JPH1094267A - 正弦波コンバータ - Google Patents
正弦波コンバータInfo
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- JPH1094267A JPH1094267A JP8242846A JP24284696A JPH1094267A JP H1094267 A JPH1094267 A JP H1094267A JP 8242846 A JP8242846 A JP 8242846A JP 24284696 A JP24284696 A JP 24284696A JP H1094267 A JPH1094267 A JP H1094267A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】従来の正弦波コンバータ３では，インバータ４
に供給する直流電圧ＶDCを一定に制御するため，負荷変
動の影響が入力電流ＩACに現れてしまい，その変動幅が
大きい場合，低次高調波を増大させ，運転効率の低下を
招いていた。 【解決手段】本発明は，出力電圧ＶDCを調整するための
ＰＩ制御器４０ｂの積分時間を負荷が周期変動する時と
しない時とで変更可能として，負荷の変動がない時の過
渡特性を悪化させないで，入力電流ＩACへの負荷の周期
変動の影響を取り除くことを図ったものである。
に供給する直流電圧ＶDCを一定に制御するため，負荷変
動の影響が入力電流ＩACに現れてしまい，その変動幅が
大きい場合，低次高調波を増大させ，運転効率の低下を
招いていた。 【解決手段】本発明は，出力電圧ＶDCを調整するための
ＰＩ制御器４０ｂの積分時間を負荷が周期変動する時と
しない時とで変更可能として，負荷の変動がない時の過
渡特性を悪化させないで，入力電流ＩACへの負荷の周期
変動の影響を取り除くことを図ったものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は正弦波コンバータに
係り，例えば電気回転ねじり加振装置等の周期的に駆動
電流を変動させる必要のある負荷に直流電圧を供給する
正弦波コンバータ装置に関するものである。
係り，例えば電気回転ねじり加振装置等の周期的に駆動
電流を変動させる必要のある負荷に直流電圧を供給する
正弦波コンバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年のパワートランジスタ素子の高耐圧
化，高容量化に伴い，系統で生じる高調波の抑制や力率
の改善が従来にも増して要求されるようになった。例え
ば，トランジスタインバータ等で発生する高調波抑制の
目的で正弦波ＰＷＭ方式のコンバータ装置が用いられる
ことがある。かかる正弦波コンバータは，正弦波ＰＷＭ
電流制御により，その入力電流が歪みの少ない正弦波と
なる特性を有し，系統の低次高調波電流の低減を図るこ
とができ，交流電源を高力率で運転することができる。
図６は正弦波コンバータとその周辺の系統の一例を示し
たものである。図６に示すように，正弦波コンバータと
その周辺の系統は，３相の商用電源１，系統連系リアク
トル２，正弦波コンバータ３，インバータ４，交流電動
機５より構成されている。また，上記系統における正弦
波コンバータ３は，正弦波コンバータ３の入力電圧ＶAC
を検出する入力電圧検出器３１，入力電流ＩACを検出す
る入力電流検出器３２，ＰＷＭコンバータ３３，平滑用
の電解コンデンサ３４，正弦波コンバータ３の出力電圧
である直流電圧ＶDCを検出する直流電圧検出器３５，直
流電圧の帰還値Ｖf をＰＩ制御する直流電圧調整器３
６，入力電圧ＶAC及び帰還値Ｖf に基づいて指令電流を
決定する電流指令器３７，入力電流ＩACに対する操作量
を決定する電流調整器３８，電流調整器３８により決定
された電流操作量を基に正弦波ＰＷＭ信号を作成する正
弦波ＰＷＭ信号作成器３９より構成されている。
化，高容量化に伴い，系統で生じる高調波の抑制や力率
の改善が従来にも増して要求されるようになった。例え
ば，トランジスタインバータ等で発生する高調波抑制の
目的で正弦波ＰＷＭ方式のコンバータ装置が用いられる
ことがある。かかる正弦波コンバータは，正弦波ＰＷＭ
電流制御により，その入力電流が歪みの少ない正弦波と
なる特性を有し，系統の低次高調波電流の低減を図るこ
とができ，交流電源を高力率で運転することができる。
図６は正弦波コンバータとその周辺の系統の一例を示し
たものである。図６に示すように，正弦波コンバータと
その周辺の系統は，３相の商用電源１，系統連系リアク
トル２，正弦波コンバータ３，インバータ４，交流電動
機５より構成されている。また，上記系統における正弦
波コンバータ３は，正弦波コンバータ３の入力電圧ＶAC
を検出する入力電圧検出器３１，入力電流ＩACを検出す
る入力電流検出器３２，ＰＷＭコンバータ３３，平滑用
の電解コンデンサ３４，正弦波コンバータ３の出力電圧
である直流電圧ＶDCを検出する直流電圧検出器３５，直
流電圧の帰還値Ｖf をＰＩ制御する直流電圧調整器３
６，入力電圧ＶAC及び帰還値Ｖf に基づいて指令電流を
決定する電流指令器３７，入力電流ＩACに対する操作量
を決定する電流調整器３８，電流調整器３８により決定
された電流操作量を基に正弦波ＰＷＭ信号を作成する正
弦波ＰＷＭ信号作成器３９より構成されている。
【０００３】上記のような構成において，３相の商用電
源１から供給される交流は，系統連系リアクトル２を経
て正弦波コンバータ３により直流に変換される。正弦波
コンバータ３より出力された直流は，電解コンデンサ３
４により平滑化された後，インバータ４において再び交
流に変換され，交流電動機５へ出力される。正弦波コン
バータ３の出力電圧である直流電圧ＶDCは，直流電圧検
出器３５により検出された直流電圧の帰還値Ｖf を基に
直流電圧調整器３６により一定値に制御される。図７は
直流電圧ＶDCを一定値に制御するための直流電圧調整器
３６を詳細に示したものである。図７に示すように，直
流電圧調整器３６は，指令電圧Ｖ* と直流電圧の帰還値
Ｖf との偏差を取るための減算器３６ａ，減算器３６ａ
により出力された上記偏差を比例積分要素により制御す
るＰＩ制御器３６ｂにより構成されている。ＰＩ制御器
３６ｂの積分時間Ｔは，抵抗Ｒ及びコンデンサＣにより
決定される（Ｔ＝Ｒ×Ｃ）。この積分時間Ｔは，直流電
圧調整器３６の応答時間であり，積分時間Ｔを小さくす
ればそれだけ，直流電圧制御に対する過渡特性が向上す
る。
源１から供給される交流は，系統連系リアクトル２を経
て正弦波コンバータ３により直流に変換される。正弦波
コンバータ３より出力された直流は，電解コンデンサ３
４により平滑化された後，インバータ４において再び交
流に変換され，交流電動機５へ出力される。正弦波コン
バータ３の出力電圧である直流電圧ＶDCは，直流電圧検
出器３５により検出された直流電圧の帰還値Ｖf を基に
直流電圧調整器３６により一定値に制御される。図７は
直流電圧ＶDCを一定値に制御するための直流電圧調整器
３６を詳細に示したものである。図７に示すように，直
流電圧調整器３６は，指令電圧Ｖ* と直流電圧の帰還値
Ｖf との偏差を取るための減算器３６ａ，減算器３６ａ
により出力された上記偏差を比例積分要素により制御す
るＰＩ制御器３６ｂにより構成されている。ＰＩ制御器
３６ｂの積分時間Ｔは，抵抗Ｒ及びコンデンサＣにより
決定される（Ｔ＝Ｒ×Ｃ）。この積分時間Ｔは，直流電
圧調整器３６の応答時間であり，積分時間Ｔを小さくす
ればそれだけ，直流電圧制御に対する過渡特性が向上す
る。
【０００４】一方，電流指令器３７において，直流電圧
調整器３６から出力された電圧操作量と，入力電圧検出
器３１により検出された入力電圧ＶACとに基づいて指令
電流が決定される。さらに，電流調整器３８において，
電流指令器３７により決定された指令電流と，入力電流
検出器３２により検出された入力電流ＩACとに基づいて
電流操作量が決定され，上記電流調整器３８により決定
された電流操作量を基に正弦波ＰＷＭ信号が正弦波ＰＷ
Ｍ信号作成器３９により作成される。ところで，ＰＷＭ
コンバータ３３は，６個のトランジスタＴｒをブリッジ
接続してなり，各トランジスタＴｒにはダイオードＤが
逆並列接続されている。即ち，トランジスタＴｒとダイ
オードＤとにより６個のスイッチング素子を構成してい
る。正弦波ＰＷＭ信号作成器３９により作成された正弦
波ＰＷＭ信号は，トランジスタＴｒを制御し，正弦波コ
ンバータ３に接続された負荷の変動が大きくない場合，
入力電流ＩACを歪みの少ない正弦波電流に制御すること
が可能である。
調整器３６から出力された電圧操作量と，入力電圧検出
器３１により検出された入力電圧ＶACとに基づいて指令
電流が決定される。さらに，電流調整器３８において，
電流指令器３７により決定された指令電流と，入力電流
検出器３２により検出された入力電流ＩACとに基づいて
電流操作量が決定され，上記電流調整器３８により決定
された電流操作量を基に正弦波ＰＷＭ信号が正弦波ＰＷ
Ｍ信号作成器３９により作成される。ところで，ＰＷＭ
コンバータ３３は，６個のトランジスタＴｒをブリッジ
接続してなり，各トランジスタＴｒにはダイオードＤが
逆並列接続されている。即ち，トランジスタＴｒとダイ
オードＤとにより６個のスイッチング素子を構成してい
る。正弦波ＰＷＭ信号作成器３９により作成された正弦
波ＰＷＭ信号は，トランジスタＴｒを制御し，正弦波コ
ンバータ３に接続された負荷の変動が大きくない場合，
入力電流ＩACを歪みの少ない正弦波電流に制御すること
が可能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の正弦波コンバー
タ３は，入力電流ＩACを歪みの少ない正弦波電流に制御
でき，電源の高力率運転が可能であるが，直流電圧ＶDC
を一定値に制御するため，接続された負荷が変動する
と，入力電流ＩACにその変動が重畳してしまい，その変
動幅が大きいと，低次高調波が増大して他の機器に悪影
響を与える恐れがあった。例えば，図８（ａ）に示すよ
うな周期変動を交流電動機５の負荷トルクＴL 及び回転
速度Ｎに与えながら運転を行うインバータ４（例えば電
気式回転ねじり加振装置用インバータ等）に直流電圧Ｖ
DCを供給する場合，従来の正弦波コンバータでは，その
入力電流ＩACに図８（ｃ）に示すような周期変動が重畳
してしまう。このような入力電流ＩACへの周期変動の重
畳を回避するために，ＰＩ制御器３６ｂの積分時間Ｔを
大きくして直流電圧調整器３６の応答を遅くすると，入
力電流ＩACの周期変動は小さくなるが，負荷の周期変動
がない時の応答が遅くなってしまい，例えば回生運転開
始時等に電解コンデンサ３４の両端に過電圧が発生して
電解コンデンサ３４が破損する等の問題が生じる。本発
明はこのような従来技術における課題を解決するため
に，負荷の周期変動が無い時の過渡特性を悪化させるこ
となく，所定周期で負荷を変動させた場合にも，入力電
流を歪みの少ない正弦波に制御することのできる正弦波
コンバータを提供することを目的とするものである。
タ３は，入力電流ＩACを歪みの少ない正弦波電流に制御
でき，電源の高力率運転が可能であるが，直流電圧ＶDC
を一定値に制御するため，接続された負荷が変動する
と，入力電流ＩACにその変動が重畳してしまい，その変
動幅が大きいと，低次高調波が増大して他の機器に悪影
響を与える恐れがあった。例えば，図８（ａ）に示すよ
うな周期変動を交流電動機５の負荷トルクＴL 及び回転
速度Ｎに与えながら運転を行うインバータ４（例えば電
気式回転ねじり加振装置用インバータ等）に直流電圧Ｖ
DCを供給する場合，従来の正弦波コンバータでは，その
入力電流ＩACに図８（ｃ）に示すような周期変動が重畳
してしまう。このような入力電流ＩACへの周期変動の重
畳を回避するために，ＰＩ制御器３６ｂの積分時間Ｔを
大きくして直流電圧調整器３６の応答を遅くすると，入
力電流ＩACの周期変動は小さくなるが，負荷の周期変動
がない時の応答が遅くなってしまい，例えば回生運転開
始時等に電解コンデンサ３４の両端に過電圧が発生して
電解コンデンサ３４が破損する等の問題が生じる。本発
明はこのような従来技術における課題を解決するため
に，負荷の周期変動が無い時の過渡特性を悪化させるこ
となく，所定周期で負荷を変動させた場合にも，入力電
流を歪みの少ない正弦波に制御することのできる正弦波
コンバータを提供することを目的とするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に第１の発明は，出力電圧を所定の指令電圧に基づき制
御する出力電圧制御手段と，上記出力電圧制御手段から
出力された電圧操作量と，入力電圧とに基づき指令電流
を決定する指令電流決定手段と，上記指令電流決定手段
により決定された指令電流に基づき入力電流を一定振幅
の正弦波に制御する入力電流制御手段とを具備してなる
正弦波コンバータにおいて，上記正弦波コンバータに接
続された負荷を所定周波数で周期変動させた時とさせな
い時とで，上記出力電圧制御手段が制御する出力電圧の
周波数帯を変更する周波数帯変更手段を具備してなるこ
とを特徴とする正弦波コンバータとして構成されてい
る。出力電圧の感応周波数帯を変更可能とすることによ
り，例えば電気式回転ねじり加振装置等の駆動電流を周
期的に変動させる必要のある負荷に直流電圧を供給する
場合にも，負荷の周期変動がない時の過渡特性を悪化さ
せることなく，入力電流を正弦波に制御できる。従っ
て，周辺系統における低次高調波の抑制を行うことがで
き，且つ，電源を高力率で運転することが可能となる。
上記感応周波数帯を変更可能とするには，例えば上記周
波数帯変更手段を切り換え可能な２つの積分時間を有す
る比例積分要素として，一方の積分時間は上記周期変動
の周期よりも長く，他方の積分時間は上記周期変動の周
期よりも短く設定すればよい。
に第１の発明は，出力電圧を所定の指令電圧に基づき制
御する出力電圧制御手段と，上記出力電圧制御手段から
出力された電圧操作量と，入力電圧とに基づき指令電流
を決定する指令電流決定手段と，上記指令電流決定手段
により決定された指令電流に基づき入力電流を一定振幅
の正弦波に制御する入力電流制御手段とを具備してなる
正弦波コンバータにおいて，上記正弦波コンバータに接
続された負荷を所定周波数で周期変動させた時とさせな
い時とで，上記出力電圧制御手段が制御する出力電圧の
周波数帯を変更する周波数帯変更手段を具備してなるこ
とを特徴とする正弦波コンバータとして構成されてい
る。出力電圧の感応周波数帯を変更可能とすることによ
り，例えば電気式回転ねじり加振装置等の駆動電流を周
期的に変動させる必要のある負荷に直流電圧を供給する
場合にも，負荷の周期変動がない時の過渡特性を悪化さ
せることなく，入力電流を正弦波に制御できる。従っ
て，周辺系統における低次高調波の抑制を行うことがで
き，且つ，電源を高力率で運転することが可能となる。
上記感応周波数帯を変更可能とするには，例えば上記周
波数帯変更手段を切り換え可能な２つの積分時間を有す
る比例積分要素として，一方の積分時間は上記周期変動
の周期よりも長く，他方の積分時間は上記周期変動の周
期よりも短く設定すればよい。
【０００７】また，第２の発明は，出力電圧を所定の指
令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段と，上記出力
電圧制御手段から出力された電圧操作量と，入力電圧と
に基づき指令電流を決定する指令電流決定手段と，上記
指令電流決定手段により決定された指令電流に基づき入
力電流を一定振幅の正弦波に制御する入力電流制御手段
とを具備してなる正弦波コンバータにおいて，上記出力
電圧制御手段に帰還する出力電圧の帰還値から所定周波
数帯の成分を取り除く成分除去手段を具備してなること
を特徴とする正弦波コンバータとして構成されている。
このため，上記正弦波コンバータに接続された例えばイ
ンバータ等の負荷を予め定められた周期で周期変動させ
る場合，上記出力電圧の帰還値から上記周期変動の影響
を除去することができる。従って，上記出力電圧制御手
段から出力された電圧操作量，さらには，上記指令電流
決定手段により決定された指令電流からも上記周期変動
の影響が除去されるから，負荷の周期変動時にも入力電
流を一定振幅の正弦波に制御することが可能となる。ま
た，上記所定周波数帯以外の変動に上記出力電圧制御手
段は応答することができるから，過電圧による機器の破
損等を回避することができる。例えば，上記成分除去手
段が，上記出力電圧を上記出力電圧制御手段に帰還させ
るための線路に，上記所定周波数帯にある信号のみを通
過させる帯域フィルタを並列結合したものであれば，上
記出力電圧の帰還値から上記所定周波数帯にある信号を
取り除くことができる。また，上記出力電圧制御手段に
ノッチフィルタを設けてもよい。
令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段と，上記出力
電圧制御手段から出力された電圧操作量と，入力電圧と
に基づき指令電流を決定する指令電流決定手段と，上記
指令電流決定手段により決定された指令電流に基づき入
力電流を一定振幅の正弦波に制御する入力電流制御手段
とを具備してなる正弦波コンバータにおいて，上記出力
電圧制御手段に帰還する出力電圧の帰還値から所定周波
数帯の成分を取り除く成分除去手段を具備してなること
を特徴とする正弦波コンバータとして構成されている。
このため，上記正弦波コンバータに接続された例えばイ
ンバータ等の負荷を予め定められた周期で周期変動させ
る場合，上記出力電圧の帰還値から上記周期変動の影響
を除去することができる。従って，上記出力電圧制御手
段から出力された電圧操作量，さらには，上記指令電流
決定手段により決定された指令電流からも上記周期変動
の影響が除去されるから，負荷の周期変動時にも入力電
流を一定振幅の正弦波に制御することが可能となる。ま
た，上記所定周波数帯以外の変動に上記出力電圧制御手
段は応答することができるから，過電圧による機器の破
損等を回避することができる。例えば，上記成分除去手
段が，上記出力電圧を上記出力電圧制御手段に帰還させ
るための線路に，上記所定周波数帯にある信号のみを通
過させる帯域フィルタを並列結合したものであれば，上
記出力電圧の帰還値から上記所定周波数帯にある信号を
取り除くことができる。また，上記出力電圧制御手段に
ノッチフィルタを設けてもよい。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下添付図面を参照して，本発明
の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。
尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化したものであ
って，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではな
い。ここに，図１は本発明の一実施の形態に係る正弦波
コンバータの直流電圧調整器の電気回路図，図２は上記
直流電圧調整器の感応周波数帯を示す図，図３は上記正
弦波コンバータの運転状態を示すタイムチャートであ
る。尚，正弦波コンバータの直流電圧調整器以外の部分
は従来のものと同様であるので説明を省略する。図１に
示すように，本実施の形態に係る正弦波コンバータの特
徴点である直流電圧調整器４０（周波数帯変更手段に相
当）は，指令電圧Ｖ* と直流電圧の帰還値Ｖf との偏差
を取るための減算器４０ａ，上記偏差のＰＩ制御を行う
ＰＩ制御器４０ｂを有する点で従来の直流電圧調整器３
６と同様である。直流電圧調整器４０が従来のものと異
なるのは，ＰＩ制御器４０ｂが，その積分時間を決定す
る抵抗Ｒ（Ｒ１，Ｒ２）とコンデンサＣ（Ｃ１，Ｃ２）
との組み合わせを２個有し，切替えリレー接点４０ｃ，
４０ｄにより上記積分時間を変更することが可能な点で
ある（第１の発明に対応）。本実施の形態では，抵抗Ｒ
１とコンデンサＣ１との組み合わせによる積分時間Ｔ1
（＝Ｒ１×Ｃ１）は，負荷に与えられる変動周期ＴE よ
りも短く，例えば電界コンデンサ３４の耐圧等を基準と
して設定される。また，抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との
組み合わせによる積分時間Ｔ2 （＝Ｒ２×Ｃ２）は，変
動周期ＴE よりも長く設定される。尚，上記積分時間の
切替えは，切替えリレー接点４０ｃ，４０ｄに限らず，
他の各種スイッチを用いたり，外部可変ゲインを用いて
もよい。
の実施の形態につき説明し，本発明の理解に供する。
尚，以下の実施の形態は，本発明を具体化したものであ
って，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではな
い。ここに，図１は本発明の一実施の形態に係る正弦波
コンバータの直流電圧調整器の電気回路図，図２は上記
直流電圧調整器の感応周波数帯を示す図，図３は上記正
弦波コンバータの運転状態を示すタイムチャートであ
る。尚，正弦波コンバータの直流電圧調整器以外の部分
は従来のものと同様であるので説明を省略する。図１に
示すように，本実施の形態に係る正弦波コンバータの特
徴点である直流電圧調整器４０（周波数帯変更手段に相
当）は，指令電圧Ｖ* と直流電圧の帰還値Ｖf との偏差
を取るための減算器４０ａ，上記偏差のＰＩ制御を行う
ＰＩ制御器４０ｂを有する点で従来の直流電圧調整器３
６と同様である。直流電圧調整器４０が従来のものと異
なるのは，ＰＩ制御器４０ｂが，その積分時間を決定す
る抵抗Ｒ（Ｒ１，Ｒ２）とコンデンサＣ（Ｃ１，Ｃ２）
との組み合わせを２個有し，切替えリレー接点４０ｃ，
４０ｄにより上記積分時間を変更することが可能な点で
ある（第１の発明に対応）。本実施の形態では，抵抗Ｒ
１とコンデンサＣ１との組み合わせによる積分時間Ｔ1
（＝Ｒ１×Ｃ１）は，負荷に与えられる変動周期ＴE よ
りも短く，例えば電界コンデンサ３４の耐圧等を基準と
して設定される。また，抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２との
組み合わせによる積分時間Ｔ2 （＝Ｒ２×Ｃ２）は，変
動周期ＴE よりも長く設定される。尚，上記積分時間の
切替えは，切替えリレー接点４０ｃ，４０ｄに限らず，
他の各種スイッチを用いたり，外部可変ゲインを用いて
もよい。
【０００９】直流電圧調整器４０では，所定周期ＴE で
電動機５の負荷トルクＴL 及び回転速度Ｎを変動させる
ようにインバータ４に加振指令が発せられると，切り換
えリレー接点４０ｃ，４０ｄにより抵抗Ｒ１とコンデン
サＣ１とが抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とに切り換えられ
る。ここで，図２（ａ）は直流電圧調整器４０の感応周
波数帯を示したものである。図２（ａ）に示すように，
負荷の周期変動時に直流電圧調整器４０が応答する周波
数帯は，０〜ｆ2 （＝１／２πＴ2 ）の範囲になる（斜
線部分）。この状態では，直流電圧調整器４０は出力電
圧の帰還値Ｖf の周期変動に追従せず，該周期変動はな
かったものとされるから，入力電流ＩACへの周期変動の
重畳は小さくなる。一方，負荷の周期変動が無い場合，
すなわち，切り換えリレー接点４０ｃ，４０ｄにより抵
抗Ｒ１，コンデンサＣ１とに切り換えられた状態の場
合，図２（ｂ）に示すように，直流電圧調整器４０が応
答する周波数帯は，０〜ｆ1 （＝１／２πＴ1 ）であ
る。負荷の周期変動が無い状態では，直流電圧調整器４
０の過渡応答は速く，例えば回生運転開始時に生じた直
流電圧ＶDCの変動に直流電圧調整器４０が応答できず，
電解コンデンサ３４の両端に過電圧が生じて機器の破損
を招くような事態を回避できる。また，図３は負荷を周
期変動させた時の直流電圧調整器４０を具備する正弦波
コンバータの運転状態を時系列に示したものである。図
３に示すように，上記正弦波コンバータは負荷を周期変
動させた時にも入力電流ＩACを一定振幅の正弦波に制御
する。但し，直流電圧調整器４０が負荷の周期変動に追
従しないので，直流電圧ＶDCに周期変動ΔＶDCが重畳さ
れる。従って，支障のないように，電解コンデンサ３４
の値を設定する必要がある。このように，本実施の形態
に係る正弦波コンバータでは，負荷周期変動の影響を電
圧制御系から除去するので，上記周期変動のない時の過
渡特性を悪化させることなく，正弦波コンバータの入力
電流を歪みの少ない正弦波電流に制御することが可能と
なる。このため，上記周期変動の有無に関わらず，系統
に生じる低次高調波が低減され，高力率運転が可能とな
る。
電動機５の負荷トルクＴL 及び回転速度Ｎを変動させる
ようにインバータ４に加振指令が発せられると，切り換
えリレー接点４０ｃ，４０ｄにより抵抗Ｒ１とコンデン
サＣ１とが抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とに切り換えられ
る。ここで，図２（ａ）は直流電圧調整器４０の感応周
波数帯を示したものである。図２（ａ）に示すように，
負荷の周期変動時に直流電圧調整器４０が応答する周波
数帯は，０〜ｆ2 （＝１／２πＴ2 ）の範囲になる（斜
線部分）。この状態では，直流電圧調整器４０は出力電
圧の帰還値Ｖf の周期変動に追従せず，該周期変動はな
かったものとされるから，入力電流ＩACへの周期変動の
重畳は小さくなる。一方，負荷の周期変動が無い場合，
すなわち，切り換えリレー接点４０ｃ，４０ｄにより抵
抗Ｒ１，コンデンサＣ１とに切り換えられた状態の場
合，図２（ｂ）に示すように，直流電圧調整器４０が応
答する周波数帯は，０〜ｆ1 （＝１／２πＴ1 ）であ
る。負荷の周期変動が無い状態では，直流電圧調整器４
０の過渡応答は速く，例えば回生運転開始時に生じた直
流電圧ＶDCの変動に直流電圧調整器４０が応答できず，
電解コンデンサ３４の両端に過電圧が生じて機器の破損
を招くような事態を回避できる。また，図３は負荷を周
期変動させた時の直流電圧調整器４０を具備する正弦波
コンバータの運転状態を時系列に示したものである。図
３に示すように，上記正弦波コンバータは負荷を周期変
動させた時にも入力電流ＩACを一定振幅の正弦波に制御
する。但し，直流電圧調整器４０が負荷の周期変動に追
従しないので，直流電圧ＶDCに周期変動ΔＶDCが重畳さ
れる。従って，支障のないように，電解コンデンサ３４
の値を設定する必要がある。このように，本実施の形態
に係る正弦波コンバータでは，負荷周期変動の影響を電
圧制御系から除去するので，上記周期変動のない時の過
渡特性を悪化させることなく，正弦波コンバータの入力
電流を歪みの少ない正弦波電流に制御することが可能と
なる。このため，上記周期変動の有無に関わらず，系統
に生じる低次高調波が低減され，高力率運転が可能とな
る。
【００１０】
【実施例】上記実施の形態では，負荷を周期変動させる
時とさせない時とでＰＩ制御器４０ｂの積分時間を変更
したが，図４に示すような第２の発明では，成分除去手
段に相当するノッチフィルタ５１を具備した直流電圧調
整器５０を用いることによって，入力電流ＩACを一定振
幅の正弦波電流に制御する。第２の発明に係る直流電圧
調整器５０では，直流電圧の帰還値Ｖf は，予め与えら
れた負荷の変動周期と略同じ周期の信号成分だけを低減
するノッチフィルタ５１を介して減算器５０ａに入力さ
れる。このため，直流電圧ＶDCの制御は，変動成分以外
について行われ，周期変動時にも，入力電流ＩACを正弦
波に制御することが可能となる。また，直流電圧調整器
５０において，負荷を周期変動させない時にはスイッチ
等によりノッチフィルタ５１を短絡するようにして，負
荷を周期変動させない時の過渡特性をより向上させるよ
うにしてもよい。このような直流電圧調整器を有する正
弦波コンバータも本発明における正弦波コンバータの一
例である。また，図５に示すような直流電圧調整器６０
を用いて，直流電圧の帰還値Ｖf に含まれる周期変動成
分を取り除いてもよい。図５に示す直流電圧調整器６０
では，帯域フィルタ６１を用いて直流電圧の帰還値Ｖf
から周期変動成分だけを抽出し，抽出した周期変動成分
を元の帰還値Ｖf から減算することにより，出力電圧の
帰還値Ｖf から周期変動成分を取り除いている。また，
直流電圧調整器６０において，負荷を周期変動させない
時にはスイッチ等により帯域フィルタ６１を開放するよ
うにして，負荷を周期変動させない時の過渡特性をより
向上させるようにしてもよい。ここで，直流電圧調整器
５０及び６０の感応周波数帯を図２（ｂ）の斜線部分に
示す。図２（ｂ）に示すように直流電圧調整器５０及び
６０は，負荷の周期変動時においても，加振指令による
負荷の周期変動成分以外の変動について応答できる。
尚，ノッチフィルタ５１及び帯域フィルタ６１は電圧制
御ループのどこにおいても効果は同じである。
時とさせない時とでＰＩ制御器４０ｂの積分時間を変更
したが，図４に示すような第２の発明では，成分除去手
段に相当するノッチフィルタ５１を具備した直流電圧調
整器５０を用いることによって，入力電流ＩACを一定振
幅の正弦波電流に制御する。第２の発明に係る直流電圧
調整器５０では，直流電圧の帰還値Ｖf は，予め与えら
れた負荷の変動周期と略同じ周期の信号成分だけを低減
するノッチフィルタ５１を介して減算器５０ａに入力さ
れる。このため，直流電圧ＶDCの制御は，変動成分以外
について行われ，周期変動時にも，入力電流ＩACを正弦
波に制御することが可能となる。また，直流電圧調整器
５０において，負荷を周期変動させない時にはスイッチ
等によりノッチフィルタ５１を短絡するようにして，負
荷を周期変動させない時の過渡特性をより向上させるよ
うにしてもよい。このような直流電圧調整器を有する正
弦波コンバータも本発明における正弦波コンバータの一
例である。また，図５に示すような直流電圧調整器６０
を用いて，直流電圧の帰還値Ｖf に含まれる周期変動成
分を取り除いてもよい。図５に示す直流電圧調整器６０
では，帯域フィルタ６１を用いて直流電圧の帰還値Ｖf
から周期変動成分だけを抽出し，抽出した周期変動成分
を元の帰還値Ｖf から減算することにより，出力電圧の
帰還値Ｖf から周期変動成分を取り除いている。また，
直流電圧調整器６０において，負荷を周期変動させない
時にはスイッチ等により帯域フィルタ６１を開放するよ
うにして，負荷を周期変動させない時の過渡特性をより
向上させるようにしてもよい。ここで，直流電圧調整器
５０及び６０の感応周波数帯を図２（ｂ）の斜線部分に
示す。図２（ｂ）に示すように直流電圧調整器５０及び
６０は，負荷の周期変動時においても，加振指令による
負荷の周期変動成分以外の変動について応答できる。
尚，ノッチフィルタ５１及び帯域フィルタ６１は電圧制
御ループのどこにおいても効果は同じである。
【００１１】
【発明の効果】上記のように，第１の発明は，出力電圧
を所定の指令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段
と，上記出力電圧制御手段から出力された電圧操作量
と，入力電圧とに基づき指令電流を決定する指令電流決
定手段と，上記指令電流決定手段により決定された指令
電流に基づき入力電流を一定振幅の正弦波に制御する入
力電流制御手段とを具備してなる正弦波コンバータにお
いて，上記正弦波コンバータに接続された負荷を所定周
波数で周期変動させた時とさせない時とで，上記出力電
圧制御手段が制御する出力電圧の周波数帯を変更する周
波数帯変更手段を具備してなることを特徴とする正弦波
コンバータとして構成されている。出力電圧の感応周波
数帯を変更可能とすることにより，例えば電気式回転ね
じり加振装置等の駆動電流を周期的に変動させる必要の
ある負荷に直流電圧を供給する場合にも，負荷の周期変
動がない時の過渡特性を悪化させることなく，入力電流
を正弦波に制御できる。従って，周辺系統における低次
高調波の抑制を行うことができ，且つ，電源を高力率で
運転することが可能となる。上記感応周波数帯を変更可
能とするには，例えば上記周波数帯変更手段を切り換え
可能な２つの積分時間を有する比例積分要素として，一
方の積分時間を上記周期変動の周期よりも長く，他方の
積分時間を上記周期変動の周期よりも短く設定すればよ
い。積分時間を上記周期変動よりも長くすれば，出力電
圧制御手段による出力電圧の制御は上記周期変動に追従
しないから，正弦波コンバータの入力電流を一定振幅の
正弦波に制御することができ，電源を高力率で運転する
ことができる。また，積分時間を上記周期変動よりも短
く設定すれば，速い変動に応答することができ，例えば
回生運転開始時等に生じた過電圧により機器が破損する
のを防止することができる。
を所定の指令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段
と，上記出力電圧制御手段から出力された電圧操作量
と，入力電圧とに基づき指令電流を決定する指令電流決
定手段と，上記指令電流決定手段により決定された指令
電流に基づき入力電流を一定振幅の正弦波に制御する入
力電流制御手段とを具備してなる正弦波コンバータにお
いて，上記正弦波コンバータに接続された負荷を所定周
波数で周期変動させた時とさせない時とで，上記出力電
圧制御手段が制御する出力電圧の周波数帯を変更する周
波数帯変更手段を具備してなることを特徴とする正弦波
コンバータとして構成されている。出力電圧の感応周波
数帯を変更可能とすることにより，例えば電気式回転ね
じり加振装置等の駆動電流を周期的に変動させる必要の
ある負荷に直流電圧を供給する場合にも，負荷の周期変
動がない時の過渡特性を悪化させることなく，入力電流
を正弦波に制御できる。従って，周辺系統における低次
高調波の抑制を行うことができ，且つ，電源を高力率で
運転することが可能となる。上記感応周波数帯を変更可
能とするには，例えば上記周波数帯変更手段を切り換え
可能な２つの積分時間を有する比例積分要素として，一
方の積分時間を上記周期変動の周期よりも長く，他方の
積分時間を上記周期変動の周期よりも短く設定すればよ
い。積分時間を上記周期変動よりも長くすれば，出力電
圧制御手段による出力電圧の制御は上記周期変動に追従
しないから，正弦波コンバータの入力電流を一定振幅の
正弦波に制御することができ，電源を高力率で運転する
ことができる。また，積分時間を上記周期変動よりも短
く設定すれば，速い変動に応答することができ，例えば
回生運転開始時等に生じた過電圧により機器が破損する
のを防止することができる。
【００１２】また，第２の発明は，出力電圧を所定の指
令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段と，上記出力
電圧制御手段から出力された電圧操作量と，入力電圧と
に基づき指令電流を決定する指令電流決定手段と，上記
指令電流決定手段により決定された指令電流に基づき入
力電流を一定振幅の正弦波に制御する入力電流制御手段
とを具備してなる正弦波コンバータにおいて，上記出力
電圧制御手段に帰還する出力電圧の帰還値から所定周波
数帯の成分を取り除く成分除去手段を具備してなること
を特徴とする正弦波コンバータとして構成されている。
このため，上記正弦波コンバータに接続された例えばイ
ンバータ等の負荷を予め定められた周期で周期変動させ
る場合，上記出力電圧の帰還値から上記周期変動の影響
を除去することができる。従って，上記出力電圧制御手
段から出力された電圧操作量，さらには，上記指令電流
決定手段により決定された指令電流からも上記周期変動
の影響が除去されるから，負荷の周期変動時にも入力電
流を一定振幅の正弦波に制御することが可能となる。ま
た，上記所定周波数帯以外の変動に上記出力電圧制御手
段は，応答することができるから，過電圧による機器の
破損等を回避することができる。例えば，上記成分除去
手段が，上記出力電圧を上記出力電圧制御手段に帰還さ
せるための線路に，上記所定周波数帯にある信号のみを
通過させる帯域フィルタを並列結合するものであれば，
上記出力電圧の帰還値から上記所定周波数帯にある信号
を取り除くことができる。また，上記出力電圧制御手段
にノッチフィルタを設けてもよい。
令電圧に基づき制御する出力電圧制御手段と，上記出力
電圧制御手段から出力された電圧操作量と，入力電圧と
に基づき指令電流を決定する指令電流決定手段と，上記
指令電流決定手段により決定された指令電流に基づき入
力電流を一定振幅の正弦波に制御する入力電流制御手段
とを具備してなる正弦波コンバータにおいて，上記出力
電圧制御手段に帰還する出力電圧の帰還値から所定周波
数帯の成分を取り除く成分除去手段を具備してなること
を特徴とする正弦波コンバータとして構成されている。
このため，上記正弦波コンバータに接続された例えばイ
ンバータ等の負荷を予め定められた周期で周期変動させ
る場合，上記出力電圧の帰還値から上記周期変動の影響
を除去することができる。従って，上記出力電圧制御手
段から出力された電圧操作量，さらには，上記指令電流
決定手段により決定された指令電流からも上記周期変動
の影響が除去されるから，負荷の周期変動時にも入力電
流を一定振幅の正弦波に制御することが可能となる。ま
た，上記所定周波数帯以外の変動に上記出力電圧制御手
段は，応答することができるから，過電圧による機器の
破損等を回避することができる。例えば，上記成分除去
手段が，上記出力電圧を上記出力電圧制御手段に帰還さ
せるための線路に，上記所定周波数帯にある信号のみを
通過させる帯域フィルタを並列結合するものであれば，
上記出力電圧の帰還値から上記所定周波数帯にある信号
を取り除くことができる。また，上記出力電圧制御手段
にノッチフィルタを設けてもよい。
【図１】 本発明の一実施の形態に係る正弦波コンバー
タの直流電圧調整器の電気回路図。
タの直流電圧調整器の電気回路図。
【図２】 上記直流電圧調整器の感応周波数帯を示す
図。
図。
【図３】 上記正弦波コンバータの運転状態を示すタイ
ムチャート。
ムチャート。
【図４】 本発明の一実施例に係る正弦波コンバータの
直流電圧調整器の電気回路図。
直流電圧調整器の電気回路図。
【図５】 本発明の他の実施例に係る正弦波コンバータ
の直流電圧調整器の電気回路図。
の直流電圧調整器の電気回路図。
【図６】 従来の正弦波コンバータとその周辺系統の概
略構成図。
略構成図。
【図７】 従来の正弦波コンバータの直流電圧調整器の
電気回路図。
電気回路図。
【図８】 負荷周期変動時における従来の正弦波コンバ
ータの運転状態を示すタイムチャート。
ータの運転状態を示すタイムチャート。
１…交流電源 ２…系統リアクトル ３…正弦波コンバータ ４…インバータ ５…交流電動機 ３１…入力電圧検出器 ３２…入力電流検出器 ３３…ＰＷＭコンバータ ３４…平滑用電解コンデンサ ３５…直流電圧検出器 ３６，４０，５０，６０…直流電圧調整器 ３７…電流指令器（指令電流決定手段） ３８…電流調整器（入力電流制御手段） ３９…正弦波ＰＷＭ信号作成器（入力電流制御手段） ３６ａ，４０ａ，５０ａ，６０ａ…減算器 ３６ｂ，４０ｂ，５０ｂ，６０ｂ…ＰＩ制御器 ５１…ノッチフィルタ ６１…帯域フィルタ
Claims (5)
- 【請求項１】出力電圧を所定の指令電圧に基づき制御す
る出力電圧制御手段と，上記出力電圧制御手段から出力
された電圧操作量と，入力電圧とに基づき指令電流を決
定する指令電流決定手段と，上記指令電流決定手段によ
り決定された指令電流に基づき入力電流を一定振幅の正
弦波に制御する入力電流制御手段とを具備してなる正弦
波コンバータにおいて，上記正弦波コンバータに接続さ
れた負荷を所定周波数で周期変動させた時とさせない時
とで，上記出力電圧制御手段が制御する出力電圧の周波
数帯を変更する周波数帯変更手段を具備してなることを
特徴とする正弦波コンバータ。 - 【請求項２】上記周波数帯変更手段が切り換え可能な２
つの積分時間を有する比例積分要素であり，一方の積分
時間は上記周期変動の周期よりも長く，他方の積分時間
は上記周期変動の周期よりも短い請求項１記載の正弦波
コンバータ。 - 【請求項３】出力電圧を所定の指令電圧に基づき制御す
る出力電圧制御手段と，上記出力電圧制御手段から出力
された電圧操作量と，入力電圧とに基づき指令電流を決
定する指令電流決定手段と，上記指令電流決定手段によ
り決定された指令電流に基づき入力電流を一定振幅の正
弦波に制御する入力電流制御手段とを具備してなる正弦
波コンバータにおいて，上記出力電圧制御手段に帰還す
る出力電圧の帰還値から所定周波数帯の成分を取り除く
成分除去手段を具備してなることを特徴とする正弦波コ
ンバータ。 - 【請求項４】上記成分除去手段が，上記出力電圧を上記
出力電圧制御手段に帰還させるための線路に，上記所定
周波数帯にある信号のみを通過させる帯域フィルタを並
列結合し，上記出力電圧の帰還値から上記所定周波数帯
にある信号を取り除いて，上記出力電圧制御手段に入力
するものである請求項３記載の正弦波コンバータ。 - 【請求項５】上記出力電圧制御手段にノッチフィルタを
設けてなる請求項３記載の正弦波コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8242846A JPH1094267A (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 正弦波コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8242846A JPH1094267A (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 正弦波コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1094267A true JPH1094267A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=17095169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8242846A Pending JPH1094267A (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 正弦波コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1094267A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102804581A (zh) * | 2010-04-12 | 2012-11-28 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
-
1996
- 1996-09-13 JP JP8242846A patent/JPH1094267A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102804581A (zh) * | 2010-04-12 | 2012-11-28 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
| JPWO2011128962A1 (ja) * | 2010-04-12 | 2013-07-11 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| US9444287B2 (en) | 2010-04-12 | 2016-09-13 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion device with ripple filtering |
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