JPWO2011128962A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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一正 松岡
一正 松岡
池田 勝己
勝己 池田
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Abstract

この無停電電源装置は、コンバータ(6)とインバータ(8)の間の電源ノード(N1)の電圧からインバータ(8)の出力電圧(VAC2)の周波数の2倍の周波数のリプル電圧を除去して直流電圧(VDC)を生成するフィルタ(13)を備える。このフィルタ(13)は、電源ノード(N1)の電圧からリプル電圧を抽出する抽出部(13a)と、抽出部(13a)によって抽出されたリプル電圧を電源ノード(N1)の電圧から減算して直流電圧を生成する減算部(13b)とを含む。

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、コンバータとインバータを備えた電力変換装置に関する。
従来より、コンピュータシステム等の重要負荷に交流電力を安定的に供給するための電源装置として、無停電電源装置が広く用いられている。たとえば特開平7−298516号公報(特許文献1)に示されるように、無停電電源装置は一般に、商用交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備える。商用交流電力が供給されている正常時は、コンバータで生成された直流電力は、インバータに供給されるとともにバッテリに蓄えられる。商用交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータの運転が停止され、バッテリからインバータに直流電力が供給される。
特開平7−298516号公報
このような無停電電源装置では、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧を平滑化するコンデンサが設けられている。インバータが負荷に交流電力を供給するときに電源ノードにリプル電圧が発生しないように、コンデンサの容量値は十分に大きな値に設定されている。
しかし、コンデンサの容量値を大きくすると、コンデンサは高価になる。装置のコストを下げるためには、装置の寿命や負荷に悪影響が出ない程度にコンデンサの容量値を小さくする必要がある。
また、無停電電源装置には、高効率化を図るために、コンバータの入力電圧と入力電流の位相が一致するようにコンバータを制御する制御部を備えたものがある。このような装置では、コンデンサの容量値を小さくすることによって電源ノードにリプル電圧が発生すると、入力電流の波形の歪みが大きくなって効率が低下してしまう。この現象を改善する方法として、電源ノードと制御部の間にリプル電圧を除去する低次フィルタを設けることも考えられるが、その方法では制御部の応答性が劣化し、効率が低下してしまう。
それゆえに、この発明の主たる目的は、低コストで高効率の電力変換装置を提供することである。
この発明に係る電力変換装置は、第1の交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を第2の交流電力に変換するインバータと、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧を平滑化するコンデンサと、電源ノードの電圧から予め定められた周波数のリプル電圧を除去して直流電圧を生成するフィルタと、直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する制御部とを備えたものである。フィルタは、電源ノードの電圧からリプル電圧を抽出する抽出部と、抽出部によって抽出されたリプル電圧を電源ノードの電圧から減算して直流電圧を生成する減算部とを含む。
好ましくは、抽出部は、電源ノードの電圧の座標を静止座標から予め定められた周波数で回転する回転座標に変換する座標変換部と、回転座標上において電源ノードの電圧から交流成分を除去する低次フィルタと、低次フィルタの出力電圧の座標を回転座標から静止座標に逆変換してリプル電圧を生成する座標逆変換部とを含む。
また好ましくは、予め定められた周波数は、インバータの出力電圧の2倍の周波数である。
また好ましくは、電源ノードの電圧は、さらにインバータのスイッチング周波数の交流成分を含み、フィルタは、電源ノードの電圧からリプル電圧とインバータのスイッチング周波数の交流成分とを除去して直流電圧を生成する。
また好ましくは、制御部は、コンバータの入力電圧と入力電流の位相が一致し、かつ直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する。
また好ましくは、第1の交流電力は商用交流電源から供給される。商用交流電源から第1の交流電力が供給されている正常時は、直流電力はインバータに供給されるとともに電力貯蔵装置に供給される。商用交流電源からの第1の交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータの運転が停止されるとともに、電力貯蔵装置からインバータに直流電力が供給される。
この発明に係る電力変換装置では、コンバータとインバータの間の電源ノードの電圧から所定周波数のリプル電圧を抽出し、抽出したリプル電圧を電源ノードの電圧から減算して直流電圧を生成し、その直流電圧が目標電圧に一致するようにコンバータを制御する。したがって、電源ノードにリプル電圧が発生した場合でも、リプル電圧の影響を除去できるので、コンデンサの容量値を小さくして低コスト化を図ることができる。また、電源ノードの電圧から所定周波数のリプル電圧のみを除去するので、制御部の応答性が劣化して効率が低下することもない。
この発明の一実施の形態による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図1に示した電源ノードに発生するリプル電圧の波形図である。 図1に示した2f除去フィルタの構成を示すブロック図である。 実施の形態の比較例を示す回路ブロック図である。
本実施の形態の無停電電源装置は、図1に示すように、入力端子T1、バッテリ端子T2、出力端子T3、ブレーカ1,10、インダクタ2,4、コンデンサ3,7、電流センサ5,9、コンバータ6、インバータ8、およびコンバータ制御部11を備える。
入力端子T1は、商用交流電源31から交流電圧VAC1を受ける。バッテリ端子T2には、バッテリ32の正極が接続される。バッテリ32の負極は、基準電圧のラインに接続される。出力端子T3には、たとえばコンピュータのような重要な負荷33が接続される。
なお、本願発明はコンバータ6の制御に関するものであるので、図面および説明の簡単化を図るため、インバータ8の制御に関連する構成は図示されていない。また、商用交流電源31は3相の交流電圧を出力するものであるが、図面および説明の簡単化を図るため、1相分の構成および動作だけを説明する。また、インバータ8は、1相の交流電圧のみを出力するものでもよいし、3相の交流電圧を出力するものでもよい。
ブレーカ1の一方端子は入力端子T1に接続され、その他方端子はインダクタ2,4を介してコンバータ6の入力ノードに接続される。ブレーカ1は、無停電電源装置の使用時にオンされ、装置のメンテナンス時などにオフされる。
コンデンサ3の一方端子はインダクタ2,4間のノードに接続され、その他方端子は基準電圧のラインに接続される。インダクタ2,4およびコンデンサ3は、商用交流電源31からの交流電圧VAC1をコンバータ6に通過させるとともに、コンバータ6で発生したスイッチング周波数(たとえば、10kHz)のノイズを遮断する入力フィルタ(低域フィルタ)を構成する。これにより、コンバータ6で発生したスイッチング周波数のノイズが商用交流電源31側に流れて他の電気機器に悪影響が発生することを防止している。
電流センサ5は、インダクタ4とコンバータ6の間に設けられ、コンバータ6の入力電流IRを検出し、検出結果を示す信号をコンバータ制御部11に与える。コンバータ6は、コンバータ制御部11からのPWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)信号によって制御され、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換してインバータ8に供給する。コンバータ6は、複数のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)を含む周知のものである。
コンデンサ7は、コンバータ6とインバータ8の間の電源ノードN1と基準電圧のラインとの間に接続され、電源ノードN1の電圧V1を平滑化させる。インバータ8は、インバータ制御部(図示せず)からのPWM信号によって制御され、コンバータ6またはバッテリ32からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換し、その交流電力を出力端子T3を介して負荷33に供給する。インバータ8は、複数のIGBTを含む周知のものである。負荷33は、インバータ8から供給される交流電力によって駆動される。
また、電源ノードN1は、コンバータ制御部11に接続されるとともに、ブレーカ10を介してバッテリ端子T2に接続される。ブレーカ10は、無停電電源装置の使用時にオンされ、装置のメンテナンス時などにオフされる。
バッテリ32は、商用交流電源31から交流電力が供給されている正常時は、コンバータ6からブレーカ10を介して供給される直流電力を蓄える。また、バッテリ32は、商用交流電源31からの交流電力の供給が停止された停電時は、ブレーカ10を介してインバータ8に直流電力を供給する。これにより、停電時でもバッテリ32に電力が残っている期間は、負荷33に交流電力を供給することができる。
電流センサ9は、電源ノードN1とブレーカ10の間に設けられ、電源ノードN1からバッテリ32に流れる電流IBを検出し、検出結果を示す信号をコンバータ制御部11に与える。
コンバータ制御部11は、入力端子T1の交流電圧VAC1と、電源ノードN1の電圧V1とを検出する。また、コンバータ制御部11は、電源ノードN1の電圧V1が目標電圧(たとえば、400V)に一致し、コンバータ6の入力電流IRの波形が正弦波になり、コンバータ6の入力電圧VAC1と入力電流IRの位相が一致するように、コンバータ6を制御する。コンバータ6の入力電圧VAC1と入力電流IRの位相が一致すると、力率が1.0になり、効率が高くなる。また、コンバータ制御部11は、電源ノードN1からバッテリ32に流れる電流IBが目標電流(たとえば、10A)に一致するように、コンバータ6を制御する。
このような無停電電源装置では、通常は、電源ノードN1の電圧V1が一定の直流電圧になるように、コンデンサ7の容量値は十分に大きな値に設定される。しかし、装置の低コスト化を図るため、コンデンサ7の寿命や負荷33に悪影響が出ない程度に、コンデンサ7の容量値を小さな値に設定する場合がある。
この場合、インバータ8が負荷33に交流電力を供給すると、図2に示すように、インバータ8から出力される交流電圧VAC2の周波数f(たとえば、50Hz)の2倍の周波数2f(この場合、100Hz)のリプル電圧Vrpが発生する。リプル電圧Vrpは、正弦波状に変化し、その振幅電圧はたとえば15Vになる。リプル電圧Vrpは、直流電圧VDC(たとえば、400V)に重畳する。なお、電源ノードN1には、インバータ8のスイッチング周波数(たとえば、10kHz)のノイズも発生する。
コンバータ制御部11は、DSP(Digital Signal Processor)12とFPGA(Field Programmable Gate Array)18で構成されている。DSP12は、2f除去フィルタ13、フィルタ14、バッテリ充電電流制御部15、直流電圧制御部16、および入力電流指令生成部17を含む。FPGA18は、入力電流制御部19を含む。
2f除去フィルタ13は、電源ノードN1の電圧V1からリプル電圧Vrfを抽出する抽出部13aと、電源ノードN1の電圧V1からリプル電圧Vrfを減算して直流電圧VDCを生成する減算器13bとを含む。
また、抽出部13aは、図3に示すように、信号発生部20、座標変換部21、フィルタ部22、および座標逆変換部23を含む。信号発生部20は、余弦波信号φS(=√2sin2ωt)と正弦波信号φC(=√2cos2ωt)を発生する。信号φS,φCの各々は、インバータ8の出力電圧VAC2の周波数fの2倍の周波数2fを有する。
座標変換部21は、電源ノードN1の電圧V1の座標を静止座標からインバータ8の出力電圧の周波数fの2倍の周波数で回転する回転座標に変換する。すなわち、座標変換部21は、電源ノードN1の電圧V1に余弦波信号φSを乗算して電圧VS1を生成する乗算器21aと、電源ノードN1の電圧V1に正弦波信号φCを乗算して電圧VC1を生成する乗算器21bとを含む。電源ノードN1の電圧V1は、回転座標上においては、乗算器21a,21bの出力電圧VS1,VC1で表わされる。
フィルタ部22は、乗算器21aの出力電圧VS1から交流成分を除去する低次フィルタ22aと、乗算器21bの出力電圧VC1から交流成分を除去する低次フィルタ22bとを含む。これにより、インバータ8の出力電圧の周波数fの2倍の周波数2f以外の周波数の交流成分は除去される。電源ノードN1に発生するリプル電圧Vrは、回転座標上においては、低次フィルタ22a,22bの出力電圧VS1,VC1で表わされる。
座標逆変換部23は、低次フィルタ22a,22bの出力電圧VS2,VC2の座標を回転座標から静止座標に逆変換してリプル電圧Vrpを生成する。すなわち、座標逆変換部23は、低次フィルタ22aの出力電圧VS2に余弦波信号φSを乗算して電圧VS3を生成する乗算器23aと、低次フィルタ22bの出力電圧VS2に余弦波信号φCを乗算して電圧VC3を生成する乗算器23bと、乗算器23a,23bの出力電圧VS3,VC3を加算してリプル電圧Vrpを生成する加算器23cとを含む。
リプル電圧Vrpは、図1の減算器13bに与えられる。減算器13bは、電源ノードN1の電圧V1からリプル電圧Vrfを減算して直流電圧VDCを生成する。フィルタ14は、インバータ8の動作時に電源ノードN1に発生するインバータ8のスイッチング周波数のノイズなどを除去する高域フィルタである。
バッテリ充電電流制御部15は、電流センサ9の出力信号に基づいて、電源ノードN1からバッテリ32に流れる電流IBがバッテリ電流基準値に一致するように電流制御信号を出力する。直流電圧制御部16は、バッテリ充電電流制御部15の出力信号と、フィルタ14によってノイズを除去された直流電圧VDCとを受け、直流電圧VDCが直流電圧基準値(目標電圧)に一致するように電圧制御信号を出力する。
入力電流指令生成部17は、商用交流電源31からの交流電圧VAC1と、電源ノードN1の電圧V1と、直流電圧制御部16の出力信号とを受ける。入力電流指令生成部17は、直流電圧制御部16の出力信号にインバータ有効分電流フィードフォワードを加算し、さらに、電源ノードN1の電圧V1の1サイクルの移動平均値を乗算して直流電流指令値を生成する。インバータ電流フィードフォワードを加算するのは、コンバータ6の入力電流IRの位相遅れを補償するためである。
また、入力電流指令生成部17は、交流入力電圧VAC1の実効値を演算し、その実効値で直流電流指令値を除算して入力電流実効値指令を生成する。さらに入力電流指令生成部17は、入力電流実効値指令にUVW−DQ変換を施して直流の入力電流実効値指令を生成し、その直流の入力電流実効値指令と交流入力電圧VAC1とに基づいて、交流の入力電流指令を生成する。この交流の入力電流指令は、正弦波状に変化し、交流入力電圧VAC1と同じ位相を有する。入力電流指令は、入力電流指令生成部17の電流指令リミッタによって所定の上限値よりも小さなレベルに制限されて入力電流制御部19に与えられる。
入力電流制御部19は、電流センサ5の出力信号と入力電流指令生成部17からの入力電流指令とを受け、コンバータ6の入力電流IRが入力電流指令に一致するように電流指令信号を生成する。さらに入力電流制御部19は、コンバータ6の入力電流IRの位相遅れを補償するために交流入力電圧VAC1に基づいて電流指令信号を補正し、補正した電流指令信号をPWM信号に変換してコンバータ6に与える。コンバータ6は、入力電流制御部19からのPWM信号に従って、商用交流電源31からの交流電力を直流電力に変換する。これにより、コンバータ6の入力電流IRが正弦波状に変化し、コンバータ6の入力電圧VAC1と入力電流IRの位相が一致する。
図4は、この実施の形態の比較例となる無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図であって、図1と対比される図である。この比較例が実施の形態と異なる点は、2f除去フィルタ13が設けられていない点である。フィルタ14は、インバータ8のスイッチング周波数のような高い周波数のノイズを除去する高域フィルタである。したがって、リプル電圧Vrpのような低い周波数の電圧変動は、フィルタ14を通過して直流電圧制御部16に伝達される。
リプル電圧Vrpは、直流電圧制御部16によって増幅されて、入力電流実効値指令に重畳される。100Hz(周波数2f)のリプル電圧Vrpを含む入力電流実効値指令をDQ−UVW変換して交流の入力電流指令を生成すると、入力電流指令に150Hz(周波数3f)のリプルが重畳される。このリプルは、入力電流IRの波形を歪ませる。入力電流IRの歪率の規定値は総合で3%以下であるが、比較例における入力電流IRの歪率の実測値は総合で5%に劣化していた。
フィルタ14を低次フィルタ(5rad/s程度)で構成すればフィルタ14でリプル電圧Vrpを除去することができるが、その場合、直流電圧制御部16の応答(比例制御では100rad/s程度、積分制御では20rad/s程度)を満足することができなくなってしまう。
これに対して本願発明では、リプル電圧Vrpのみを除去する2f除去フィルタ13を追加したので、直流電圧制御部16の応答性を劣化させることなく、入力電流の歪率を低減させることができる。本願発明では、入力電流IRの歪率の実測値は総合で2.0%以下であった。また、容量値の小さなコンデンサ7を使用できるので、装置価格の低減化を図ることができる。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1,10 ブレーカ、2,4 インダクタ、3,7 コンデンサ、5,9 電流センサ、6 コンバータ、8 インバータ、11 コンバータ制御部、13 2f除去フィルタ、13a 抽出部、13b 減算器、14 フィルタ、15 バッテリ充電電流制御部、16 直流電圧制御部、17 入力電流指令生成部、19 入力電流制御部、20 信号発生部、21 座標変換部、21a,21b,23a,23b 乗算器、22 フィルタ部、22a,22b 低次フィルタ、23 座標逆変換部、23c 加算器、31 商用交流電源、32 バッテリ、33 負荷、N1 電源ノード、T1 入力端子、T2 バッテリ端子、T3 出力端子。

Claims (6)

  1. 第1の交流電力を直流電力に変換するコンバータ(6)と、
    前記直流電力を第2の交流電力に変換するインバータ(8)と、
    前記コンバータ(6)と前記インバータ(8)の間の電源ノード(N1)の電圧を平滑化するコンデンサ(7)と、
    前記電源ノード(N1)の電圧から予め定められた周波数のリプル電圧を除去して直流電圧を生成するフィルタ(13,14)と、
    前記直流電圧が目標電圧に一致するように前記コンバータ(6)を制御する制御部(11)とを備え、
    前記フィルタ(13,14)は、
    前記電源ノード(N1)の電圧から前記リプル電圧を抽出する抽出部(13a)と、
    前記抽出部(13a)によって抽出された前記リプル電圧を前記電源ノード(N1)の電圧から減算して前記直流電圧を生成する減算部(13b)とを含む、電力変換装置。
  2. 前記抽出部(13a)は、
    前記電源ノード(N1)の電圧の座標を静止座標から前記予め定められた周波数で回転する回転座標に変換する座標変換部(21)と、
    前記回転座標上において前記電源ノード(N1)の電圧から交流成分を除去する低次フィルタ(22a,22b)と、
    前記低次フィルタ(22a,22b)の出力電圧の座標を前記回転座標から前記静止座標に逆変換して前記リプル電圧を生成する座標逆変換部(23)とを含む、請求の範囲第1項に記載の電力変換装置。
  3. 前記予め定められた周波数は、前記インバータ(8)の出力電圧の2倍の周波数である、請求の範囲第1項に記載の電力変換装置。
  4. 前記電源ノード(N1)の電圧は、さらに前記インバータ(8)のスイッチング周波数の交流成分を含み、
    前記フィルタ(13,14)は、前記電源ノード(N1)の電圧から前記リプル電圧と前記インバータ(8)のスイッチング周波数の交流成分とを除去して前記直流電圧を生成する、請求の範囲第1項に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御部(11)は、前記コンバータ(6)の入力電圧と入力電流の位相が一致し、かつ前記直流電圧が前記目標電圧に一致するように前記コンバータ(6)を制御する、請求の範囲第1項に記載の電力変換装置。
  6. 前記第1の交流電力は商用交流電源から供給され、
    前記商用交流電源(31)から前記第1の交流電力が供給されている正常時は、前記直流電力は前記インバータ(6)に供給されるとともに電力貯蔵装置(32)に供給され、
    前記商用交流電源(31)からの前記第1の交流電力の供給が停止された停電時は、前記コンバータ(6)の運転が停止されるとともに、前記電力貯蔵装置(32)から前記インバータ(6)に直流電力が供給される、請求の範囲第1項に記載の電力変換装置。
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