ITUB20159679A1 - Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento - Google Patents

Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento Download PDF

Info

Publication number
ITUB20159679A1
ITUB20159679A1 ITUB2015A009679A ITUB20159679A ITUB20159679A1 IT UB20159679 A1 ITUB20159679 A1 IT UB20159679A1 IT UB2015A009679 A ITUB2015A009679 A IT UB2015A009679A IT UB20159679 A ITUB20159679 A IT UB20159679A IT UB20159679 A1 ITUB20159679 A1 IT UB20159679A1
Authority
IT
Italy
Prior art keywords
signal
power
control
input
output
Prior art date
Application number
ITUB2015A009679A
Other languages
English (en)
Inventor
Claudio Adragna
Original Assignee
St Microelectronics Srl
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by St Microelectronics Srl filed Critical St Microelectronics Srl
Priority to ITUB2015A009679A priority Critical patent/ITUB20159679A1/it
Priority to US15/166,704 priority patent/US9948190B2/en
Priority to CN201620817711.2U priority patent/CN205847102U/zh
Priority to CN202010260663.2A priority patent/CN111342669B/zh
Priority to CN201610615614.XA priority patent/CN106911252B/zh
Priority to DE102016118240.0A priority patent/DE102016118240A1/de
Publication of ITUB20159679A1 publication Critical patent/ITUB20159679A1/it
Priority to US15/915,758 priority patent/US10243470B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

"Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento"
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
Le forme di attuazione della presente descrizione sono relative alle tecniche per controllare un convertitore elettronico, guali gli alimentatori in modalità commutata ("switched mode power supplies").
Sfondo
I convertitori di potenza sono circuiti elettronici che trasformano 1'energia elettrica da una forma a un'altra e che sono atti a controllare il suo flusso dalla sorgente al carico. Qualungue tipo di convertitore di potenza che si può considerare (ci sono i convertitori di potenza AC-DC, DC-DC, AC-AC e DC-AC, a seconda dell'ingresso e dell'uscita), il concetto di controllo è inerente nella loro natura.
Lo schema a blocchi della Figura 1 rappresenta una struttura generale di un convertitore di potenza 20, situato tra una sorgente di potenza 10, guaie una batteria o la rete elettrica, e un carico 30.
Nell'esempio considerato, il convertitore di potenza 20 comprende uno stadio di potenza 22, chiamato talvolta ”circuito di potenza", e una unità di controllo 24, che è connessa allo stadio di potenza 22 e controlla il funzionamento dello stadio di potenza 22 in base alle misurazioni di un certo numero di quantità elettriche.
Di conseguenza, il convertitore di potenza 20 riceve potenza dalla sorgente 10 e converte 1'energia elettrica in una forma differente da applicare al carico 30.
Lo stadio di potenza 22 può essere implementato mediante molte topologie circuitali, che spesso comprendono una combinazione di dispositivi a semiconduttore di potenza e di componenti passivi , principalmente trasformatori, induttori e/o condensatori. In alcuni convertitori , lo stadio di potenza 22 può implicare molteplici stadi di conversione che usano la stessa topologia o topologie differenti connessi in cascata o in parallelo.
L'unità di controllo 24 riceve le quantità elettriche misurate attraverso uno o più sensori Si e S2 che monitorano le condizioni di funzionamento dello stadio di potenza. Per esempio, nella Figura 1 è rappresentato un primo gruppo di sensori S1 accoppiati alle linee di ingresso dello stadio di potenza 22 e un secondo gruppo di sensori S2 accoppiati alle linee di uscita dello stadio di potenza 22. Per esempio, i sensori S2 possono monitorare la tensione di uscita Vovte/o la corrente di uscita Iout, e i sensori SI possono monitorare la tensione di ingresso V±ne/o la corrente di ingresso I±n.
Tuttavia, in generale, possono essere prese in considerazione anche altre quantità, sia elettriche sia termiche. In base alle quantità misurate ricevute, 1'unità di controllo 24 fornisce in uscita segnali di controllo che permettono allo stadio di potenza 22 di modulare e controllare il flusso di energia, regolando efficacemente le quantità elettriche desiderate.
La moderna conversione di potenza è spesso basata sulla tecnologia switched-mode , in cui uno o più commutatori elettronici sono usati per chiudere o aprire i rami nel circuito di potenza 22 a una frequenza di commutazione, fSWlper controllare il flusso di energia. I commutatori sono spesso commutatori a semiconduttore di potenza pilotati da una unità di controllo, cioè le quantità di controllo fornite in uscita dall'unità di controllo sono segnali a impulsi binari (a due livelli ) che determinano lo stato aperto e chiuso dei commutatori di potenza controllabili . I commutatori di potenza possono essere qualsiasi dispositivo a semiconduttore adatto per trattare operazioni di commutazione ad alta potenza, come i transistori a giunzione bipolare (BJT, "Bipolar Junction Transistor") , i transistori a effetto di campo (FET, "Field Effe et Transistor") e/o i transistori bipolari a gate isolato (IGBT, "Insulated Gate Bipolar Transistor" ). I commutatori possono anche comprendere dei diodi .
Per esempio, per i convertitori DC-DC, 1'unità di controllo 24 è configurata in modo da mantenere costante la tensione di uscita DC Voute/o la corrente di uscita DC Iout, anche in condizioni operative variabili . Gli esperti nella tecnica apprezzeranno che una potenza di ingresso AC può essere convertita in una potenza di ingresso DC, per es. per mezzo di un raddrizzatore, come un raddrizzatore a ponte.
Per esempio, le condizioni operative possono cambiare come risultato dei cambiamenti nella tensione di ingresso DC Vino dei cambiamenti nella potenza richiesta dal carico 30. L'unità di controllo 24 assicura che la quantità in uscita da regolare (Vouto Iout) sia il più vicino possibile a un valore costante preimpostato, indicato anche come il punto di regolazione .
La Figura 2 illustra una unità di controllo 24 avente un progetto di controllo con retroazione negativa, ad anello chiuso comune. L'unità di controllo della Figura 2 comprende guattro blocchi principali: un circuito di rilevamento ( "sensing") 240, un circuito di condizionamento di segnale 242 opzionale, un modulatore 244 e un dispositivo di pilotaggio ("driver") 246.
Il circuito di rilevamento 240 misura la quantità X0utda regolare, per es. la tensione di uscita Vovto la corrente di uscita I0utre produce un segnale del valore misurato x che è rappresentativo di Xovt- Opzionalmente, il circuito di rilevamento 240 può rilevare altre quantità elettriche nel circuito di potenza 22 che sono usate per effettuare 1'azione di controllo. Il valore del segnale misurato x è quindi trasmesso al circuito di condizionamento di segnale 242 opzionale.
Il circuito di condizionamento di segnale 242 elabora il segnale del valore misurato x proveniente dal circuito di rilevamento 240. In particolare , il circuito di condizionamento di segnale 242 riceve il segnale del valore misurato x e genera un segnale di controllo y, quale una tensione di controllo vco una corrente di controllo ic, in base al segnale del valore misurato x. Che il segnale di controllo y sia una tensione di controllo vco una corrente di controllo icè scorrelato dal fatto che la quantità da regolare Xoutsia la tensione di uscita Vovto la corrente di uscita I0vt-Per esempio, il circuito di condizionamento di segnale 242 può comprendere un amplificatore di errore con compensazione di frequenza, quale un regolatore I (integrale), PI (proporzionale-integraie) o PID (proporzionale-integrale-derivativo) . Tipicamente, un tale regolatore è implementato con un amplificatore operazionale (op-amp) circondato da una rete passiva che definisce anche la sua risposta in frequenza nella gamma di frequenze che è significativa per 1'anello di controllo (fino a circa h5W/2).
Il modulatore 244 riceve il segnale di controllo y e possibili altri segnali forniti direttamente dal circuito di rilevamento 240, condizionati in modo appropriato se necessario. Specificamente, il modulatore 244 modula una quantità Ψ, che lo stadio di potenza usa in definitiva per controllare il flusso di energia. Nel contesto degli stadi di potenza switched mode , il modulatore 244 fornisce in uscita un treno di segnali qj(t) a impulsi a due livelli a bassa potenza che sono ricevuti dal dispositivo di pilotaggio 246.
Per esempio, il dispositivo di pilotaggio 264 può essere un amplificatore di potenza e/o un traslatore di livello che riceve gli ingressi (t) a bassa potenza e produce i segnali Qj(t) a potenza più elevata. I segnali Qj(t) hanno una ampiezza e un livello di potenza adatti per pilotare i commutatori di potenza dello stadio di potenza 22.
Quando le condizioni operative del convertitore 20 cambiano, qualsiasi deviazione nella quantità regolata X0utdal punto di regolazione produce un cambiamento in x e, quindi , nel segnale di controllo y. Questo cambiamento in y ha come risultato un cambiamento nella quantità Ψ trattata dal modulatore 244 , e questo cambiamento tende a bilanciare il flusso di energia dall' ingresso all'uscita. Questo bilanciamento assicura che la quantità regolata Xoutrimanga il più vicino possibile al punto di regolazione.
Al fine di ottenere un controllo appropriato della quantità di uscita Xout, il sistema di controllo 24 dovrebbe essere progettato in modo da assicurare un anello di controllo stabile, una buona regolazione e buone prestazioni dinamiche. Un anello di controllo stabile farà sì che la quantità regolata Xoutrecuperi un valore in stato stazionario dopo il cambiamento nelle condizioni operative. Una buona regolazione è soddisfatta quando i valori in stato stazionario della quantità regolata Xoutprima e dopo il cambiamento sono il più vicino possibile al punto di regolazione. Infine, buone prestazioni dinamiche sono tenute quando la quantità regolata Xoutnon devia eccessivamente dal punto di regolazione durante il transitorio e il transitorio stesso si smorza in breve tempo.
Questi obiettivi di controllo possono essere espressi nei termini delle quantità caratteristiche della funzione di trasferimento dell'anello di controllo, come la larghezza di banda, il margine di fase e il guadagno in continua (DC). Gli obiettivi possono essere raggiunti agendo sulla risposta in frequenza della rete dell'amplificatore di errore nel circuito di condizionamento di segnale 242, come impostando il suo guadagno e posizionando appropriatamente i poli e gli zeri della sua funzione di trasferimento. Ciò può essere ottenuto con una selezione del valore dei resistor! e dei condensatori che costituiscono la rete passiva attaccata all'amplificatore .
La struttura del modulatore 244 o, in altre parole, la natura della quantità Ψ che esso tratta, determina il procedimento per controllare la regolazione della quantità di uscita Xout- Ce ne sono molti. Un gruppo di procedimenti è basato sulla modulazione a larghezza di impulso (PWM, "Pulse-Width Modulation"), e comprende procedimenti quali il "controllo del duty cycle", (noto anche come "controllo di modalità di tensione "), il "controllo di modalità di corrente di picco" e il "controllo di modalità di corrente media ", per nominare quelli più diffusi. Con il procedimento di controllo del duty cycle, la quantità Ψ è il rapporto tra il tempo ΓΟΝdurante il quale un commutatore di potenza è chiuso e il periodo di commutazione Tsw= 1/fsei. Con il procedimento di controllo di modalità di corrente di picco, la quantità Ψ è la corrente di picco che scorre attraverso il dispositivo maqnetico di immagazzinamento di energia. Con il procedimento di controllo di modalità di corrente media, la quantità Ψ è la corrente media che scorre attraverso il dispositivo magnetico di immagazzinamento di energia. Con questi procedimenti, la frequenza di commutazione fSw di solito è fissata, ma non necessariamente.
In aggiunta ai procedimenti di controllo PWM, ci sono anche procedimenti con modulazione di frequenza di impulso (PFM, "Pulse Frequency Modulation"), in cui la frequenza di commutazione è variabile per definizione. Tra i molti procedimenti esistenti, possiamo menzionare il procedimento di "controllo di frequenza diretta", in cui Ψ è la frequenza di commutazione del convertitore ; e il procedimento di "controllo di spostamento nel tempo" ("time-shift", in cui Ψ è la quantità di tempo da un passaggio per lo zero della corrente nel dispositivo magnetico di immagazzinamento di energia al successivo cambiamento di stato dei commutatori di potenza.
Un'altra caratteristica importante del circuito di potenza che impatta su come è implementato il circuito di controllo, in particolare sul modo in cui il segnale di controllo y è passato al modulatore, E se il convertitore è isolato o non isolato. Questo "isolamento" si riferisce all'esistenza di una barriera elettrica tra 1'ingresso e 1'uscita del convertitore 20.
Per esempio, la Figura 3a rappresenta un convertitore boost. In generale, un convertitore boost comprende due terminali di ingresso per ricevere una tensione di ingresso V±ne due terminali di uscita per fornire una tensione di uscita Vout. Un convertitore boost è un convertitore non isolato, perché ha un terminale di massa GND comune sia per 1'ingresso sia per 1'uscita.
Come ben noto agli esperti nella tecnica, il terminale di ingresso positivo è connesso al terminale di uscita positivo tramite un induttore L e un commutatore elettronico DI, di solito sotto forma di un diodo. Un ulteriore commutatore elettronico SW1 è connesso tra il punto intermedio tra 1'induttore L e il diodo DI, e la massa GND. Infine, un condensatore Coutè di solito connesso in parallelo con 1'uscita. La connessione elettrica tra 1'ingresso e 1'uscita rende tali convertitori boost semplici ed efficaci come costo, ma limita il loro utilizzo a certe applicazioni, guali i convertitori di tipo Point-Of-Load (POL).
Nell'esempio considerato, una unità di controllo 24 è usata per pilotare il commutatore SW1 in funzione della tensione di uscita Vout- Tali convertitori non isolati non necessitano di alcun provvedimento elettrico speciale per fornire il segnale di controllo al modulatore. Se i circuiti sono combinati in modo appropriato, l<f>uscita del circuito di condizionamento di segnale può essere connessa direttamente all'ingresso del modulatore.
Tuttavia, specialmente per i convertitori di potenza che funzionano dalla rete elettrica, molti organismi normativi di sicurezza o clienti richiedono una separazione tra la tensione di ingresso applicata e la tensione di uscita, alla guaie 1'utente può spesso accedere.
La Figura 3b rappresenta a questo riguardo che una tale barriera di isolamento di un convertitore può essere attraversata per mezzo di un trasformatore T (ad alta frequenza), che rimuove la connessione elettrica diretta dall'ingresso all'uscita.
Per esempio, il circuito rappresentato nella Figura 3b è basato sulla topologia flyback. In questo caso, il convertitore comprende sul lato primario del trasformatore T un commutatore elettronico SW2, che è connesso con 1'avvolgimento primario del trasformatore T in serie tra i terminali di ingresso. Sul lato secondario, il convertitore comprende un diodo di flyback D2 , che è connesso con 1'avvolgimento secondario del trasformatore T in serie tra i terminali di uscita. Anche in questo caso, un condensatore di uscita Coutpuò essere connesso in parallelo con l'uscita.
Anche in questo caso, una unità di controllo 24 può essere usata per pilotare il commutatore SW2 in funzione della tensione di uscita Vout- Di conseguenza, con tali convertitori isolati, la potenza è commutata sul lato di ingresso (indicato comunemente come il lato primario), ma sotto un controllo dal lato di uscita (indicato comunemente come il lato secondario) al fine di fornire una regolazione appropriata. Questo requisito introduce un problema aggiuntivo, vale a dire che i segnali dal lato secondario sono trasmessi al lato primario. Il requisito che la commutazione sul lato primario sia controllata dalle caratteristiche sul lato secondario richiede una seconda connessione che attraversa la barriera di isolamento. Il segnale da fornire in retroazione al lato primario dipende da dove sono situati fisicamente il modulatore 244 e il dispositivo di pilotaggio 246. Nel caso più comune, sia il modulatore 244 sia il dispositivo di pilotaggio 246 sono situati sul lato primario (tipicamente, entrambi incorporati ( "embedded") in un circuito integrato o IC ( "Integrated Circuit") di controllo . In guesto caso, il segnale di controllo y è fornito in retroazione al lato primario. Questo caso è indicato comunemente come "controllo primario ".
In altre implementazioni, tutte le parti dell'unità di controllo ad eccezione del dispositivo di pilotaggio 246 sono situate sul lato secondario (di nuovo, tipicamente embedded in un IC di controllo). In guesto caso, indicato comunemente come "controllo secondarlo", i segnali a impulsi qj(t) e Qj(t) a due livelli sono forniti in retroazione al lato primario. Indipendentemente da guaie segnale sia trasferito a ritroso e sebbene guesto percorso coinvolga soltanto informazioni, invece di potenza, esso dovrebbe ancora essere isolato.
Per esempio, la Figura 4 rappresenta una soluzione comune di un circuito di condizionamento di segnale 242 configurato per fornire in retroazione il segnale di controllo y al lato primario nel caso in cui la guantità di uscita da regolare sia Vovt (cioè, Xout= 1⁄2,ut)-In guesto dispositivo, un regolatore shunt SR regolabile a tre pin, guaie ad esempio un TL431, è usato come amplificatore di errore/riferimento secondario che pilota un fotoaccoppiatore OC. Fondamentalmente, il regolatore shunt SR è configurato in modo da rilevare la tensione di uscita Voutlper es. per mezzo di un sensore di tensione S2acomprendente un divisore di tensione che consiste di due resistori RI e R2, e che produce un segnale di controllo in base alla differenza tra il punto di regolazione e il valore effettivo, mentre il fotoaccoppiatore OC trasferisce il segnale di controllo al lato primario. Gli esperti nella tecnica apprezzeranno che il circuito di condizionamento di segnale 242 può anche comprendere una rete di compensazione CN comprendente, per es., uno o più condensatori e/o resistori.
Specificamente, nell'esempio considerato, 1'emettitore di luce del fotoaccoppiatore OC è connesso con un resistore R3 e il regolatore shunt SR in serie tra i terminali di uscita, cioè V0vt- Di conseguenza, con guesto dispositivo circuitale, i cambiamenti della tensione di uscita àVovtprovocano corrispondenti cambiamenti Δ1Φnella corrente 1Φche scorre attraverso il resistore R3 e 1'emettitore di luce del fotoaccoppiatore OC. Il cambiamento di corrente Δ1Φdetermina un cambiamento àicproporzionale nella corrente icdrenata dal ricevitore ottico del fotoaccoppiatore OC. Questa corrente può essere usata per pilotare direttamente il modulatore 244 (in guesto caso, y = ic), o può essere dapprima convertita in una tensione prima di essere fornita al modulatore (y = vc). Per esempio, nella Figura 4 è rappresentato un resistore RFB, che è connesso a guesto scopo tra 1'uscita del fotoaccoppiatore OC, cioè il pin di retroazione del modulatore 244, e una tensione costante indicata con .
E un'esigenza comune del mercato in molti convertitori di potenza specificare i target di efficienza di conversione su un'ampia gamma di livelli di potenza richiesti dal carico. Per soddisfare guesto obiettivo, è necessario intraprendere alcune azioni di controllo in risposta a guesto livello di potenza. Tipici esempi di gueste azioni comprendono di modificare alcuni parametri di controllo (per es., la freguenza di commutazione), o di cambiare gli eventi che determinano 1'attivazione ( "turn on") e la disattivazione ( "turn off ") del commutatore (dei commutatori) di potenza (per es., i commutatori SW1 e SW2 rappresentati nelle Figure 3a e 3b) o di fare funzionare il convertitore in modo intermittente (indicato comunemente come funzionamento burst-mode) quando la potenza richiesta dal carico scende sotto un certo livello per massimizzare 1'efficienza di conversione di potenza con un carico leggero. Inoltre, nei convertitori multi-fase (cioè, con molteplici stadi di potenza connessi in parallelo) è anche desiderabile cambiare il numero di stadi operativi secondo la potenza richiesta dal carico per ottimizzare 1'efficienza di conversione su una gamma di potenze molto ampia.
In aggiunta a queste misure a favore dell'efficienza energetica, ci sono anche funzioni di protezione che è necessario considerare. Un tipico requisito è di limitare la potenza massima fornibile dal convertitore come protezione nel caso di malfunzionamenti del carico.
Nei convertitori con controllo secondario, è relativamente facile adempiere a questi compiti perché 1'IC di controllo può avere accesso diretto alle quantità di uscita (Vout, Iout)<e>P<u>° elaborarle per ricavare la potenza P0utrichiesta dal carico e intraprendere azioni di conseguenza. Perciò, questo caso non è interessante in questo contesto e non sarà più considerato.
Nel caso più comune dei convertitori con controllo primario, 1'IC di controllo non ha accesso diretto alla tensione Vollte alla corrente Ioutdi uscita, ma può soltanto leggere direttamente la tensione di ingresso V±ne la corrente di ingresso I±n, accedendo così alla potenza di ingresso al convertitore P±n. Di solito, le sole informazioni ricevute dal lato secondario sono il segnale di controllo y.
C'è ancora una questione da considerare: come esposto precedentemente, per massimizzare 1' efficienza di conversione di potenza con un carico leggero, ai convertitori è spesso richiesto di funzionare in modo intermittente (funzionamento burst-mode ) e, durante i periodi di inattività ( "idie") guando il commutatore non sta commutando, la corrente di ingresso Iine, guindi, la potenza di ingresso P±ncadono sostanzialmente a zero. Come risultato, gualsiasi sistema che calcola la potenza di ingresso P±nattraverso la lettura della tensione di ingresso V±ne della corrente di ingresso Iinpuò fornire 1'informazione di arrestare il convertitore , ma non può fornire 1'informazione di ri avviare il convertitore . Per fornire guest a informazione sarebbe richiesto un blocco funzionale aggiuntivo .
In base a gueste considerazioni , sarebbe conveniente usare il segnale di controllo y per eseguire guesti generi di azioni perché guesto condurrebbe a una implementazione circuitale molto semplice grazie a un segnale che può sempre essere attivo indipendentemente dal fatto che il circuito di potenza stia funzionando continuamente o sia temporaneamente arrestato (per es., durante un funzionamento burst-mode) . In aggiunta, dato che il segnale di controllo è delimitato entro un intervallo, la potenza di ingresso massima sarebbe intrinsecamente limitata .
Gli inventori hanno osservato che , per usare il segnale di controllo y come indicatore della potenza di ingresso, ci dovrebbe essere una relazione biunivoca accurata tra il livello di potenza Pine il segnale di controllo y:
Pin = f(y, Pi, - Pnr Clf...Cm) (1)
dove pi, ...pnè un insieme di parametri che caratterizzano lo stadio di potenza e ci, ...cmè un insieme di parametri pertinenti per 1'unità di controllo . Si ipotizza che sia p± (i = 1, ... Il) sia Cj(j = 1, ... m) siano valori costanti soggetti a una dispersione statistica.
Sfortunatamente, una relazione come guella non esiste per la maggioranza dei procedimenti di controllo noti. Tuttavia, di solito è possibile trovare una relazione come:
Pin = f(y, Vin, Vovt, Pi , - Pn, Clf(2) guesta può essere analizzata come segue. Generalmente, il livello di potenza Pinè in relazione con la guantità Ψ con una relazione come:
Piti = gCy, Ψ, Vin, Vont, pi , ... Pn, clf... Ck) (3) e il segnale di controllo y è in relazione con Ψ con una relazione che può essere espressa come:
Ψ = h(y, Vln, ck+1, ...cm) (4) La struttura e gli argomenti delle funzioni g e h dipendono rispettivamente dalla topologia dello stadio di potenza 22 e dal procedimento di controllo.
Per guanto riguarda il collegamento tra Ψ e P±n, in alcuni casi Ψ è soltanto approssimativamente relativa al livello di potenza; in altri casi, è strettamente relativa, ma ci può essere anche una dipendenza apprezzabile su V±ne/o
Vovt -I convertitori DC-DC con controllo PWM fatti funzionare nella modalità di conduzione continua (CCM, "Continuous Conduction Mode") usando il procedimento di controllo del duty-cycle sono spesso un esempio del primo caso . In effetti, in prima approssimazione, in guesti sistemi il duty cycle dipende soltanto da V±ne Vout, non da Iovt(cioè, non c'è alcuna funzione Pin= g(W)). Tuttavia, nel funzionamento reale, c'è spesso una leggera dipendenza del duty-cycle sul livello di potenza perché è necessario che il tempo di accensione ( "switch-on") del commutatore di potenza sia leggermente esteso per compensare le perdite di potenza (che, a loro volta, dipendono da I0ut).
I convertitori DC-DC risonanti che usano il procedimento di controllo di freguenza diretta o il procedimento di "controllo di spostamento nel tempo " sono spesso un altro esempio del primo caso: la freguenza e lo spostamento nel tempo sono una funzione debole del livello di potenza; cambiano poco con il livello di potenza e sono molto più affetti dal rapporto tra la tensione di ingresso è quella di uscita.
I convertitori DC-DC con controllo PWM che usano il procedimento di controllo di modalità di corrente media sono spesso un esempio del secondo caso. In effetti, con questo procedimento la quantità Ψ è di solito la corrente di ingresso DC Iin, che ha una forte relazione con Pin;tuttavia, Tir,dipende anche dalla tensione di ingresso V±n, così questo procedimento è efficace per rappresentare Pinse la tensione di ingresso è fissa o varia in uno stretto intervallo.
Una possibile eccezione in questo panorama può essere rappresentata dai convertitori flyback o buck-boost con controllo PWM fatti funzionare a una frequenza fissa nella modalità di conduzione discontinua (DCM, ''Discontinuous Conduction Mode") usando il procedimento di controllo di modalità di corrente di picco. In questo caso, P±ndipende principalmente dalla quantità Ψ (la corrente di picco Ipk):
Pin = 1⁄2 L Ipk<2>fs„ (5) L<f>altro aspetto da prendere in considerazione è la dispersione statistica dei parametri p±e cy. Questo influisce sia su P±n= g{W,...) sia su Ψ = h(y,...)e fa sì che la quantità Ψ e, quindi, il segnale di controllo y siano disperse in un certo intervallo per un dato livello di potenza da unità a unità. Di conseguenza, un punto cruciale è la sensitività delle funzioni g e h rispetto ai parametri Pi e Cj. Saranno forniti ora un paio di esempi di come Pin= è affetta dalla tolleranza di p±e cy.
Per esempio, in un convertitore risonante la dispersione statistica dei componenti del suo circuito risonante (epi) fa si che la frequenza di commutazione (Ψ) sia differente per una data P±ne un dato rapporto tra la tensione di ingresso e quella di uscita. In aggiunta, la sensitività della frequenza di commutazione alla dispersione di questi parametri cambia considerevolmente con le condizioni operative e può andare da un livello quasi trascurabile a uno molto elevato.
Nel convertitore flyback o buck-boost controllato in modalità di corrente di picco, fatto funzionare in DCM, a frequenza fissa menzionato precedentemente, la dispersione statistica del valore L (spi) dell'induttore e la tolleranza della frequenza dell'oscillatore, alla quale è agganciata la frequenza di commutazione fsw (ecj), hanno come risultato differenti valori della corrente di picco controllata Ipk(cioè, Ψ) per lo stesso livello di potenza P±ne, quindi, differenti valori del segnale di controllo y.
Di nuovo con riferimento a questo convertitore, un parametro ecg che influisce in modo avverso sull'accuratezza della relazione Ψ = h(y,...) è il ritardo di propagazione del comparatore di rilevamento di corrente. A causa di questo ritardo, la corrente di picco controllata Ipksupera leggermente il valore programmato dal segnale di controllo y; questa corrente supplementare dipende dalla quantità di questo ritardo e dalla pendenza della corrente, che, a sua volta, dipende dal valore di induttanza del convertitore e dalla tensione di ingresso V±n. Come risultato, il segnale di controllo y dipende anche da V±ne non soltanto dalla potenza di ingresso Pin.
A questo riguardo, A. S. Kislovski, "A new control principio for switching regulators", Proceedings of PCI, settembre 1983, pagine da 178 a 186, con una analisi in D. Gouttenegre, B. Velaerts, T. Michaux, "Modelling and Analysis of dc-dc Converters Control by Power Egualization", Power Electronics Specialists Conferenee, 1988. PESC'88 Record, 19th Annual IEEE, pagine da 960 a 967, voi. 2, ha proposto un procedimento di controllo con "equalizzazione della potenza di ingresso-uscita".
La Figura 5 rappresenta il principio di funzionamento di base di questo procedimento di controllo.
Sono misurate la tensione di ingresso DC V±ne la corrente di ingresso Iinistantanea. Per esempio, nella Figura 5 è rappresentato un sensore di corrente Slbconfigurato in modo da misurare la corrente Iin.
La corrente di ingresso Ι±ηè fornita a un integratore resettabile 248 sincronizzato con un segnale di clock CLK che determina anche 1'attivazione ( "turn-on") del commutatore di potenza dello stadio di potenza 22. Specificamente , il segnale CLK imposta anche un latch PWM 250, la cui uscita Q determina sostanzialmente il duty cycle del commutatore di potenza dello stadio di potenza 22. L'uscita Vintdell'integratore 248 sarà un segnale a rampa non lineare che parte da zero all'inizio di ciascun ciclo di commutazione (appena dopo che il commutatore di potenza è attivato) e raggiunge un valore finale, appena prima di essere resettato, che è proporzionale alla carica elettrica presa dalla sorgente di potenza in un ciclo di commutazione. Si ipotizza che il periodo di commutazione T sia costante, così questa carica è anche proporzionale al valore medio di lin(Iin) in un ciclo di commutazione, e così lo è anche il valore di picco della rampa Vint.
Le tensioni di ingresso DC V±ne V±ntsono fornite agli ingressi di un blocco moltiplicatore /divisor e (MD) 252 analogico a larghezza di banda larga . Il reguisito di larghezza di banda larga per il MD deriva dalla necessità di seguire il segnale V±ntil più vicino possibile. Il blocco 252 è provvisto di un terzo ingresso Vxe fornisce in uscita un segnale i<*>:
Il segnale Vxè 1'uscita di un regolatore proporzionaleintegrai e-derivativo (PID Proportional- Integrai Derivative" ) 254 che rileva la tensione di uscita V^ute la confronta con una tensione di riferimento Vref. Vxpuò essere considerata come il segnale di controllo y nello schema generale della Figura 2.
1/ uscita del blocco di MD 252 va all'ingresso non invertente di un comparatore 256 che riceve sul suo ingresso invertente un segnale proporzionale alla corrente di uscita DC I0ut- Per esempio, nella Figura 5 a guesto scopo è usato un sensore di corrente S2bconfigurato in modo da misurare la corrente I0ut.
In condizioni di stato stazionario Iout, V±ne Vxsono costanti , così il segnale i<*>è una rampa non lineare con la stessa sagoma di Vlntma con una ampiezza differente, regolata dalle tensioni V±ne Vx. Quando la rampa i è uguale a Joutrl'uscita del comparatore 256 va alta e resetta il latch PWM 250, facendo sì che il commutatore di potenza dello stadio 22 si disattivi.
In questo modo , il comparatore 256 mantiene 1'uguaglianza della corrente di uscita Ioute del valore di picco di i<*>ciclo per ciclo. Perciò:
^= j(7) V.
Ipotizzando un funzionamento senza perdite (P±n= Pout)■
Tir, - TDUt '(8)
ne consegue dalla Equazione (7) che:
Vout = Vx(9) ed è possibile asserire che il sistema nella Figura 5 mantiene la tensione di uscita Voutal livello desiderato equalizzando le potenze di ingresso e di uscita dello stadio di potenza.
Questo elemento distintivo di equalizzazione delle potenze apporta molti vantaggi nei termini del comportamento dinamico perché effettua una azione correttiva veloce in caso di disturbi. Per esempio, se la tensione di ingresso è disturbata, il blocco 252 corregge la potenza di ingresso all'interno di un periodo di commutazione prima che sia osservabile una qualsiasi deviazione nella tensione di uscita VOVfSimilmente, se la corrente di uscita Iovtè disturbata (per es., a causa di condizioni di carico variabile) il controllo riaggiusta la potenza di ingresso in modo che vada bene per la nuova richiesta di potenza all'interno di un periodo di commutazione prima che la tensione di uscita Voutsia disturbata. Tuttavia, in questa soluzione il pilotaggio dello stadio di potenza è adattato semplicemente in base alla potenza di ingresso, cioè alla tensione di ingresso V±ne alla corrente di ingresso I±n.
Tuttavia, il segnale di controllo di retroazione y indica ancora soltanto la tensione di uscita Voute così non può essere usato come un indicatore della potenza di ingresso.
Sintesi
In considerazione di quanto precede , uno scopo della presente descrizione è di fornire soluzioni in cui il segnale di controllo di retroazione è proporzionale alla potenza drenata dalla sorgente di ingresso, usando un numero limitato di componenti di regolazione fine.
Uno scopo ulteriore della presente descrizione è di fornire un dispositivo di controllo integrato per commutare i convertitori che sia atto a regolare la tensione di uscita o la corrente di uscita del convertitore , o entrambe usando il segnale di controllo proporzionale alla potenza drenata dalla sorgente di ingresso.
Secondo una o più forme di attuazione , uno o più di quanto esposto in precedenza è ottenuto per mezzo di un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico avente gli elementi distintivi esposti specificamente nelle rivendicazioni che seguono . Le forme di attuazione concernono inoltre un relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento .
Le rivendicazioni formano parte integrante dell' insegnamento tecnico della descrizione qui fornita.
Come menzionato in precedenza, un convertitore elettronico comprende di solito uno stadio di potenza comprendente due terminali di ingresso per ricevere un primo segnale di potenza e due terminali di uscita per fornire un secondo segnale di potenza . Il convertitore comprende inoltre un circuito di controllo configurato in modo da controllare il funzionamento dello stadio di potenza in funzione di un segnale di controllo di retroazione . Per esempio, in varie forme di attuazione , il circuito di controllo comprende un modulatore ed eventualmente un dispositivo di pilotaggio configurato in modo da generare segnali di pilotaggio per lo stadio di potenza in funzione del segnale di controllo di retroazione. Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo può comprendere un circuito di condizionamento di segnale configurato in modo da generare il segnale di controllo di retroazione in funzione della tensione di uscita o della corrente di uscita fornita tramite i due terminali di uscita del convertitore.
In varie forme di attuazione, il segnale di controllo di retroazione può essere proporzionale alla potenza drenata dalla sorgente di ingresso e così può essere usato come indicatore della potenza di ingresso.
In varie forme di attuazione, il circuito di controllo comprende per guesto motivo un modulo di controllo di potenza che riceve in ingresso il segnale di controllo di retroazione e genera un segnale di controllo modificato. Per esempio, il modulo di controllo di potenza può essere interposto tra il circuito di condizionamento di segnale e il modulatore. Generalmente, almeno il modulo di controllo di potenza, il modulatore ed eventualmente il dispositivo di pilotaggio possono essere integrati nello stesso circuito integrato. Tuttavia, il modulo di controllo di potenza può anche essere fornito su un circuito separato.
In varie forme di attuazione, il modulo di controllo di potenza comprende un modulo di preelaborazione configurato in modo da generare un segnale di riferimento in funzione del segnale di controllo di retroazione e di un primo segnale che è rappresentativo di una tensione applicata ai terminali di ingresso del convertitore. Per esempio, in varie forme di attuazione, il modulo di preelaborazione può comprendere un sommatore configurato in modo da applicare uno scostamento ("offset") al segnale di controllo di retroazione. In varie forme di attuazione, il modulo di preelaborazione può comprendere un divisore configurato in modo da calcolare il segnale di riferimento dividendo il segnale di controllo di retroazione per il primo segnale che è rappresentativo della tensione applicata ai terminali di ingresso del convertitore.
In varie forme di attuazione, il modulo di controllo di potenza comprende anche un amplificatore di errore configurato in modo da generare il segnale di controllo modificato in funzione del segnale di riferimento e di un secondo segnale che è rappresentativo di una corrente che scorre attraverso i due terminali di ingresso. Per esempio, 1'amplificatore di errore del modulo di controllo di potenza può comprendere almeno un componente integrale. Per esempio, un tale amplificatore di errore può essere implementato con un amplificatore operazionale e una rete di retroazione comprendente almeno un condensatore.
In varie forme di attuazione, lo stadio di potenza del convertitore elettronico può comprendere un trasformatore comprendente un avvolgimento primario e uno secondario. In guesto caso, il modulo di controllo di potenza può essere disposto sul lato primario del trasformatore e il secondo segnale può essere rappresentativo della corrente che scorre attraverso 1'avvolgimento primario del trasformatore.
Breve descrizione delle figure
Le forme di attuazione della presente descrizione saranno ora descritte con riferimento ai disegni annessi, che sono forniti a puro titolo di esempio non limitativo, e nei guali:
- la Figura 1 rappresenta uno schema a blocchi che illustra la struttura generale di un convertitore di potenza;
- la Figura 2 rappresenta uno schema a blocchi che illustra la struttura tipica dell'unità di controllo compresa nel convertitore di potenza della Figura 1;
- la Figura 3a rappresenta uno stadio di potenza di boost, un tipico convertitore non isolato;
- la Figura 3b rappresenta uno stadio di potenza flyback, un tipico convertitore isolato;
- la Figura 4 rappresenta una tradizionale rete di retroazione isolata basata su un regolatore shunt e su un fotoaccoppiatore;
- la Figura 5 rappresenta uno schema a blocchi che illustra un procedimento di controllo di equalizzazione di potenza della tecnica nota;
- la Figura 6 rappresenta uno schema a blocchi che illustra la tipica struttura dell'unità di controllo compresa nel convertitore di potenza della Figura 1 secondo la presente descrizione;
- la Figura 7 rappresenta la struttura generale del Modulo di Controllo di Potenza (PCM, "Power Control Module") compreso nello schema a blocchi della Figura 6;
- la Figura 8 rappresenta un esempio di una implementazione completamente digitale del PCM della Figura 7; e
- la Figura 9 rappresenta una forma di attuazione di un convertitore a semi-ponte risonante LLC alimentato direttamente dalla linea di alimentazione raddrizzata; e
- la Figura 10 rappresenta una forma di attuazione di un circuito di controllo per il convertitore della Figura 9.
Descrizione Dettagliata
Nella seguente descrizione sono forniti numerosi dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita delle forme di attuazione. Le forme di attuazione possono essere attuate senza uno o vari dettagli specifici, o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture ben note non sono illustrate o descritte in dettaglio per evitare di rendere poco chiari gli aspetti delle forme di attuazione.
Un riferimento in tutta questa descrizione a "una forma di attuazione" significa che una particolare struttura, elemento distintivo o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Così, le comparse delle frasi "in una forma di attuazione" in vari luoghi in tutta questa descrizione non fanno necessariamente riferimento tutte alla stessa forma di attuazione . Inoltre, le particolari strutture, elementi distintivi o caratteristiche possono essere combinati in qualsiasi modo appropriato in una o più forme di attuazione.
Le intestazioni qui fornite sono soltanto per convenienza e non interpretano 1'ambito o il significato delle forme di attuazione.
Nelle seguenti Figure da 6 a 9, parti, elementi o componenti che sono già stati descritti con riferimento alle Figure da 1 a 5 sono indicati con gli stessi riferimenti usati precedentemente in tali Figure; la descrizione di tali elementi descritti precedentemente non sarà ripetuta in seguito al fine di non sovraccaricare la presente descrizione dettagliata.
Come menzionato in precedenza, la presente descrizione fornisce soluzioni che permettano al segnale di controllo y di essere proporzionale alla potenza drenata dalla sorgente di ingresso.
La Figura 6 illustra un convertitore elettronico 2Oa secondo la presente descrizione.
Anche in guesto caso, il convertitore elettronico 2Oa comprende uno stadio di potenza 20, tipicamente uno stadio di potenza switched mode, come un convertitore boost, buck, buck-boost, flyback, forward o risonante, e una unità di controllo 24a.
Nella forma di attuazione considerata, 1'unità di controllo 24a ha un sistema di controllo ad anello chiuso. Specificamente, in modo simile alla Figura 2, l'unità di controllo 24a comprende un circuito di rilevamento 24Oa, un circuito di condizionamento di segnale 242 opzionale, un modulatore 244 e un dispositivo di pilotaggio 246.
Anche in guesto caso, il circuito di rilevamento 240a è configurato in modo da misurare una guantità di uscita Xovtda regolare, per es. la tensione di uscita Vouto la corrente di uscita I0ut, e produce un segnale del valore misurato x che è rappresentativo di Xaut- In varie forme di attuazione, il circuito di rilevamento può rilevare altre guantità elettriche nel circuito di potenza 20 che sono usate per effettuare 1'azione di controllo. Il valore del segnale misurato x può guindi essere trasmesso al circuito di condizionamento di segnale 242 opzionale. Le altre guantità elettriche possono (o possono non) essere trasmesse al modulatore 244 direttamente o essere condizionate in modo appropriato a seconda della struttura del modulatore 244.
Il circuito di condizionamento di segnale 242 opzionale può elaborare il segnale del valore misurato x proveniente dal circuito di rilevamento 24Oa. In particolare, il circuito di condizionamento di segnale 242 riceve il segnale del valore misurato x e genera un segnale di controllo y, guaie una tensione di controllo vco una corrente di controllo ic, in base al segnale del valore misurato x. Generalmente, il circuito di condizionamento di segnale 242 è opzionale perché il segnale di controllo y può corrispondere al segnale del valore misurato x.
Nella forma di attuazione considerata, 1'unità di controllo 24a comprende un "Modulo di Controllo di Potenza " (PCM) 280 inserito tra il circuito di condizionamento di segnale 242 e il modulatore 244. In particolare, il modulo di controllo di potenza 280 riceve il segnale di controllo y e genera un segnale di controllo modificato w.
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il modulatore 244 riceve il segnale di controllo modificato w e, nel caso, i segnali aggiuntivi prodotti dal circuito di rilevamento 24Oa, condizionati in modo appropriato se necessario. Il modulatore 244 modula allora una guantità Ψ, che lo stadio di potenza 22 usa in definitiva per controllare il flusso di energia. Per guanto riguarda 1'uscita, il modulatore 244 genera un treno di segnali a impulsi qj(t) a due livelli a bassa potenza che sono ricevuti dal dispositivo di pilotaggio 246.
In varie forme di attuazione , il dispositivo di pilotaggio 264 può essere un amplificatore di potenza e/o un traslatore di livello che riceve gli ingressi qj(t) a bassa potenza e produce i segnali Qj(t) a potenza più elevata. I segnali Qj{t) hanno una ampiezza e un livello di potenza adatti per pilotare i commutatori di potenza dello stadio di potenza 22.
Di conseguenza, confrontando guesto schema a blocchi della Figura 6 con guello rappresentato nella Figura 2, si può osservare che un modulo di controllo di potenza 280 aggiuntivo è inserito tra il circuito di condizionamento di segnale 242 e il modulatore 244. A parte ciò, la struttura generale dell'unità di controllo 24a rimane invariata, e vale di conseguenza la relativa descrizione rispetto alla Figura 2.
Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il modulo 280 riceve agli ingressi il segnale di controllo y (che nello schema della Figura 2 alimentava direttamente il modulatore 244) e due segnali aggiuntivi: il primo segnale v è rappresentativo di una tensione e un segnale i che è rappresentativo di una corrente nello stadio di potenza 20.
In varie forme di attuazione, il convertitore 2Oa è un convertitore isolato con controllo primario, cioè lo stadio di potenza 22 comprende un trasformatore e almeno il modulo di controllo di potenza 280, il modulatore 244 e il dispositivo di pilotaggio 246 sono disposti sul lato primario del trasformatore. In guesto caso, il circuito di condizionamento di segnale 242 può essere usato per attraversare la barriera di isolamento come rappresentato per es. nella Figura 4, cioè il segnale di controllo y sarà trasmesso dal circuito di condizionamento di segnale 242 situato sul lato secondario del trasformatore, attraversando in tal modo la barriera di isolamento.
Di conseguenza, in varie forme di attuazione, il PCM 280 è situato sul lato primario dello stadio di potenza 22. In guesto caso, il segnale v può essere rappresentativo della tensione di ingresso DC V±ne i della corrente di ingresso istantanea Iinit), guale la corrente che scorre attraverso il lato primario.
In varie forme di attuazione, il blocco PCM 280 può essere realizzato sotto forma di un circuito integrato, che può comprendere anche il modulatore 244 e/o il dispositivo di pilotaggio 246.
La Figura 7 rappresenta a guesto riguardo una possibile forma di attuazione del modulo di controllo di potenza 280.
Nella forma di attuazione considerata, il blocco 280 comprende un divisore analogico 282a che riceve i segnali y, eventualmente scostati di un valore y0in un sommatore analogico 290a, e il segnale v e fornisce in uscita un segnale di riferimento ire/:
ire/= kD {y - y0)/ v (10) dove kDè un guadagno opzionale del divisore 282a.
Lo scostamento di y con y0non è obbligatorio, ma può essere utile per far sì che il moltiplicatore /divisore 282a tratti un livello di potenza zero nei circuiti reali per mezzo di un segnale che è sempre maggiore di zero.
Il segnale irefè fornito all'ingresso non invertente di un amplificatore di errore a integrazione 284a, il cui ingresso invertente riceve il segnale i. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, 1'amplificatore di errore a integrazione 284a è implementato con un op-amp 286 configurato come un amplificatore a integrazione attraverso una configurazione appropriata della rete di compensazione di frequenza 288, che comprende di solito almeno un condensatore . Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, 1'amplificatore di errore comprende un componente integrale (I). Tuttavia, 1'amplificatore di errore può anche comprendere ulteriori componenti di retroazione al fine di implementare componenti di tipo proporzionale (P) e/o derivativo (D).
In questo modo, secondo un funzionamento in stato stazionario il valore medio di i, <i>, è uguale a ire/:
<i> lref (il) 1/ uscita dell'amplificatore di errore a integrazione 284a, cioè dell'op-amp 286, è il secondo segnale di controllo w che è fornito all'ingresso del modulatore 244.
Nella forma di attuazione considerata, il segnale di controllo y sarà proporzionale alla potenza di ingresso Pin. Specificamente , i due segnali di ingresso v e i al modulo di controllo di potenza 280 sono
v = KvVln(12) e
i = Ki Ip(t) (13) in cui Ipè la corrente che scorre attraverso il lato primario del trasformatore, e Kve K±sono coefficienti che derivano dai sensori usati per misurare i valori Vine Ip.
Vale la pena ricordare che il valore medio di Ip(t), <Ip(t)>, in condizioni di stato stazionario è uguale alla corrente di ingresso DC I±n:
<Ip(t)> = Iin(14) Di conseguenza, in generale, possono essere misurati anche altri segnali che sono indicativi della corrente di ingresso I±ninvece della corrente Ip.
Così, ipotizzando un funzionamento ideale dell' operazione di integrazione nel blocco 2 84a ed applicando il principio della massa virtuale, la precedente Equazione (li) può essere riscritta:
K ^ (15) In altre parole, 1'op-amp del blocco PCM 280 chiude un anello di controllo interno che regola la corrente di ingresso DC I±na un valore ire/ / K±.
Il segnale di riferimento ire/ generato dal blocco divisore 282a può essere ricavato dalle Equazioni (10) e (12) :
k y - yr 0= (16) K„
Sostituendo l'Equazione (16) in (15) e risolvendo per y, si ottiene :
KJG K K.
y = y0+<v>±Jir, = y0+ (17)
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il modulo di controllo di potenza 280 connesso a valle del circuito di condizionamento di segnale 242 garantirà che il segnale di controllo y (a parte lo scostamento yo) sia proporzionale alla potenza di ingresso P±n.
Gli esperti nella tecnica apprezzeranno che la struttura del PCM della Figura 7 può essere implementata anche usando blocchi digitali o un misto di blocchi analogici e digitali senza uscire dall' ambito della presente descrizione .
Per esempio, la Figura 8 rappresenta una forma di attuazione di una implementazione completamente digitale , che può essere realizzata per es . per mezzo di un microcontrollore programmato in software .
Anche in guest o caso, il blocco PCM 280 comprende un sommatore 29Ob opzionale per sommare uno scostamento y0al segnale di controllo y , un divisore 2 82b che riceve i segnali di controllo y (o preferibilmente y - y0), e un amplificatore di errore a integrazione 2 84b .
Al fine di elaborare i segnali analogici y, v e r, il PCM 280 comprende rispettivi convertitori analogici/ digitali 292a, 292b e 292c configurati in modo da convertire guesti segnali da segnali analogici a digitali .
Nella forma di attuazione considerata, il PCM 280 comprende inoltre un convertitore digitale/ analogico 294 per convertire il segnale di controllo digitale w all' uscita dell'amplificatore di errore a integrazione 284b di nuovo in un segnale analogico. Questo convertitore 294 è puramente opzionale, perché il modulatore 244 potrebbe anche funzionare con un segnale di ingresso digitale.
Il blocco PCM 280 qui descritto è abbastanza universale e può essere visto come un componente aggiuntivo applicabile sostanzialmente a tutti gli anelli di controllo esistenti (si veda per es. la Figura 6).
Il modulo di controllo di potenza 280 descritto ha anche vari vantaggi:
1. Come già discusso, nel procedimento di tecnica nota la variabile di controllo y è proporzionale alla tensione di uscita, mentre nelle presenti soluzioni è proporzionale alla potenza.
2. Il procedimento di tecnica nota definisce un sistema di controllo che comprende sia il circuito di condizionamento di segnale sia il modulatore, mentre la presente soluzione richiede soltanto il blocco PCM 280 che può essere aggiunto a qualsiasi struttura di anello di controllo o modulatore esistente.
3. Il principio di equalizzazione della potenza di ingresso-uscita usato nel sistema di tecnica nota è basato su un funzionamento a frequenza fissa, mentre la presente soluzione è applicabile indipendentemente dal fatto che la frequenza di commutazione sia costante oppure no.
4. Il procedimento di tecnica nota sembra essere applicabile in pratica soltanto a un convertitore non isolato perché richiede di combinare nel circuito di controllo i segnali DC provenienti sia dal lato di ingresso sia da quello di uscita del convertitore. Questo compito potrebbe essere molto più complicato nei convertitori isolati.
5. Il procedimento di tecnica nota, essendo basato su un integratore resettabile , tenta di ottenere una regolazione della tensione di uscita per mezzo di un bilanciamento ciclo per ciclo della potenza di ingresso e di guella di uscita; nelle presenti soluzioni, dato che 1'integratore non è necessariamente resettabile, la regolazione della tensione di uscita può essere ottenuta programmando in modo appropriato la corrente di ingresso media.
6. Il procedimento di tecnica nota usa un moltiplicatore a larghezza di banda larga con tre ingressi che effettua una moltiplicazione e una divisione; nella presente soluzione è sufficiente un più semplice divisore a larghezza di banda stretta con due ingressi, perché tratta segnali che variano lentamente (v e y).
Come menzionato in precedenza, il modulo di controllo di potenza 280 della presente descrizione può essere applicato alla maggior parte dei convertitori a commutazione con un anello di retroazione, quali i convertitori boost e flyback rappresentati nelle Figure 3a e 3b.
La Figura 9 rappresenta una forma di attuazione di un convertitore a semi-ponte risonante LLC. Specificamente, il convertitore è di un cosiddetto tipo "wide LLC ", cioè un convertitore a semi-ponte risonante LLC che è alimentato direttamente dalla linea di alimentazione raddrizzata, senza un front-end pre-regolatore di correzione del fattore di potenza (PFC, "Power Factor Correction") di solito richiesto per funzionare con tutte le sorgenti di alimentazione AC a livello mondiale per strutture residenziali e commerciali (da 88 Vac a 264 Vac).
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, la tensione di ingresso Vinè ottenuta direttamente tramite un raddrizzatore 264, quale un raddrizzatore a ponte, che raddrizza una alimentazione AC Vacapplicata ai terminali di ingresso 266ae 266bdel convertitore 20a. In generale, all'uscita del raddrizzatore 264 può anche essere fornito un condensatore Ciriche può stabilizzare la tensione di ingresso
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il raddrizzatore 264 fornisce tra una linea 260 e una massa GND;Lla tensione di ingresso DC V±n. Questa tensione Vinè applicata a uno stadio di potenza del convertitore . Specificamente , nel caso di un convertitore a semi -ponte risonante LLC, lo stadio di potenza comprende un trasformatore T con un avvolgimento primario e un avvolgimento secondario .
In generale , un convertitore risonante LLC comprende una induttanza serie Ls, cioè una induttanza connessa in serie con 1'avvolgimento primario, una induttanza parallela Lp, cioè una induttanza connessa in parallelo con 1'avvolgimento primario, e un condensatore risonante Crconnesso in serie con 1'avvolgimento primario. Spesso queste induttanze possono essere implementate con 1'induttanza di dispersione e 1'induttanza di magnetizzazione del trasformatore T . Tuttavia, le induttanze Lse Lppossono anche comprendere ulteriori induttori connessi in serie e/o in parallelo con 1'avvolgimento primario e/o secondario del trasformatore T.
Per esempio, il rapporto di spire del trasformatore può essere di 17:4 (primario/secondario), l'induttanza di dispersione del trasformatore (misurata con gli avvolgimenti secondari cortocircuitati ) può essere Ls= 29 μΗ e 1'induttanza primaria del trasformatore (misurata con gli avvolgimenti secondari aperti ) può essere Li = 63 μΗ, cosicché Lp= Li - L3= 34 μΗ.
Di conseguenza, sul lato primario, lo stadio di potenza comprende un semi-ponte comprendente due commutatori elettronici SWae SWbconnessi in serie tra la tensione Vine la massa GNDi del lato primario, cioè il terminale negativo del raddrizzatore 264. Specificamente, 1'avvolgimento primario del trasformatore T è connesso in serie con il condensatore Cr(ed eventualmente un ulteriore induttore Ls)tra il punto intermedio del semi-ponte e la massa GNDi. Per esempio, guesto condensatore risonante può essere Cr= 2 x 68 nF.
Nella forma di attuazione considerata, lo stadio di potenza comprende sul lato secondario un dispositivo di raddrizzamento a onda piena. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il trasformatore T comprende un avvolgimento secondario con presa centrale ( "center-tapped") (cioè, due avvolgimenti secondari connessi in serie) e due diodi Da, Db. Specificamente, il punto intermedio (o la presa centrale) dell'avvolgimento secondario è connesso alla massa GND2del lato secondario. L'anodo del diodo Daè connesso a un primo terminale dell'avvolgimento secondario e il catodo del diodo Daè connesso al terminale di uscita positivo 262. Similmente, 1'anodo del diodo Dbè connesso al secondo terminale dell'avvolgimento secondario e il catodo del diodo Dbè connesso di nuovo al terminale di uscita positivo 262. Di conseguenza, una semionda positiva nell'avvolgimento secondario sarà trasferita tramite il diodo Daall'uscita 262/GND2(che fornisce la tensione di uscita Voute la corrente di uscita Iout)e una semionda negativa nell'avvolgimento secondario sarà trasferita tramite il diodo Dball'uscita 262/GND2.
In varie forme di attuazione, lo stadio di potenza comprende anche un condensatore di uscita Coutconnesso in parallelo con l'uscita del convertitore 262/GND2. Per esempio, il condensatore di uscita può essere Cout= 4 x 470 pF, con la resistenza serie equivalente (max.) del condensatore di uscita Rc= 38/4 mQ.
Nella forma di attuazione considerata, i commutatori elettronici SWae SWb, quali dei MOSFET di potenza che hanno associati rispettivi diodi di corpo ( "body diode") DSWae Dswb, sono controllati da un circuito di controllo 28 (si veda la Fiqura 10), quale un circuito integrato, che genera rispettivi segnali di pilotaggio HVG e LVG.
Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 28 è configurato per pilotare i commutatori SWae SWbin funzione della tensione di uscita
iout
GeGeralmente, come rappresentato nella Figura 10, il circuito di controllo 28 può comprendere un dispositivo di pilotaggio 246a a semi-ponte configurato in modo da generare i segnali di pilotaggio HVG e LVG, in modo tale che i due commutatori SWae SWbsiano accesi e spenti sostanzialmente in opposizione di fase. Tra la disattivazione dell'uno o dell'altro commutatore e 1'attivazione di quello complementare può essere inserito un piccolo tempo morto. Questo tempo morto assicura che i commutatori SWae SWbnon siano mai in conduzione incrociata e che possano funzionare con soft-switching (attivazione con tensione zero tra drain e source, ZVS). Come risultato, la tensione applicata al punto intermedio del semi-ponte sarà un'onda quadra a una frequenza fsw, di solito con un duty cycle del 50%, che fa un'escursione sostanzialmente da 0 a V±n.
Nella forma di attuazione considerata, la regolazione è effettuata cambiando la frequenza di questa onda quadra, cioè la frequenza di commutazione del semi-ponte . Per esempio, all' aumentare della frequenza, la potenza trasferita diminuirà.
Nella forma di attuazione considerata, il circuito di controllo 28 comprende un modulatore 244a che controlla la frequenza di commutazione fsw. Per esempio, il modulatore 244a può comprendere un oscillatore programmabile , realizzato per es. con un condensatore Coscche è esterno al circuito di controllo 28. Per esempio, questo condensatore Coscpuò essere connesso tra un pin del circuito di controllo 28 e la massa GNDlfe può essere caricato e scaricato alternativamente da una corrente Iosc, il cui valore è definito da un segnale di controllo di retroazione. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, questa corrente è definita dalla corrente che scorre attraverso il resistere Radj-Questo convertitore pone un certo numero di problemi. Alcuni di loro, quale la limitazione della potenza massima durante un sovraccarico o un cortocircuito a un piccolo valore in funzione della tensione di ingresso, o il cambiamento della modalità di funzionamento del convertitore a dati livelli di carico indipendentemente dalla tensione di ingresso per soddisfare i requisiti di risparmio energetico, possono essere affrontati con 1'approccio PCM proposto in questa descrizione.
Come menzionato in precedenza, in un circuito convertitore LLC tradizionale, il segnale di controllo di retroazione corrisponde di solito a un segnale che è indicativo della tensione di uscita Vout.
Di conseguenza, nella forma di attuazione rappresentata nella Figura 9, il convertitore 20 comprende un sensore di tensione S2a, configurato in modo da misurare la tensione di uscita Voute un circuito di condizionamento di segnale 242 configurato in modo da trasmettere il segnale misurato dal lato secondario al lato primario. Una possibile implementazione del circuito di rilevamento della tensione di uscita S2ae del circuito di condizionamento di segnale 242 è già stata descritta nella Figura 4. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il segnale che attraversa la barriera di isolamento è la corrente icdel fotoaccoppiatore, che può essere convertita in una tensione di retroazione in tensione vcattraverso un resistore RFB.
Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il segnale di retroazione y corrisponde alla tensione di retroazione vc.
Per esempio, il convertitore rappresentato nella Figura 9 può avere la seguente specifica elettrica:
Parametro Simbolo Valore Unità Intervallo di tensione di vac88 - 264 Vrms ingresso in AC
Freguenza di linea in AC fy&c 50 Hz Intervallo di tensione di V±n90 - 375 V ingresso in DC
Tensione di uscita regolata V0ut 24 V Intervallo di potenza di Pont 0 - 250 w uscita continua
Freguenza di risonanza serie fri 80 kHz Freguenza di commutazione Ìsw 200 kHz massima
Come menzionato in precedenza , il segnale di retroazione y non è fornito direttamente al modulatore 244, ma a un modulo di controllo di potenza 280 che riceve anche i segnali v e r che sono indicativi della tensione di ingresso 1⁄4ηe della corrente di ingresso Ι±η.
Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il segnale v è ottenuto attraverso un circuito di rilevamento di tensione Slacomprendente un divisore di tensione che comprende due resistori R4 e R5 connessi in serie tra la tensione di ingresso V±ne la massa GNDi, cioè il segnale v corrisponde a una versione ridotta della tensione Vine il rapporto di partizione fornisce il guadagno Kv.
Per contro, il segnale i è ottenuto attraverso un secondo circuito di rilevamento Slbconfigurato in modo da misurare un valore che è indicativo della corrente di ingresso Ι±η. Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il segnale i (dimensionalmente una tensione) proviene da un dispositivo di due resistori di rilevamento di corrente Rsche permette una lettura bidirezionale della corrente di risonanza ( "tank current") (cioè, la corrente Ipche scorre attraverso 1'avvolgimento primario del trasformatore T) sia guando il commutatore Qaè chiuso sia guando il commutatore Qbè chiuso. Di conseguenza, per la particolare configurazione, il guadagno K±(dimensionalmente una resistenza) è due volte il valore di resistenza dei resistori Rs.
Come menzionato in precedenza, il segnale di retroazione VFB (corrispondente a y) e i segnali v e i, che rappresentano i segnali di feed-forward, sono forniti al modulo di controllo di potenza 280.
Per esempio, nella Figura 10 è usato 1'approccio analogico rappresentato nella Figura 7. Per esempio, prima di fornire il segnale di retroazione y = vcal divisore analogico 282a del PCM 280, il segnale di retroazione è scostato di 1 V (= yo), in modo tale che in condizioni di assenza di carico il segnale di retroazione sarà maggiore di 1 V.
Inoltre, nella forma di attuazione considerata, la rete di retroazione a integrazione 288 dell' op-amp 286 è implementata per mezzo di un resistor e RINTe di un condensatore CINT, che possono essere esterni al circuito di controllo 28 .
Per esempio, i parametri precedenti possono avere i seguenti valori :
Parametro Simbolo Valore Unità Guadagno di rilevamento K± =2 Rs 0,068 Ω della corrente di ingresso
(Resistore di rilevamento
di corrente)
Rapporto del divisore di Kv2,1-10<“≤>rilevamento della tensione
di ingresso
Guadagno del blocco KD0,4 V divisore analogico
Resistenza dell' integratore RJNT 10 kQ Capacità dell' integratore CjNT 2,2 nF Guadagno da tensione a 2 kQ corrente dell' integratore
Il convertitore prececente è stato testato secondo differenti condizioni di carico e di alimentazione , guaie una condizione di pieno carico (250 W) per differenti tensioni di ingresso, in particolare Vac= 90 V e Vac= 264 V: Parametro Simbolo Valore Unità Tensione di ingresso in DC v±n115 V Corrente di ingresso in DC -Γin 2,376 A Potenza di ingresso Fin 271,8 W Efficienza di conversione η 92,1
Min . Freguenza di fsw 67,7 kHz commutazione
Tensione di retroazione y (vc) 2,883 V Tensione di riferimento per ίref 0,319 V
1'integratore
Tensione di uscita 1,872 V dell' integratore
Parametro Simbolo Valore Unità Tensione di ingresso in DC v±n368 V Corrente di ingresso in DC Iin 0,737 A Potenza di ingresso P±n 271,2 W Efficienza di conversione Ά 92,3
Min. Frequenza di fsw 131,4 kHz commutazione
Tensione di retroazione y (vc)2,884 V Tensione di riferimento per Ìjref 0,099 V
1'integratore
Tensione di uscita W 1,425 V dell'integratore
Quando si confrontano i risultati precedenti, si può apprezzare che il blocco PCM 280 assicura che la potenza di ingresso Pinrimanga sostanzialmente invariata e così è per il segnale di retroazione y.
Ulteriori test hanno dimostrato che le soluzioni qui descritte sono anche robuste per condizioni di carichi e/o tensioni di alimentazione variabili nel tempo.
Naturalmente, fermi restando i principi dell'invenzione, i dettagli di costruzione e le forme di attuazione possono variare ampiamente rispetto a quanto è stato descritto e illustrato qui puramente a titolo di esempio, senza uscire con ciò dall'ambito della presente invenzione, come definito dalle rivendicazioni che seguono.

Claims (13)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Modulo di controllo di potenza (280) per un convertitore elettronico (2Oa), detto convertitore elettronico (2Oa) comprendendo: - uno stadio di potenza (22) che comprende due terminali di ingresso (266a, 266b;260 GNDX)per ricevere un primo segnale di potenza e due terminali di uscita (262, GND2 )per fornire un secondo segnale di potenza, e - un circuito di controllo (24a) configurato in modo da controllare il funzionamento di detto stadio di potenza (22) in funzione di un segnale di controllo di retroazione (y), caratterizzato dal fatto che detto modulo di controllo di potenza (280) comprende: - un modulo di preelaborazione (282, 290) configurato in modo da generare un segnale di riferimento (iref) in funzione di detto segnale di controllo di retroazione (y) e di un primo segnale (v) che è rappresentativo di una tensione (V±n) applicata a detti due terminali di ingresso (266a, 266b;260 GNDi), e - un amplificatore di errore (286, 284) configurato in modo da generare un segnale di controllo modificato (w) in funzione di detto segnale di riferimento (Iref) e di un secondo segnale (i) che è rappresentativo di una corrente (I±n;Ip) che scorre attraverso detti due terminali di ingresso (266a, 266b;260 GNDi).
  2. 2. Modulo di controllo di potenza (280) secondo la Rivendicazione 1, in cui detto modulo di preelaborazione (282, 290) comprende: - un sommatore (290) configurato in modo da applicare uno scostamento o offset (yo) a detto segnale di controllo di retroazione (y).
  3. 3. Modulo di controllo di potenza (280) secondo la Rivendicazione 1 o la Rivendicazione 2, in cui detto modulo di preelaborazione (282, 290) comprende: - un divisore (282) configurato in modo da calcolare detto segnale di riferimento (ire/)dividendo detto segnale di controllo di retroazione (y) per detto primo segnale (v).
  4. 4. Modulo di controllo di potenza (280) secondo una gualsiasi delle rivendicazioni precedenti , in cui detto amplificatore di errore (286, 284) comprende almeno un componente integrale.
  5. 5. Modulo di controllo di potenza (280) secondo la Rivendicazione 3 o la Rivendicazione 4, in cui detto amplificatore di errore (286, 284) comprende: - un amplificatore operazionale (286), e - una rete di retroazione (288) per detto amplificatore operazionale (286), detta rete di retroazione (288) comprendendo almeno un condensatore (CiNT).
  6. 6. Modulo di controllo di potenza (280) secondo la Rivendicazione 5, in cui detto amplificatore operazionale (286) comprende un terminale di ingresso invertente, un terminale di ingresso non invertente e un terminale di uscita, in cui detto amplificatore operazionale (286) è configurato in modo da ricevere detto segnale di riferimento (Irefi a detto terminale di ingresso non invertente detto secondo segnale (i) a detto terminale di ingresso invertente , e in cui detta rete di retroazione (288) è disposta tra detto terminale di uscita e detto terminale di ingresso invertente .
  7. 7. Circuito integrato (28), caratterizzato dal fatto che detto circuito integrato (28) comprende un modulo di controllo di potenza (280) secondo una gualsiasi delle rivendicazioni precedenti .
  8. 8. Circuito integrato (28) secondo la Rivendicazione 1, in cui detto circuito integrato (28) comprende un modulatore (244) ed eventualmente un dispositivo di pilotaggio (246) configurato in modo da generare segnali di pilotaggio (g-j(t), Qj(t), HVG, LVG) per detto stadio di potenza (22) in funzione di detto segnale di controllo modificato (w).
  9. 9. Convertitore elettronico (20) comprendente: - uno stadio di potenza (22) che comprende due terminali di ingresso (266a, 266t>; 260 GNDi) per ricevere un primo segnale di potenza e due terminali di uscita (262, GND2) per fornire un secondo segnale di potenza, e - un circuito di controllo (24a) configurato in modo da controllare il funzionamento di detto stadio di potenza (22) in funzione di un segnale di controllo di retroazione (y), caratterizzato dal fatto che detto circuito di controllo (24a) comprende un modulo di controllo di potenza (280) secondo una gualsiasi delle rivendicazioni precedenti da 1 a 6.
  10. 10 . Convertitore elettronico (20) secondo la Rivendicazione 9, in cui detto stadio di potenza (22) comprende un tras formatore (T) comprendente un avvolgimento primario e uno secondario, e in cui detto modulo di controllo di potenza (280) è disposto sul lato primario di detto trasformatore (T).
  11. 11. Convertitore elettronico (20) secondo la Rivendicazione 10, in cui detto secondo segnale (i) è rappresentativo della corrente (IP)che scorre attraverso detto avvolgimento primario.
  12. 12. Convertitore elettronico (20) secondo la Rivendicazione 10 o la Rivendicazione 11, in cui detto circuito di controllo (24a) comprende un circuito di condizionamento di segnale (242) configurato in modo da generare detto segnale di controllo di retroazione (y) in funzione della tensione (Vout)o della corrente (Iout)fornita tramite detti due terminali di uscita (262, GND2 ).
  13. 13. Procedimento per controllare un convertitore elettronico (2Oa) comprendente: - uno stadio di potenza (22) che comprende due terminali di ingresso (266a, 266t,;260 GNDi) per ricevere un primo segnale di potenza e due terminali di uscita (262, GND2 )per fornire un secondo segnale di potenza, e - un circuito di controllo (24a) configurato in modo da controllare il funzionamento di detto stadio di potenza (22) in funzione di un segnale di controllo di retroazione (y), caratterizzato dal fatto che il procedimento comprende le fasi di: - generare un segnale di riferimento (iref)in funzione di detto segnale di controllo di retroazione (y) e di un primo segnale (v) che è rappresentativo di una tensione (V±n)applicata a detti due terminali di ingresso (266a, 266b;260 GNDi), - fornire detto segnale di riferimento (Iref) e un secondo segnale (i) che è rappresentativo di una corrente (I±n; Ip) applicata a detti due terminali di ingresso (266a, 266b;260 GNDi) a un amplificatore di errore (286, 284), detto amplificatore di errore (286, 284) essendo configurato in modo da generare un segnale di controllo modificato (w) in funzione di detto segnale di riferimento (Ireif) e di detto secondo segnale (i), e - controllare il funzionamento di detto stadio di potenza (22) in funzione di detto segnale di controllo modificato (w).
ITUB2015A009679A 2015-12-21 2015-12-21 Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento ITUB20159679A1 (it)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITUB2015A009679A ITUB20159679A1 (it) 2015-12-21 2015-12-21 Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento
US15/166,704 US9948190B2 (en) 2015-12-21 2016-05-27 Power control module for an electronic converter, related integrated circuit, electronic converter and method
CN201620817711.2U CN205847102U (zh) 2015-12-21 2016-07-28 用于电子变换器的功率控制模块、相关集成电路和电子变换器
CN202010260663.2A CN111342669B (zh) 2015-12-21 2016-07-28 控制电路、开关变换器和非暂态存储介质
CN201610615614.XA CN106911252B (zh) 2015-12-21 2016-07-28 用于电子变换器的功率控制模块、相关集成电路、电子变换器和方法
DE102016118240.0A DE102016118240A1 (de) 2015-12-21 2016-09-27 Leistungssteuermodul für einen elektrischen Wandler, sowie damit in Verbindung stehende integrierte Schaltung, elektrischer Wandler und Verfahren
US15/915,758 US10243470B2 (en) 2015-12-21 2018-03-08 Power control module for an electronic converter, related integrated circuit, electronic converter and method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITUB2015A009679A ITUB20159679A1 (it) 2015-12-21 2015-12-21 Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ITUB20159679A1 true ITUB20159679A1 (it) 2017-06-21

Family

ID=55538557

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ITUB2015A009679A ITUB20159679A1 (it) 2015-12-21 2015-12-21 Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento

Country Status (4)

Country Link
US (2) US9948190B2 (it)
CN (3) CN111342669B (it)
DE (1) DE102016118240A1 (it)
IT (1) ITUB20159679A1 (it)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3044843B1 (fr) * 2015-12-04 2018-01-05 Sagem Defense Securite Procede de controle d'un convertisseur continu/continu et convertisseur continu/continu pour la mise en œuvre d'un tel procede de controle.
ITUB20159679A1 (it) * 2015-12-21 2017-06-21 St Microelectronics Srl Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento
US10389260B2 (en) * 2016-04-14 2019-08-20 Signify Holding B.V. Half bridge resonant converters, circuits using them, and corresponding control methods
US10528023B2 (en) * 2016-12-22 2020-01-07 General Dynamics-OTS. Inc. Electric motor drive system for low-voltage motor
US10171003B1 (en) 2018-03-27 2019-01-01 Stmicroelectronics S.R.L. Controlling a switching resonant converter
CN110504837B (zh) * 2018-05-16 2020-10-30 台达电子工业股份有限公司 电源转换电路及电源转换电路控制方法
CN110707926B (zh) * 2018-07-09 2022-03-08 力智电子股份有限公司 直流-直流控制器
CN108923647A (zh) * 2018-07-11 2018-11-30 汉能移动能源控股集团有限公司 直流电压转换器、最大功率跟踪方法、装置、设备及介质
TWI695574B (zh) * 2019-05-28 2020-06-01 遠東科技大學 整流機控制系統及多台直流整流機並聯下的定電壓/定電流數位控制系統
DE102019212639A1 (de) * 2019-08-23 2021-02-25 Robert Bosch Gmbh Regelvorrichtung, Schaltwandler und Verfahren zur Regelung einer Ausgangsgröße
CN110824906B (zh) * 2019-11-28 2023-02-10 北京北广科技股份有限公司 一种基于模糊控制策略的快速整定电路
IT201900022950A1 (it) * 2019-12-04 2021-06-04 St Microelectronics Srl Circuito di raccolta di energia, sistema e procedimento operativo corrispondenti
TWI710204B (zh) * 2019-12-13 2020-11-11 大陸商北京集創北方科技股份有限公司 控制晶片、直流-直流轉換器及利用該直流-直流轉換器之攜帶型電子裝置
WO2021134288A1 (zh) * 2019-12-30 2021-07-08 Oppo广东移动通信有限公司 电源提供装置及充电控制方法
CN111193403A (zh) * 2019-12-31 2020-05-22 苏州浪潮智能科技有限公司 一种基于crps的同步整流方法、系统、终端及存储介质
US11099589B1 (en) * 2020-03-16 2021-08-24 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Digitally programmable, fully differential error amplifier
TWI777412B (zh) * 2020-06-29 2022-09-11 立錡科技股份有限公司 諧振半橋返馳電源供應器及其一次側控制電路與控制方法
CN111796540B (zh) * 2020-07-01 2022-03-04 中国电子科技集团公司第三十八研究所 一种高锁定精度的电光调制器偏压控制电路系统
CN113364259B (zh) * 2021-06-11 2022-08-19 深圳市费思泰克科技有限公司 一种带延时关断保护的恒流泄放电路
CN113359927A (zh) * 2021-06-30 2021-09-07 合肥博雷电气有限公司 冗余二极管压差加权补偿输出电压反馈电路及其使用方法
US11581804B1 (en) * 2021-08-17 2023-02-14 Nxp Usa, Inc. Combined current sense and capacitor voltage sense for control of a resonant converter
TWI822091B (zh) * 2021-09-06 2023-11-11 立錡科技股份有限公司 半橋返馳式轉換器及其控制方法
JP2023049712A (ja) * 2021-09-29 2023-04-10 国立大学法人 岡山大学 制御方法、制御装置及び制御システム
CN114489182B (zh) * 2022-02-11 2023-05-23 无锡市肯恩科技有限公司 一种具有双温度检测功能的pid温度控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120032661A1 (en) * 2010-08-05 2012-02-09 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power source apparatus
US20140043866A1 (en) * 2012-08-09 2014-02-13 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd High efficiency and low loss ac-dc power supply circuit and control method
FR2996700A1 (fr) * 2012-10-05 2014-04-11 Technoboost Convertisseur courant continu/courant continu pour un vehicule
EP2919374A1 (en) * 2014-03-12 2015-09-16 DET International Holding Limited Duty-ratio controller

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4914539A (en) * 1989-03-15 1990-04-03 The Boeing Company Regulator for inductively coupled power distribution system
US5619405A (en) * 1995-12-21 1997-04-08 Reltec Corporation Variable bandwith control for power factor correction
US5847942A (en) 1996-05-30 1998-12-08 Unitrode Corporation Controller for isolated boost converter with improved detection of RMS input voltage for distortion reduction and having load-dependent overlap conduction delay of shunt MOSFET
WO2005093936A1 (en) * 2004-02-26 2005-10-06 Semiconductor Components Industries L.L.C. Power supply controller method and structure
ITMI20042004A1 (it) * 2004-10-21 2005-01-21 St Microelectronics Srl "dispositivo per la correzione del fattore di potenza in alimentatori a commutazione forzata."
US7885085B2 (en) * 2007-01-22 2011-02-08 Power Integrations, Inc. Cascaded PFC and resonant mode power converters
JPWO2011128962A1 (ja) 2010-04-12 2013-07-11 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
US8823346B2 (en) * 2011-12-09 2014-09-02 Intersil Americas LLC System and method of feed forward for boost converters with improved power factor and reduced energy storage
CN102497711B (zh) * 2011-12-31 2015-12-16 杭州士兰微电子股份有限公司 Led驱动电路及包含该驱动电路的开关电源
US9287798B2 (en) * 2012-12-06 2016-03-15 Stmicroelectronics, Inc. High power factor primary regulated offline LED driver
CN202997942U (zh) * 2012-12-25 2013-06-12 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源控制器及包含该开关电源控制器的开关电源
JP5803946B2 (ja) * 2013-01-16 2015-11-04 株式会社デンソー スイッチングレギュレータ
US9112425B2 (en) * 2013-06-14 2015-08-18 Power Integrations, Inc. Switch mode power converter having burst mode with current offset
US9837915B2 (en) * 2015-10-23 2017-12-05 Infineon Technologies Austria Ag Controlling components of power converters using delta-sigma modulation on analog inputs
ITUB20159679A1 (it) * 2015-12-21 2017-06-21 St Microelectronics Srl Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120032661A1 (en) * 2010-08-05 2012-02-09 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power source apparatus
US20140043866A1 (en) * 2012-08-09 2014-02-13 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd High efficiency and low loss ac-dc power supply circuit and control method
FR2996700A1 (fr) * 2012-10-05 2014-04-11 Technoboost Convertisseur courant continu/courant continu pour un vehicule
EP2919374A1 (en) * 2014-03-12 2015-09-16 DET International Holding Limited Duty-ratio controller

Also Published As

Publication number Publication date
CN106911252A (zh) 2017-06-30
CN106911252B (zh) 2020-05-01
DE102016118240A1 (de) 2017-06-22
US20180205317A1 (en) 2018-07-19
US20170179833A1 (en) 2017-06-22
CN111342669A (zh) 2020-06-26
US10243470B2 (en) 2019-03-26
CN111342669B (zh) 2024-03-08
CN205847102U (zh) 2016-12-28
US9948190B2 (en) 2018-04-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ITUB20159679A1 (it) Un modulo di controllo di potenza per un convertitore elettronico, relativo circuito integrato, convertitore elettronico e procedimento
US9246391B2 (en) Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US8248040B2 (en) Time-limiting mode (TLM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
US8698475B2 (en) Switching-mode power supply with ripple mode control and associated methods
US9998022B2 (en) Current limit peak regulation circuit for power converter with low standby power dissipation
US9502961B2 (en) Control circuit implementing a related method for controlling a switching power factor corrector, a PFC and an AC/DC converter
US9667152B2 (en) Power conversion system and power conversion method
US10566904B2 (en) Multimode PWM converter with smooth mode transition
US8194420B2 (en) Method for controlling a switching regulator and related switching regulator
TWI492500B (zh) AC / DC converter control circuit and the application of its AC / DC converter
US9647557B2 (en) Three phases controller for buck-boost regulators
US9667161B2 (en) Power converter and method for controlling power converter that adjust duty cycle of switching circuit based on input voltage
US20120049772A1 (en) Controlling a bidirectional dc-to-dc converter
US20150244275A1 (en) Power Conversion with Delay Compensation
US9391523B2 (en) Controller with constant current limit
US20160344282A1 (en) Power factor correction control device for dynamically sensing and boost regulation
US10439494B2 (en) Inductor current sensing and regulation for power converter
US20110194316A1 (en) Switching power supply device
US10367420B2 (en) Load regulation for the isolated output in an isolated buck converter
US20110211282A1 (en) Self-adjustable overcurrent protection threshold circuit, a method for generating a compensated threshold signal and a power supply employing the circuit or method
US10630175B2 (en) Pseudo current tracking for power supply regulation
US10924023B2 (en) Control circuit having power limit for an AC-DC converter and integrated circuits thereof
Sheehan et al. Switch-mode power converter compensation made easy
US9705412B2 (en) Pulsed feedback switching converter
JP5588393B2 (ja) 同期整流型コンバータ、その試験システム