクトル電流と出力電流とが一致するタイプのスイッチングレギュレータ（例えば、降圧タイプ）にしか適用することができないという問題があった。

即ち、出力電圧を昇降圧するタイプのスイッチングレギュレータでは、定常動作状態であっても、リアクトル電流と出力電流とは一致しないため、負荷電流の変化を的確に検出することができず、負荷電流に対する応答性を十分に向上させることが期待できないためである。

本発明は、上記問題点を解決するために、降圧及び昇圧等の種類によらず、負荷電流に対して良好な応答性が得られるスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

本発明のスイッチングレギュレータは、直流電圧が印加される入力端子と、リアクトルと、出力端子間に設けられ、リアクトルから供給される電流によって充電されるコンデンサと、入力端子を介して直流電圧がリアクトル両端に印加される第１動作状態、および少なくともリアクトル及び出力端子間に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態を少なくとも有し、これら動作状態間を切り替えるスイッチング回路と、スイッチング回路での第１動作状態及び第２動作状態の動作比率を制御する制御回路とを備えている。

そして、制御回路では、基準指令値生成部が、予め設定された指令電圧に対する出力電圧（出力端子間の電圧）の偏差に応じた基準指令値を生成し、付加指令値生成部が、コンデンサから負荷に向けて供給される電力を反映した値である流出電力量とリアクトルからコンデンサに向けて供給される電力を反映した値である流入電力量との差に応じた付加指令値を生成する。

そして、制御回路は、基準指令値及び付加指令値に従って、指令電圧より出力電圧が小さいほど、及び流入電力量より流出電力量が大きいほど第１動作状態の比率が大きくなるように動作比率を制御する。

なお、スイッチングレギュレータが定常運転状態にある時には、流入電力量と流出電力量は等しく、出力端子から出力される電流である出力電流（負荷電流）が増大すると流出電力量の方が大きく、出力電流が減少すると流入電力量の方が大きくなる。

このように、本発明のスイッチングレギュレータでは、電流差ではなく電力差に従って制御をするため、定常運転状態の時にリアクトル電流と出力電流とが異なるタイプであっても、出力電流の変化を的確に検出することができ、出力電圧を一定にする制御を精度よく行うことができる。

なお、付加指令値を求める際に、流入電力量及び出力電力量として、電源電圧，リアクトル電流から求めた電力値及び出力電圧，出力電流から求めた電力値をそのまま用いてもよいし、上記両電力値を、電源電圧または出力電圧で除したもの、即ち、流入電力量及び出力電力量に比例した電流値を用いてもよい。

第１実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 制御信号生成部の変形例を示す回路図である。 第２実施形態のスイッチングレギュレータにおける指令値生成部の構成を示す制御ブロック図である。 第３実施形態のスイッチングレギュレータにおける指令値生成部の構成を示す制御ブロック図である。 第４実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第５実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 制御信号生成部の変形例を示す回路図である。 第６実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 出力電流の他の検出方法を示す回路図である。 第７実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第８実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第９実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 制御信号生成部の変形例を示す制御ブロック図である。 第１０実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第１１実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第１２実施形態のモータ駆動システムの構成を示す回路図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
＜全体構成＞
まず、本発明を昇圧コンバータとして動作するチョッパー型スイッチングレギュレータに適用した例について説明する。

図１に示すように、スイッチングレギュレータ１は、直流電源ＰＳから電源供給を受けて動作し、予め設定された指令電圧で負荷ＬＤに対する電源供給を行う回路部１０と、回路部１０で検出される入力電圧ＶＩ，リアクトル電流ＩＬ，出力電圧ＶＯ，出力電流ＩＣに基づいて指令値Ｃを生成する指令値生成部３０と、指令値生成部３０で生成された指令値Ｃに従って、回路部１０を制御するスイッチング信号Ｓを生成する制御信号生成部４０とを備えている。

＜回路部＞
回路部１０は、直流電源ＰＳが接続される入力端子Ｔａ，Ｔｂと、入力端子Ｔａ，Ｔｂに接続される直流電源ＰＳと共に閉回路を形成するように接続されたリアクトルであるチョークコイル１３と、チョークコイル１３から入力端子Ｔｂ（直流電源ＰＳの負極側）に接続されたグランドラインＧに至る経路を、スイッチング信号Ｓに従って断続するスイッチング素子１４とを備えている。なお、スイッチング素子１４は、Ｎ型の電界効果トランジスタからなり、ソースからドレインに電流を流す寄生ダイオードを有した周知のものである。

また、回路部１０は、チョークコイル１３におけるスイッチング素子１４との接続端と出力端子（正極側）Ｔ１との間に、チョークコイル１３から出力端子Ｔ１に向かう方向を順方向として接続されたダイオード１５と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された平滑用のコンデンサ１６とを備えている。

更に、回路部１０は、直列接続された一対の抵抗器からなり、入力端子Ｔａ，Ｔｂ間に接続され、入力端子Ｔａ，Ｔｂ１１間の印加電圧（即ち、直流電源ＰＳが供給する電源電圧）に比例した電圧（以下「入力電圧」という）ＶＩを発生させる分圧回路２１と、入力端子Ｔａ（直流電源ＰＳの正極側）からチョークコイル１３に至る電流経路に設けられチョークコイル１３を流れる電流（以下、リアクトル電流という）ＩＬを検出する電流検出器２２と、直列接続された一対の抵抗器からなり、出力端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧に比例した電圧（以下「出力電圧」という）ＶＯを発生させる分圧回路２３と、ダイオード１５のカソードから出力端子Ｔ１に至る電流経路に設けられ、コンデンサ１６が接続された地点より出力端子Ｔ１側にて、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷ＬＤに流れる電流（出力電流）ＩＣを検出する電流検出器２４を備えている。なお、分圧回路２１，２３は、同じ分圧比となるように設定されている。

このように構成された回路部１０は、スイッチング素子１４がオンしている場合、直流電源ＰＳとチョークコイル１３とで形成される閉回路に電流が流れ（以下、この状態を「第１動作状態」という）、これによってチョークコイル１３には電磁エネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子１４がオフしている場合、直流電源ＰＳ，チョークコイル１３，ダイオード１５，出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷ＬＤによって形成される閉回路に電流が流れる（以下、この状態を「第２動作状態」という）。このとき、直流電源ＰＳの電源電圧に、チョークコイル１３の両端電圧を加えた電圧（即ち、電源電圧より昇圧された電圧）が、ダイオード１５を介して負荷ＬＤに印加される。

第１動作状態では、リアクトルに電磁エネルギーが蓄積されるのに伴い、リアクトル電流が増大する。リアクトル電流の増大は入力電流の増大を意味するため、スイッチング信号Ｓのデューティ比（時比率）が大きいほど、入力端子Ｔａ，Ｔｂを介して直流電源ＰＳから供給される電力は大きくなる。このため、スイッチング信号Ｓのデューティ比（時比率）が大きいほど、入力端子Ｔａ，Ｔｂからの供給電力は大きく、それに伴ってチョークコイル１３から出力端子Ｔ１，Ｔ２側に向けて供給される電力は大きくなる。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０は、出力電圧ＶＯに従って、基準指令値Ｃ０を生成する基準指令値生成部３１と、入力電圧ＶＩ，出力電圧ＶＯ，出力電流ＩＣに従って第１付加指令値Ｃ１を生成する第１付加指令値生成部３２と、リアクトル電流ＩＬに従って第２付加指令値Ｃ２を生成する第２付加指令値生成部３３を備えている。

また、指令値生成部３０は、第１付加指令値生成部３２で生成された第１付加指令値Ｃ１を、基準指令値生成部３１で生成された基準指令値に反映させる加算器３４と、加算回路３４の出力が、予め設定された上限値を上回っている場合には上限値に、予め設定された下限値を下回っている場合には下限値に制限するリミッタ３５と、リミッタ３５の出力に第２付加指令値生成部３３で生成された第２付加指令値Ｃ２を反映させることで指令値Ｃを生成する加算器３６を備えている。

このうち、基準指令値生成部３１は、指令電圧を、分圧回路２１，２３と同じ分圧比で分圧した大きさに設定された基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差を求め、その偏差に対してＰＩ（積分，比例）演算を行うことで基準指令値Ｃ０を生成する。

第１付加指令値生成部３２は、出力電流ＩＣを係数α倍してローパスフィルタを施したもの（α×ＩＣ）に、出力電圧ＶＯを係数β倍したもの（β×ＶＯ）を乗じた結果を、入力電圧ＶＩを係数β倍したもの（β×ＶＩ）で除することで第１付加指令値Ｃ１（＝α×ＶＯ／ＶＩ）を生成する。つまり、第１付加指令値Ｃ１は、回路部１０が定常動作状態にあるものとして、出力電圧ＶＯ，出力電流ＩＣ，入力電圧ＶＩから求めたリアクトル電流の推定値である。また、第１付加指令値Ｃ１は、コンデンサ１６から出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷に向けて供給される電力（コンデンサ１６から流出する電力）に比例した流出電力量を表すものである。

第２付加指令値生成部３３は、リアクトル電流ＩＬを係数α倍したものにローパスフィルタを施すことによって第２付加指令値Ｃ２（＝α×ＩＬ）を生成する。つまり、第２付加指令値Ｃ２は、チョークコイル１３からコンデンサ１６に向けて供給される電力（コンデンサ１６に流入する電力）に比例した流入電力量を表すものである。

そして、加算器３４では、基準指令値Ｃ０に極性を反転させた第１付加指令値Ｃ１を加算し、加算器３６では、リミッタ３５の出力に、第２付加指令値Ｃ２を加算する。つまり、リミッタ３５による制限が加えられていない場合、指令値Ｃは、Ｃ＝Ｃ０−（Ｃ１−Ｃ２）で表される。

なお、回路部１０が定常動作状態にある時は、Ｃ１＝Ｃ２となるため、指令値Ｃは基準指令値Ｃ０に等しくなる。また、負荷電力が増大する方向に変化すると一時的にＣ１＞Ｃ２となり、負荷電力が減少する方向に変化すると一時的にＣ１＜Ｃ２となる。

つまり、出力電圧ＶＯが基準電圧Ｖｒｅｆより大きいほど、また、負荷電力が減少する方向に大きく変化するほど、指令値Ｃは大きな値となるように設定されている。
＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０は、ノコギリ波を発生させるノコギリ波生成回路４１と、ノコギリ波生成回路４１で発生するノコギリ波と指令値生成部３０で生成された指令値とを比較することで、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成するコンパレータ４２と、コンパレータ４２の出力に接続されたドライバ回路４３とを備え、ドライバ回路４３の出力がスイッチング信号Ｓとしてスイッチング素子１４に供給される。

つまり、指令値Ｃが増加すると、スイッチング信号Ｓのデューティ比（時比率）が小さくなるため、入力端子Ｔａ，Ｔｂ（即ち、直流電源ＰＳ）からチョークコイル１３を介して出力端子Ｔ１，Ｔ２側に供給される電力は、指令値Ｃが増加すると減少し、指令値Ｃが減少すると増加する。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ１では、流出電力量を表すリアクトル電流ＩＬの推定値と流入電力量を表すリアクトル電流ＩＬの計測値との差から負荷変動を検出し、これをスイッチング信号Ｓのデューティ比を決定する指令値Ｃに反映させている。このため、定常動作状態でリアクトル電流ＩＬと出力電流ＩＣとが一致しない場合でも、負荷変動を精度よく検出することができ、負荷変動に対して応答性のよい制御を実現することができる。

スイッチングレギュレータ１では、指令値Ｃを制限するリミッタ３５を設けているため、過大なリアクトル電流ＩＬが流れてしまうことを防止することができる。
＜負荷応答性＞
ここで、本実施形態のスイッチングレギュレータ１と、回路部１０を前提とするスイッチングレギュレータに従来技術を適用したものとで、負荷応答性につい考察する。具体的には、回路部１０が、定常動作状態にある時に、負荷電流（即ち、出力電流ＩＣ）に微少な攪乱成分が乗った場合に発生する出力電圧ＶＯの攪乱の大きさを比較することにより、負荷変動に対する出力電圧ＶＯの安定性を示す。

なお、ここでは、簡単のために、係数β，ＬＰＦ，リミッタ３５を省略して考えるものとする。
また、従来技術を適用したスイッチングレギュレータでは、出力電流ＩＣが第１付加指令値Ｃ１、リアクトル電流ＩＬが第２付加指令値Ｃ２になる。

まず、スイッチング信号Ｓの時比率をＤ、チョークコイル１３のインダクタンスをＬ、コンデンサ１６の容量をＣとすると、回路部１０の動作は、（１）（２）式によって表すことができる。

（１）式をＤについて解いた式を、（２）式に代入して整理すると（３）式が得られる。

リアクトル電流ＩＬ、出力電圧ＶＯ、出力電流ＩＣの定常動作の成分をそのまま、ＩＬ、ＶＯ、ＩＣで表し、微小攪乱の成分をΔＩＬ、ΔＶＯ、ΔＩＣで表すものとし、（１）（３）式において、ＩＬをＩＬ＋ΔＩＬ、ＶＯをＶＯ＋ΔＶＯ、ＩＣをＩＣ＋ΔＩＣに置き換えると共に、時間微分をラプラス演算子ｓに置き換えると、（４）（５）式が得られる。

ただし、（３）式の導出においては、定常状態で入力電力と出力電力が等しい、すなわちＶＩ×ＩＬ＝ＶＯ×ＩＣであることを用いた。

従来装置の制御系では、時比率Ｄは（６）式で与えられ、本発明では、（７）式で与えられる。但し、ＰＩ制御におけるゲインをＫ、時定数をＴで表し、ＰＷＭ変調の係数は１であるものとする。

（６）式を（４）（５）式に代入して、微小項を無視する近似や、定常状態の時に成立する関係を利用して整理すると（８）式が得られ、（７）式を（４）（５）式に代入して同様の整理を行うと（９）式が得られる。

（８）（９）式は、微小な負荷電流変動に対する出力電圧の変動を示している。両者は、分母が等しく、且つ、分子の多項式の最低次数を比較すると、前者（従来）は１次であるのに対して、後者（本発明）は２次である。

ここで、負荷電流変動に十分に緩やかな微小正弦波変動を仮定すると、ｓは周波数に比例するため、ｓの２次以上の項は無視できるほど小さくなる。
従って、緩やかな負荷変動に対して後者の方が前者よりも電圧変動が小さいことがわかる。

このことは、本実施形態のスイッチングレギュレータ１は、従来技術と比較して、出力の負荷追随性が向上したことを示している。
＜変形例＞
基準指令値生成部３１は、出力電圧ＶＯと基準電圧Ｖｒｅｆとの偏差をＰＩ制御した結果を基準指令値Ｃ０として出力しているが、偏差を時間積分のみした結果、或いは、偏差を定数倍のみした結果を基準指令値Ｃ０として出力するようにしてもよい。

指令値生成部３０において、リアクトル電流ＩＬや出力電流ＩＣを係数α倍した後、ローパスフィルタで処理しているが、ローパスフィルタを省略してもよい。また、リアクトル電流ＩＬや出力電流ＩＣに対する係数α倍、入力電圧ＶＩ出力電圧ＶＯに対する係数β倍を省略してもよい。また、リミッタ３５を省略してもよい。

制御信号生成部４０は、ノコギリ波生成回路４１とコンパレータ４２の代わりに、図２（ａ）に示す制御信号生成部４０ａのように、一方の入力端子に指令値Ｃが入力され、他方の入力端子が接地されたヒステリシス付きコンパレータ４４、或いは通常のコンパレータ（図示せず）を用いて正負極性判定を行うように構成してもよい。

また、図２（ｂ）に示すように、第２付加指令値Ｃ２を、リミッタ３５の出力（基準指令値Ｃ０に第１付加指令値Ｃ１を反映させたもの）に反映させる代わりに、ノコギリ波生成回路４１の出力に反映させるように構成してもよい。この場合、前者に反映させる場合とは逆極性で反映させればよい。つまり、数理的に等価な別の演算方法を用いて、指令値Ｃに対して基準指令値Ｃ０、第１付加指令値Ｃ１、第２付加指令値Ｃ２を反映させてもよい。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。
本実施形態では、指令値生成部３０の構成の一部が異なる以外は、第１実施形態と同様の構成を有している。

ここでは、第１実施形態と同じ構成については同一の符号を付して説明を省略し、構成の相違する部分を中心に説明する。以下、他の実施形態においても同様である。
＜指令値生成部＞
本実施形態における指令値生成部３０ａは、図３に示すように、第１付加指令値生成部３２ａ、第２付加指令値生成部３３ａの構成が異なっている。

第１付加指令値生成部３２ａは、出力電流ＩＣを係数α倍した結果を第１付加指令値Ｃ１として出力するように構成されている。
一方、第２付加指令値生成部３３aは、リアクトル電流ＩＬを係数α倍したものに、入力電圧ＶＩを係数β倍したものを乗じた結果（即ち、入力電力に比例した値）から、出力電圧ＶＯを係数β倍したもので除した結果（即ち、回路部１０が定常動作状態であると仮定して求めた出力電流ＩＣの推定値）を第２付加指令値Ｃ２として出力するように構成されている。

＜効果＞
以上説明したように、本実施形態では、流出電力量を表す出力電流ＩＣの計測値と、流入電力量を表す出力電流ＩＣの推定値との差から負荷変動を検出し、これを指令値Ｃに反映させている。このため、第１実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。

また、負荷応答性については、（９）式において、αをαＶＩ／ＶＯに変更すればよく、第１実施形態の場合と同様の効果が得られることは明らかである。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態について説明する。

本実施形態では、指令値生成部３０の構成の一部が異なる以外は、第１実施形態と同様の構成を有しているため、この相違する部分についてのみ説明する。
＜指令値生成部＞
本実施形態における指令値生成部３０ｂは、図４に示すように、第１付加指令値生成部３２ｂ、第２付加指令値生成部３３ｂ、リミッタ３５ａの構成が異なっている。

第１付加指令値生成部３２ｂは、出力電流ＩＣを係数α倍したものに、出力電圧ＶＯを係数β倍したものを乗じた結果（即ち、出力電力に比例した値）を第１付加指令値Ｃ１として出力するように構成されている。

一方、第２付加指令値生成部３３ｂは、リアクトル電流ＩＬを係数α倍したものに、入力電圧ＶＩを係数βしたものを乗じた結果（即ち、入力電力に比例した値）を第２付加指令値Ｃ２として出力するように構成されている。

更に、リミッタ３５ａは、入力電圧ＶＩを係数β倍した値に比例して、上限値や下限値が可変設定されるように構成されている。
リミッタ３５ａは、入力が所定の電力以上を流入させた場合に更なる電力の流入を抑制するように機能する。そこで、上下限値を入力電力に比例させることで、入力電流値に一定の上下限を持たせるように制御することが出来る。

＜効果＞
以上説明したように、本実施形態では、流出電力量を表す出力電流ＩＣ及び出力電圧ＶＯから求めた電力と、流入電力量を表すリアクトル電流ＩＬ及び入力電圧ＶＩから求めた電力との差から負荷変動を検出し、これを指令値Ｃに反映させている。このため、第１実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。

また、負荷応答性については、（９）式において、αをαＶＩに変更すればよく、第１実施形態の場合と同様の効果を得られることは明らかである。
［第４実施形態］
次に、第４実施形態について説明する。

本実施形態のスイッチングレギュレータ２は、図５に示すように、回路部１０ａ，指令値生成部３０ｃ，制御信号生成部４０を備えている。制御信号生成部４０については、第１実施形態の場合と同様であるため説明を省略し、構成の一部が異なる回路部１０ａ，指令値生成部３０ｃを中心に説明する。

＜回路部＞
回路部１０ａは、分圧回路２１が省略されている以外は、回路部１０と同様の構成を有している。但し、本実施形態では、定常動作状態の時に、直流電源ＰＳからの供給電圧（即ち、入力電圧ＶＩ）と、負荷ＬＤに印加される電圧（即ち、出力電圧ＶＯ）とがほぼ（１０）式の関係を有する条件、即ち、両者の比が常に一定となる条件で使用されるものとする。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０ｃは、第１付加指令値生成部３２ｃ、第２付加指令値生成部３３ｃの構成が異なっている。

具体的には、第１付加指令値生成部３２ｃは、出力電流ＩＣを係数α１倍したものを第１付加指令値Ｃ１として出力し、第２付加指令値生成部３３ｃは、リアクトル電流ＩＬを係数α２倍したものを第２付加指令値Ｃ２として出力するように構成されている。

つまり、回路部１０ａが定常運転状態の時には（１１）式が成立し、これを（１０）式を用いて変形した（１２）式を整理すると（１３）式が得られる。

（１３）式の左辺が流出電力量を表す第１付加指令値Ｃ１であり、右辺が流入電力量を表す第２付加指令値Ｃ２となる。
＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ２によれば、流出電力量を表すに出力電流ＩＣを係数α１倍した値（α１×ＩＣ）と、流入電力量を表すリアクトル電流ＩＬを係数α２倍した値（α２×ＩＬ）の差から負荷変動を検出し、これを指令値Ｃに反映させている。このためスイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができる。

＜変形例＞
ここでは、出力電流ＩＣ及びリアクトル電流ＩＬをいずれも係数倍しているが、リアクトル電流ＩＬだけをα２／α１倍するか、或いは、出力電流ＩＣだけをα１／α２倍するように構成してもよい。

［第５実施形態］
次に、第５実施形態について説明する。
本実施形態のスイッチングレギュレータ３は、図６に示すように、回路部１０ｂ，指令値生成部３０ｘ，制御信号生成部４０ｃを備えている。

＜回路部＞
回路部１０ｂは、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２５が、入力端子Ｔａ（直流電源ＰＳの正極側）とチョークコイル１３との間ではなく、スイッチング素子１４とグランドラインＧとの間に設けられている。つまり、スイッチング素子１４がオンしている時にリアクトル電流ＩＬを検出できるように構成されている。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０ｘは、指令値生成部３０と同様の構成を有しているが、基準指令値生成部３１を構成する加算器、及び第１付加指令値Ｃ１，第２付加指令値Ｃ２を指令値Ｃに反映させる加算器３４，３６の加算時の極性を適宜設定することにより、第１実施形態とは逆に、出力電圧ＶＯが基準電圧Ｖｒｅｆより小さいほど、また、入力電力と負荷電力の差が小さいほどほど、指令値Ｃは大きな値となるように設定されている。

＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０ｃは、ノコギリ波生成回路４１、コンパレータ４２、ドライバ回路４３に加えて、ノコギリ波の周期に同期したパルス信号を生成するパルス信号生成回路４５と、生成されたパルス信号を反転させる反転回路４６と、コンパレータ４２の出力と反転回路４６の出力がいずれもハイレベルの時にハイレベルとなる信号を出力する論理積（ＡＮＤ）回路４７と、パルス信号をセット入力、ＡＮＤ回路４７の出力をリセット入力として動作するＲＳフリップフロップ回路４８とを備えている。そして、ＲＳフリップフロップ回路４８の正出力Ｑから出力される信号が、スイッチング信号Ｓとしてドライバ回路４３を介して出力されるように構成されている。

＜動作＞
このように構成されたスイッチングレギュレータ３では、パルス信号が出力されるタイミングで、スイッチング信号Ｓがハイレベルに変化すると、スイッチング素子１４がオンする。スイッチング素子１４がオンしている間は、電流検出器２５にてリアクトル電流ＩＬが正しく検出されるため、指令値生成部３０は正常に動作し、回路部１０ｂの動作状態に応じた指令値Ｃを生成する。

その後、ノコギリ波が指令値Ｃを越えたタイミングで、スイッチング信号Ｓがロウレベルに変化すると、スイッチング素子１４がオフする。スイッチング素子１４がオフしている間は、電流検出器２５にてリアクトル電流ＩＬが正しく検出されないが、パルス信号がスイッチング信号Ｓを再びハイレベルに変化させるまでの間は、指令値生成部３０を動作させる必要がないため問題が生じることはない。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ３によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果が得られるだけでなく、スイッチング素子１４がオフしている最中において電流検出器の通電電流が発生しないため、電流検出における電力損失の発生を好適に低減することができる。

＜変形例＞
本実施形態のように、スイッチング素子１４のオン期間のみリアクトル電流ＩＬを検出する場合、制御信号生成部４０ｃの代わりに、図７に示すように、コンパレータ４２，ワンショットマルチバイブレータ４９，ドライバ回路４３によって構成された制御信号生成部４０ｄを用いてもよい。

この場合、通常時は、スイッチング信号Ｓがハイレベル（スイッチング素子１４がオン）であり、指令値Ｃが閾値（ここではゼロ）を越えて低下するとワンショットマルチバイブレータ４９に信号が入力され、スイッチング信号Ｓがロウレベル（スイッチング素子１４がオフ）に変化する。その後、予め設定された一定期間が経過すると、ワンショットマルチバイブレータ４９の信号が変化することで、自動的にスイッチング信号Ｓがハイレベル（スイッチング素子１４がオン）に変化する。つまり、スイッチング素子１４を、自動的にオフからオンに変化させることができるため、制御信号生成部４０ｃと同様の作用を実現することができる。但し、制御信号生成部４０ｄでは、制御信号生成部４０ｃとは異なり、スイッチング素子１４のオフ期間は一定で、オン期間のみが指令値Ｃに従って変化することになるため、オンオフ周期は不定となる。

［第６実施形態］
次に、第６実施形態について説明する。
本実施形態のスイッチングレギュレータ４は、図８に示すように、回路部１０ｃ，指令値生成部３０，制御信号生成部４０ｅを備えている。

＜回路部＞
回路部１０ｃは、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２６が、直流電源ＰＳの正極とチョークコイル１３の間ではなく、ダイオード１５のカソードと、コンデンサ１６の接続端との間に設けられている。つまり、スイッチング素子１４がオフしている時にリアクトル電流ＩＬを検出できるように構成されている。

このため、指令値生成部３０は、第５実施形態の指令値生成部３０ｘではなく、第１実施形態のものが用いられている。
また、制御信号生成部４０ｅは、第５実施形態の制御信号生成部４０ｃと異なり、ＲＳフリップフロップ回路４８のセット入力とリセット入力を入れ替えて接続した構成となっている。このため、制御信号生成部４０ｅでは、制御信号生成部４０ｃと異なり、パルス信号が出力されるタイミングでスイッチング素子１４はオフする。スイッチ素子１４がオフしている間は、電流検出器２６にてリアクトル電流ＩＬが正しく検出されるため、指令値生成部３０は正常に動作する。その後、のこぎり波が指令値Ｃを超えたタイミングでスイッチング信号Ｓがハイレベルに変化し、スイッチ素子１４がオンする。スイッチ素子１４がオンしている間は、リアクトル電流ＩＬが正しく検出されないが、パルス信号がスイッチング信号Ｓを再びロウレベルに変化させるまでの間は、指令値生成部３０を動作させる必要がないため問題とならない。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ４によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができる。

＜変形例＞
なお、出力電流ＩＣを検出する電流検出器２４を省略し、代わりに、出力電圧ＶＯとリアクトル電流ＩＬとから、出力電流ＩＣを求めるように構成してもよい。

具体的には、例えば、図９（ａ）に示すように、出力電圧ＶＯを微分し、その出力をコンデンサ１６の静電容量に応じて決定した係数Ｋ倍したものを、リアクトル電流ＩＬから減じることで出力電流ＩＣを求めればよい。

なお、出力電圧ＶＯの微分は、図９（ｂ）に示すような微分回路を用いてもよく、この場合、微分回路の出力が反転したものとなるため、これに応じてリアクトル電流ＩＬとの加算の極性を適宜変更すればよい。

また、同様に、他の実施形態においても出力電圧ＶＯの微分値から出力電流ＩＣを推定し、これを用いることで出力電流ＩＣを検出する電流検出器２４を省略してもかまわない。

例えば、第１〜第５実施形態においてスイッチ１４をオンしている最中は、出力電圧ＶＯの微分値がＩＣに比例することを用いることでＩＣを推定し、これを電流検出器２４の出力に替えてもよい。

特に、第５実施形態においては、スイッチ１４のオフ期間中は指令値生成部３０ｘを動作させる必要がないことから、出力電圧ＶＯの微分値をそのまま電流検出器２４の出力に替えても構わない。

次に、第７実施形態について説明する。
第１〜第６実施形態では、本発明を昇圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータに適用した例を示したが、本実施形態では、双方向昇圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータに適用した例を示す。

＜全体構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ５は、図１０に示すように、回路部１０ｄ，指令値生成部３０，制御信号生成部４０を備えている。また、スイッチングレギュレータ５は、制御信号生成部４０が生成するスイッチング信号Ｓを反転させる反転回路５０、スイッチング信号Ｓにより駆動されるドライバ回路５１、反転回路５０の出力（即ち、反転したスイッチング信号Ｓ）により駆動されるドライバ回路５２を備えており、ドライバ回路５１の出力をスイッチング信号Ｓ１として、ドライバ回路５２の出力をスイッチング信号Ｓ２として回路部１０ｄに供給するように構成されている。なお、この場合、制御信号生成部４０のドライバ回路４３は省略してもよい。

＜回路部＞
回路部１０ｄは、ダイオード１５の代わりに、スイッチング素子１７を設けた以外は、第１実施形態の回路部１０と同様に構成されている。但し、スイッチング素子１４はスイッチング信号Ｓ１によって駆動され、スイッチング素子１７はスイッチング信号Ｓ２によって駆動される。

＜動作＞
このように構成されたスイッチングレギュレータ５は、スイッチングレギュレータ１と同様に動作する。但し、スイッチング素子１７が存在することにより、出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された負荷ＬＤから入力端子Ｔａ，Ｔｂに接続された直流電源ＰＳに向かう電流が遮断されないため、双方向の電力供給が可能となる。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ５によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果が得られるだけでなく、直流電源ＰＳが二次電池で構成されている場合に、直流電源ＰＳの充電にも用いることができる。

なお、スイッチングレギュレータ５には、第２〜第７実施形態に示したいずれかの構成を適用してもよい。
［第８実施形態］
次に第８実施形態について説明する。

本実施形態のスイッチングレギュレータ６は、図１１に示すように、回路部１０ｄ，指令値生成部３０ｄ，制御信号生成部４０ｆを備えている。つまり、第７実施形態とは、指令値生成部３０ｄ及び制御信号生成部４０ｆの構成が異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０ｄは、第１付加指令値生成部３２ｄ、第２付加指令値生成部３３ｄの構成が指令値生成部３０とは異なっている。

具体的には、第１付加指令値生成部３２ｄは、出力電流ＩＣに制御信号生成部４０ｆから供給される係数α１を乗じた結果を第１付加指令値Ｃ１として出力し、第２付加指令値生成部３３ｄは、リアクトル電流ＩＬを係数α２倍したものを第２付加指令値Ｃ２として出力するように構成されている。

＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０ｆは、指令値Ｃ、入力電圧ＶＩ，出力電圧ＶＯ，出力電流ＩＣに基づいて、スイッチング信号Ｓ１，Ｓ２及び係数α１を生成するコントローラからなる。

具体的には、制御信号生成部４０ｆは、指令値Ｃに従って、制御信号生成部４０が生成するスイッチング信号Ｓ及びその反転信号を生成し、これらをスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２として個別に出力する。但し、出力電流ＩＣの極性が正である場合、即ち、出力電流ＩＣが順方向（直流電源ＰＳから負荷ＬＤに向けた方向）に流れている場合は、スイッチング信号Ｓ２をロウレベルに維持することでスイッチング素子１７の動作を禁止する。この時、スイッチング素子１７は、チョークコイル１３から出力端子Ｔ１に向けた方向を順方向とするダイオードとして動作するため、回路部１０ｄは回路部１０と同等の回路構成、即ち、昇圧コンバータとしての回路構成となる。

一方、出力電流ＩＣの極性が負である場合、即ち、出力電流ＩＣが逆方向（負荷ＬＤから直流電源ＰＳに向けた方向）に流れている場合は、スイッチング信号Ｓ１をロウレベルに維持することで、スイッチング素子１４の動作を禁止する。この時、スイッチング素子は、グランドラインＧからチョークコイル１３に向けた方向を順方向とするダイオードとして動作するため、回路部１０ｄは、出力端子Ｔ１，Ｔ２を入力側、入力端子Ｔａ，Ｔｂを出力側（負荷側）とする降圧コンバータとしての回路構成となる。

また、制御信号生成部４０ｆは、入力電圧ＶＩ、出力電圧ＶＯ、係数α２に基づき、（１４）式に従って求めた係数α１を出力するように構成されている。

以下、スイッチング素子１７の動作が禁止されている時の動作モードを昇圧モード、スイッチング素子１４の動作が禁止されている時の動作モードを降圧モードという。
＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ６によれば、出力電流ＩＣが流れる方向に応じて動作モードを切り替えると共に、流出電力量及び流入電力量を表す第１付加指令値Ｃ１及び第２付加指令値Ｃ２の生成方法（生成に使用する係数α１の値）を入出力電圧の変動に応じて都度調整しているため、どのような動作状態においても本発明の効果を期待することができる。

なお、本実施形態では、係数α１を可変設定しているが、係数α１を固定し、係数α２を可変設定してもよい。
［第９実施形態］
次に、第９実施形態について説明する。

ここでは、本発明を昇降圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータに適用した例を示す。
本実施形態のスイッチングレギュレータ７は、図１２に示すように、回路部１０ｅ、指令値生成部３０ｅ、制御信号生成部４０を備えている。制御信号生成部４０は説明を省略し、他の実施形態とは構成の相違する回路部１０ｅ，指令値生成部３０ｅを中心に説明する。

＜回路部＞
回路部１０ｅは、入力端子Ｔａ（直流電源ＰＳの正極側）からチョークコイル１３に至る電流経路を断続するスイッチング素子１８と、グランドラインＧからスイッチング素子１８とチョークコイル１３の接続点に向かう方向を順方向とするダイオード１９とを備え、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２２が、ダイオード１５，スイッチング素子１４の接続点と、チョークコイル１３との間に設けられている以外は、既に説明した回路部１０と同様に構成されている。

但し、二つのスイッチング素子１４，１８は、同じスイッチング信号Ｓに従って、同時にオン／オフするように接続されている。
つまり、スイッチング素子１４，１８がオンである場合は、直流電源ＰＳ、スイッチング素子１８、チョークコイル１３、スイッチング素子１４が形成する閉回路に電流が流れ、スイッチング素子１４，１８がオフである場合は、ダイオード１９、チョークコイル１３、ダイオード１５、負荷ＬＤが形成する閉回路に電流が流れることになる。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０ｅは、既に説明した指令値生成部３０とは、第１付加指令値生成部３２、第２付加指令値生成部３３の構成が異なっている。

第１付加指令値生成部３２ｅは、入力電圧ＶＩ及び出力電圧ＶＯをそれぞれ係数β倍したものを加算した結果に、出力電流ＩＣを係数α倍したものを乗じ、その乗算結果から、入力電圧ＶＩを係数β倍した結果で除したものを第１付加指令値Ｃ１として出力するように構成されている。

一方、第２付加指令値生成部３３ｅは、リアクトル電流ＩＬを係数α倍したものを第２付加指令値Ｃ２として出力する。
つまり、昇降圧コンバータとしての構造を有する回路部１０ｅでは、スイッチング素子１４，１８がオンオフする時比率をＤとすると（１５）式が成立し、これをＤについて解くことで（１６）式が得られる。なお、（１５）式の左辺は、直流電源ＰＳからの供給電力（流入電力量）を表し、（１５）式の右辺は、チョークコイル１３からコンデンサ１６に向けて供給される電力（流入電力量）を表す。

回路部１０ｅが定常動作状態にあるとすると、コンデンサ１６に向けて供給される電力（流入電力量：（１５）式の右辺）と、コンデンサ１６から負荷ＬＤに向けて供給される電力（流出電力量）とは等しいため、（１７）式が成立する。更に、（１７）式に（１６）式を代入して、リアクトル電流ＩＬについて解くと（１８）式が得られる。

つまり、第１付加指令値生成部３２ｅの構成は、（１８）式の右辺を実現するものであり、即ち、昇高圧コンバータにおいて、入力電圧ＶＩ，出力電圧ＶＯ，出力電流ＩＣからリアクトル電流ＩＬの推定値を求める方法を示している。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ７によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果が得られるだけでなく、入力端子Ｔａ，Ｔｂへの印加電圧（直流電源ＰＳの電源電圧）より高い電圧だけでなく、より低い電圧も発生させることができ、様々な負荷ＬＤに対して適用することができる。

＜変形例＞
本実施形態における指令値生成部３０ｅは、要するに、指令値生成部３０（図１参照）において、出力電圧ＶＯを係数β倍した結果を用いて乗算を行う代わりに、入力電圧ＶＩ及び出力電圧ＶＯをいずれも係数β倍したものを互いに加算した結果を用いて乗算を行うものである。これと同様の考えで、図１３（ａ）に示すように、指令値生成部３０ａ（図３参照）において、出力電圧ＶＯを係数β倍した結果を用いて除算を行う代わりに、入力電圧ＶＩ及び出力電圧ＶＯをいずれも係数β倍したものを互いに加算した結果を用いて除算を行うように第２付加指令値生成部３３ｆを構成した指令値生成部３０ｆを用いてもよい。また、図１３（ｂ）に示すように、指令値生成部３０ｂ（図３参照）において、出力電圧ＶＯを係数β倍した結果を用いて乗算を行う代わりに、入力電圧ＶＩ及び出力電圧ＶＯをいずれも係数β倍したものを互いに加算した結果を用いて乗算を行うように第１付加指令値生成部３２ｇ構成した指令値生成部３０ｇを用いてもよい。

［第１０実施形態］
次に、第１０実施形態について説明する。
ここでは、本発明を反転昇降圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータに適用した例を示す。

本実施形態のスイッチングレギュレータ８は、図１４に示すように、回路部１０ｆ、指令値生成部３０ｅ、制御信号生成部４０を備えている。指令値生成部３０ｅ及び制御信号生成部４０については説明を省略するが、指令値生成部３０ｅには、出力電流ＩＣ及び出力電圧ＶＯは、極性を反転させて入力するように構成されている。以下、他の実施形態とは構成の相違する回路部１０ｆを中心に説明する。

＜回路部＞
回路部１０ｆは、回路部１０と比較して、スイッチング素子１４とチョークコイル１３の取り付け位置が入れ替わっている点、ダイオード１５が逆向きに接続されている点、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２２が、チョークコイル１３とグランドラインＧとの間に設けられている点が異なっている。

このように構成された回路部１０ｆは、スイッチング素子１４がオンすると、直流電源ＰＳ、スイッチング素子１４、チョークコイル１３が形成する閉回路に電流が流れ、チョークコイル１３に磁気エネルギーが充電される。

その後、スイッチング素子１４がオフすると、負荷ＬＤ、ダイオード１５、チョークコイル１３が形成する閉回路に電流が流れ、負荷ＬＤには負極性の電圧が印加されることになる。

このように、回路部１０ｆでは、分圧回路２３で検出される出力電圧ＶＯ、電流検出器２４で検出される出力電流ＩＣが、回路部１０の場合とは逆極性となるため、これらの極性を反転させたものを指令値生成部３０ｅに供給する必要がある。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ８によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の構成を得ることができる。

［第１１実施形態］
次に、第１１実施形態について説明する。
ここでは、本発明を昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードからなる三つの動作モードで動作するスイッチングレギュレータに適用した例を示す。

本実施形態のスイッチングレギュレータ９は、図１５に示すように、回路部１０ｇ、指令値生成部３０ｄ、制御信号生成部４０ｆを備えている。指令値生成部３０ｄ（第８実施形態、図１１参照）は説明を省略し、他の実施形態とは構成の相違する回路部１０ｇ，制御信号生成部４０ｆを中心に説明する。

＜回路部＞
回路部１０ｇは、回路部１０ｅ（第９実施形態，図１２参照）と比較して、ダイオード１５，１９の代わりに、スイッチング素子１４２，１８２が設けられている点が異なる。但し、ここでは、スイッチング素子１４，１８を、スイッチング素子１４１，１８１で示す。

そして、チョークコイル１３より出力端子Ｔ１，Ｔ２側に位置する二つのスイッチング素子１４１，１４２は、スイッチング信号ＳＡに従って、排他的な動作（一方がオンの時には他方がオフ）をするように構成されている。また、チョークコイル１３より入力端子Ｔａ，Ｔｂ側に位置する二つのスイッチング素子１８１，１８２も、スイッチング信号ＳＢに従って、排他的な動作をするように構成されている。

具体的には、スイッチング素子１４１には、スイッチング信号ＳＡがドライバ回路を介して供給され、スイッチング素子１４２には、スイッチング信号ＳＡが反転回路及びドライバ回路を介して供給される。また、スイッチング素子１８１には、スイッチング信号ＳＢがドライバ回路を介して供給され、スイッチング素子１８２には、スイッチング信号ＳＢが反転回路及びドライバ回路を介して供給される。

以下では、スイッチング信号ＳＡをロウレベル（スイッチング素子１４１がオフ、スイッチング素子１４２がオンに固定して、スイッチング信号ＳＢによってスイッチング素子１８１，１８２を作動させる動作モードを降圧モードと呼ぶ。

また、スイッチング信号ＳＢをハイレベルに固定（スイッチング素子１８１がオン、スイッチング素子１８２がオフ）に固定して、スイッチング信号ＳＡによってスイッチング素子１４１，１４２を作動させる動作モードを昇圧モードと呼ぶ。

また、スイッチング信号ＳＡ，ＳＢを同じ信号にして、スイッチング素子１４１，１８１の組みと、スイッチング素子１４２，１８２の組みを排他的に作動させる動作モードを昇降圧モードと呼ぶ。

＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０ｆは、指令値Ｃ、入力電圧ＶＩ，出力電圧ＶＯに基づいて、スイッチング信号ＳＡ，ＳＢ及び係数α１を生成するコントローラからなる。

制御信号生成部４０ｆは、指令値Ｃに従って、制御信号生成部４０が生成するＰＷＭ信号（スイッチング信号Ｓ）を生成すると共に、入力電圧ＶＩに対する出力電圧ＶＯの電圧比Ｈ（＝ＶＯ／ＶＩ）を求め、その値に従って、スイッチング信号ＳＡ，ＳＢ、及び係数α１の値を制御する。

具体的には、求めた電圧比Ｈが、１より小さな値に設定された降圧モード閾値Ｔｈ１より小さい（Ｈ＜Ｔｈ１＜１）場合、係数α１としてα２を出力すると共に、スイッチング信号ＳＡとして指令値Ｃに基づくＰＷＭ信号、スイッチング信号ＳＢとしてロウレベルの固定値を出力する。これにより、回路部１０ｇは降圧モードで動作する。

求めた電圧比Ｈが、１より大きな値に設定された昇圧モード閾値Ｔｈ２より大きい（Ｈ＞Ｔｈ２＞１）場合、係数α１としてα２×（ＶＯ／ＶＩ）を出力すると共に、スイッチング信号ＳＡとしてハイレベルの固定値、スイッチング信号ＳＢとして指令値Ｃに基づくＰＷＭ信号を出力する。これにより、回路部１０ｇは昇圧モードで動作する。

求めた電圧比Ｈが降圧モード閾値Ｔｈ１以上、昇圧モード閾値Ｔｈ２以下である（Ｔｈ１≦Ｈ≦Ｔｈ２）場合、係数α１としてα２×（ＶＩ＋ＶＯ）／ＶＩを出力すると共に、スイッチング信号ＳＡ，ＳＢとして、いずれも指令値Ｃに基づくＰＷＭ信号を出力する。これにより、回路部１０ｇは昇降圧モードで動作する。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ９によれば、電圧比Ｈに応じて動作モードを切り替えると共に、流出電力量及び流入電力量を表す第１付加指令値Ｃ１及び第２付加指令値Ｃ２の生成方法（生成に使用する係数α１の値）も動作モードに応じたものに切り替えているため、いずれの動作モードにおいても、スイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができる。

なお、本実施形態では、係数α１を可変設定しているが、係数α１を固定し、係数α２を可変設定してもよい。
［第１２実施形態］
次に、第１２実施形態について説明する。

双方向昇圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータを使用し、モータ駆動回路を負荷ＬＤとして駆動するモータ駆動システムについて説明する。
＜全体構成＞
図１６に示すように、モータ駆動システム６０は、回路部１０ｄ，指令値生成部３０ｈ，制御信号生成部４０によって構成されたスイッチングレギュレータ６１と、スイッチングレギュレータ６１からから電源供給を受けて動作するモータ駆動回路６２と、モータ駆動回路によって駆動されるモータ６３と、モータの回転速度を検出する回転速度センサ６４と、モータ駆動回路６２を制御するモータコントローラ６５とを備えている。

モータ駆動回路６２は、周知の三相ブリッジ回路からなり、各相はそれぞれ個別のゲート信号Ｐ１〜Ｐ３によってオンオフ駆動されると共に、各相の電流Ｉ１〜Ｉ３を検出する電流検出器が設けられている。

モータコントローラ６５は、各相の電流検出器で検出される電流Ｉ１〜Ｉ３と、図示しない外部機器から入力されるトルク指令値Ｎ、回転速度センサ６４で検出される回転速度ωに基づいて、ゲート信号Ｐ１〜Ｐ３を生成する周知のものである。また、モータコントローラ６５は、トルク指令値Ｎと回転速度ωから求めた負荷電力Ｗ（＝Ｎ×ω）も出力するように構成されている。

＜スイッチングレギュレータ＞
スイッチングレギュレータ６１は、スイッチングレギュレータ５（第７実施形態：図１０参照）比較して、指令値生成部３０ｈの構成が一部異なるだけであるため、この相違する部分を中心に説明する。但し、回路部１０ｄは、負荷電流ＩＣを検出する電流検出器２４を省略したものを用いている。

指令値生成部３０ｈは、指令値生成部３０ｂ（第３実施形態：図４参照）から、第１付加指令値生成部３２ｂを省略した構成を有しており、モータコントローラ６５から供給される負荷電力Ｗを第１付加指令値Ｃ１として用いるように構成されている。

ここでは、簡単のため係数α、βを省略して記載している。
＜効果＞
以上説明したようにモータ駆動システム６０によれば、スイッチングレギュレータ６１は、流出電力量を表す負荷電力Ｗと、流入電力量を表すリアクトル電流ＩＬ及び入力電圧ＶＩから求めた電力との差から負荷変動を検出し、これを指令値Ｃに反映させている。このため、第１実施形態の場合と同様の効果を得ることができる。

＜変形例＞
負荷電力Ｗは、トルク指令値Ｎと回転速度ωから求める代わりに、モータの電圧振幅に、電流Ｉ１〜Ｉ３の測定値を乗じることで求めてもよい。あるいは、電流Ｉ１〜Ｉ３の測定値とモータの角度センサの出力から所定のモータモデルの理論に当てはめて負荷電力Ｗを求めても良い。また、負荷電力Ｗを入力電圧ＶＩで除したものを第１付加指令値Ｃ１とすると共に、リアクトル電流ＩＬを第２付加指令値Ｃ２として、指令値Ｃを求めるように構成してもよい。

［他の実施形態］
以上本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、各実施形態で示された技術は、互いに矛盾しない範囲で相互に置き換えて使用してもよい。この場合、制御方法に応じて信号の極性を適宜変更してもよい。

１〜９，６１…スイッチングレギュレータ １０，１０ａ〜１０ｇ…回路部 １６…コンデンサ １３…チョークコイル １４，１７，１８，１４１，１４２，１８１，１８２…スイッチング素子 １５，１９…ダイオード ２１，２３…分圧回路 ２２，２４，２５，２６…電流検出器 ３０，３０ａ〜３０ｈ，３０ｘ…指令値生成部 ３１…基準指令値生成部 ３２，３２ａ〜３２ｆ…第１付加指令値生成部 ３３，３２ａ〜３３ｅ…第２付加指令値生成部 ３４，３６…加算器 ３５，３５ａ…リミッタ ４０，４０ａ〜４０ｆ…制御信号生成部 ４１…ノコギリ波生成回路 ４２…コンパレータ ４３…ドライバ回路 ４４…ヒステリシス付きコンパレータ ４５…パルス信号生成回路 ４６，５０…反転回路 ４７…ＡＮＤ回路 ４８…ＲＳフリップフロップ回路 ４９…ワンショットマルチバイブレータ ６０…モータ駆動システム ６２…モータ駆動回路 ６３…モータ ６４…回転速度センサ ６５…モータコントローラ

Claims (12)

1. 直流電圧が印加される入力端子（Ｔａ，Ｔｂ）と、
   リアクトル（１３）と、
   出力端子（Ｔ１，Ｔ２）間に設けられ、前記リアクトルから供給される電流によって充電されるコンデンサ（１６）と、
   前記入力端子を介して前記直流電圧が前記リアクトル両端に印加される第１動作状態、および少なくとも前記リアクトル及び前記出力端子間に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態を少なくとも有し、これら動作状態間を切り替えるスイッチング回路（１４，１５，１７〜１９，１４１，１４２，１８１，１８２）と、
   前記スイッチング回路での前記第１動作状態及び前記第２動作状態の動作比率を制御する制御回路（３０，３０ｅ，３０ｈ，３０ｘ，４０，４０ａ〜４０ｆ）と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   予め設定された指令電圧に対する前記出力端子間の電圧である出力電圧の偏差に応じた基準指令値を生成する基準指令値生成部（３１）と、
   前記コンデンサから前記負荷に向けて供給される電力を反映した値である流出電力量と前記リアクトルから前記コンデンサに向けて供給される電力を反映した値である流入電力量との差に応じた付加指令値を生成する付加指令値生成部（３２，３２ｅ，３３，３３ｅ，３４〜３６）と、
   を備え、前記基準指令値及び前記付加指令値に従って、前記指令電圧より前記出力電圧が小さいほど及び前記流入電力量より流出電力量が大きいほど前記第１動作状態の比率が大きくなるように動作比率を制御し、
   前記付加指令値生成部は、前記流入電力量として、前記リアクトルを流れるリアクトル電流を用い、前記流出電力量として、当該スイッチングレギュレータの定常動作を仮定して前記負荷への供給電力から求めた前記リアクトル電流の推定値を用いることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 直流電圧が印加される入力端子（Ｔａ，Ｔｂ）と、
   リアクトル（１３）と、
   出力端子（Ｔ１，Ｔ２）間に設けられ、前記リアクトルから供給される電流によって充電されるコンデンサ（１６）と、
   前記入力端子を介して前記直流電圧が前記リアクトル両端に印加される第１動作状態、および少なくとも前記リアクトル及び前記出力端子間に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態を少なくとも有し、これら動作状態間を切り替えるスイッチング回路（１４，１５，１７〜１９，１４１，１４２，１８１，１８２）と、
   前記スイッチング回路での前記第１動作状態及び前記第２動作状態の動作比率を制御する制御回路（３０ａ，３０ｆ，３０ｈ，３０ｘ，４０，４０ａ〜４０ｆ）と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   予め設定された指令電圧に対する前記出力端子間の電圧である出力電圧の偏差に応じた基準指令値を生成する基準指令値生成部（３１）と、
   前記コンデンサから前記負荷に向けて供給される電力を反映した値である流出電力量と前記リアクトルから前記コンデンサに向けて供給される電力を反映した値である流入電力量との差に応じた付加指令値を生成する付加指令値生成部（３２ａ，３３ａ，３３ｆ，３４〜３６）と、
   を備え、前記基準指令値及び前記付加指令値に従って、前記指令電圧より前記出力電圧が小さいほど及び前記流入電力量より流出電力量が大きいほど前記第１動作状態の比率が大きくなるように動作比率を制御し、
   前記付加指令値生成部は、前記流出電力量として、前記負荷への出力電流を用い、前記流入電力量として、当該スイッチングレギュレータの定常動作を仮定して前記リアクトルを流れるリアクトル電流から求めた前記出力電流の推定値を用いることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 直流電圧が印加される入力端子（Ｔａ，Ｔｂ）と、
   リアクトル（１３）と、
   出力端子（Ｔ１，Ｔ２）間に設けられ、前記リアクトルから供給される電流によって充電されるコンデンサ（１６）と、
   前記入力端子を介して前記直流電圧が前記リアクトル両端に印加される第１動作状態、および少なくとも前記リアクトル及び前記出力端子間に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態を少なくとも有し、これら動作状態間を切り替えるスイッチング回路（１４，１５，１７〜１９，１４１，１４２，１８１，１８２）と、
   前記スイッチング回路での前記第１動作状態及び前記第２動作状態の動作比率を制御する制御回路（３０ｂ，３０ｇ，３０ｈ，３０ｘ，４０，４０ａ〜４０ｆ）と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   予め設定された指令電圧に対する前記出力端子間の電圧である出力電圧の偏差に応じた基準指令値を生成する基準指令値生成部（３１）と、
   前記コンデンサから前記負荷に向けて供給される電力を反映した値である流出電力量と前記リアクトルから前記コンデンサに向けて供給される電力を反映した値である流入電力量との差に応じた付加指令値を生成する付加指令値生成部（３２ｂ，３２ｆ，３３ｂ，３４〜３６）と、
   を備え、前記基準指令値及び前記付加指令値に従って、前記指令電圧より前記出力電圧が小さいほど及び前記流入電力量より流出電力量が大きいほど前記第１動作状態の比率が大きくなるように動作比率を制御し、
   前記付加指令値生成部は、前記流出電力量として、前記負荷への供給電力を用い、前記流入電力量として、当該スイッチングレギュレータの定常動作を仮定して前記リアクトルを流れるリアクトル電流から求めた前記供給電力の推定値を用いることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
4. 直流電圧が印加される入力端子（Ｔａ，Ｔｂ）と、
   リアクトル（１３）と、
   出力端子（Ｔ１，Ｔ２）間に設けられ、前記リアクトルから供給される電流によって充電されるコンデンサ（１６）と、
   前記入力端子を介して前記直流電圧が前記リアクトル両端に印加される第１動作状態、および少なくとも前記リアクトル及び前記出力端子間に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態を少なくとも有し、これら動作状態間を切り替えるスイッチング回路（１４，１５，１７〜１９，１４１，１４２，１８１，１８２）と、
   前記スイッチング回路での前記第１動作状態及び前記第２動作状態の動作比率を制御する制御回路（３０ｃ，３０ｄ，３０ｈ，３０ｘ，４０，４０ａ〜４０ｆ）と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   予め設定された指令電圧に対する前記出力端子間の電圧である出力電圧の偏差に応じた基準指令値を生成する基準指令値生成部（３１）と、
   前記コンデンサから前記負荷に向けて供給される電力を反映した値である流出電力量と前記リアクトルから前記コンデンサに向けて供給される電力を反映した値である流入電力量との差に応じた付加指令値を生成する付加指令値生成部（３２ｃ，３２ｄ，３３ｃ，３３ｄ，３４〜３６）と、
   を備え、前記基準指令値及び前記付加指令値に従って、前記指令電圧より前記出力電圧が小さいほど及び前記流入電力量より流出電力量が大きいほど前記第１動作状態の比率が大きくなるように動作比率を制御し、
   前記付加指令値生成部は、前記流出電力量として、前記負荷への出力電流に予め設定された第１定数を乗じた値を用い、前記流入電力量として、前記リアクトルを流れるリアクトル電流に予め設定された第２定数を乗じた値を用い、前記第２定数および前記第１定数が、前記スイッチング回路の定常動作状態下において前記流出電力量と前記流入電力量が一致するように設定されていることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
5. 前記付加指令値生成部は、
   前記流出電力量及び前記流入電力量のうち一方を第１付加指令値、他方を第２付加指令値として、前記第１付加指令値を前記基準指令値に付加する第１付加手段（３２，３２ａ〜３２ｆ，３４）と、
   前記第２付加指令値を、前記第１付加指令値とは逆極性で、前記第１付加手段の出力に付加する第２付加手段（３３，３３ａ〜３３ｅ，３６）と、
   を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記付加指令値生成部は、
   前記第１付加手段の出力の上限値又は下限値のうち少なくとも一方を制限する制限手段（３５，３５ａ）を備えることを特徴とする請求項５に記載のスイッチングレギュレータ。
7. 前記スイッチング回路は、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータ、もしくは、反転昇降圧コンバータとして動作する動作状態のうち少なくとも一つの動作状態を有することを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のスイッチングレギュレータ
8. 前記付加指令値生成部は、前記リアクトルを流れるリアクトル電流として、前記入力端子からの入力電流を計測対象（２２）とすることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
9. 前記付加指令値生成部は、前記リアクトルを流れるリアクトル電流として、前記第２動作状態の時に前記リアクトルを含む閉ループに流れる電流を計測対象（２６）とすることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
10. 前記付加指令値生成部は、前記リアクトルを流れるリアクトル電流として、前記第１動作状態の時に、前記リアクトルを含む閉ループに流れる電流を計測対象（２５）とすることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
11. 前記付加指令値生成部は、前記第１もしくは第２動作状態の少なくとも何れか一方の動作状態において、前記コンデンサの電圧の微分値を用いて前記流出電力量を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ
12. 前記制御回路（３０ｈ）は、前記出力端子に接続された負荷システム（６２〜６５）から提供される負荷電力もしくは負荷電流の推定情報を用いて、前記流出電力量を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。

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