JPH1118298A - 高調波フィルタ - Google Patents
高調波フィルタInfo
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- JPH1118298A JPH1118298A JP9170693A JP17069397A JPH1118298A JP H1118298 A JPH1118298 A JP H1118298A JP 9170693 A JP9170693 A JP 9170693A JP 17069397 A JP17069397 A JP 17069397A JP H1118298 A JPH1118298 A JP H1118298A
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- harmonic
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-
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Abstract
(57)【要約】
【課題】高調波フィルタは受動フィルタで基本波及び補
償対象次数以外の高調波もフィルタの抵抗に流れ、大容
量では熱損失が大きくなる。又、基本波の有効電力もフ
ィルタで常時消費するため、ランニングコストが増大
し、又、共振特性が固定のため、特定周波数の高調波が
増大した場合、対応が困難になる。 【解決手段】コンデンサＣｂと変圧器Ｔの二次側Ｔｎと
を直列接続して一端を系統母線に接続して一次側Ｔｍに
インバータ３を並列接続してなり、補償対象次数の高調
波電圧ＶL ｈを、設定された等価抵抗Ｒｅで除した除算
値ＶL ｈ／Ｒｅをインバータ出力電流指令値Ｉｒとする
ことによりインバータ３を特定の高調波次数に対しての
み等価抵抗Ｒｅとして作動するように制御し、コンデン
サＣｂと変圧器Ｔの励磁インピーダンスＸL とインバー
タ３の等価抵抗Ｒｅとで高調波成分を吸収する受動フィ
ルタを構成し、等価抵抗Ｒｅによりフィルタ共振特性を
設定する。
償対象次数以外の高調波もフィルタの抵抗に流れ、大容
量では熱損失が大きくなる。又、基本波の有効電力もフ
ィルタで常時消費するため、ランニングコストが増大
し、又、共振特性が固定のため、特定周波数の高調波が
増大した場合、対応が困難になる。 【解決手段】コンデンサＣｂと変圧器Ｔの二次側Ｔｎと
を直列接続して一端を系統母線に接続して一次側Ｔｍに
インバータ３を並列接続してなり、補償対象次数の高調
波電圧ＶL ｈを、設定された等価抵抗Ｒｅで除した除算
値ＶL ｈ／Ｒｅをインバータ出力電流指令値Ｉｒとする
ことによりインバータ３を特定の高調波次数に対しての
み等価抵抗Ｒｅとして作動するように制御し、コンデン
サＣｂと変圧器Ｔの励磁インピーダンスＸL とインバー
タ３の等価抵抗Ｒｅとで高調波成分を吸収する受動フィ
ルタを構成し、等価抵抗Ｒｅによりフィルタ共振特性を
設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力系統で発生し
た高調波成分を吸収する高調波フィルタに関するもので
ある。
た高調波成分を吸収する高調波フィルタに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】高調波フィルタは受動フィルタの一つ
で、例えば系統母線に分路フィルタとして設置する。そ
して、低インピーダンスとして作動させ、サイリスタ制
御機器等の高調波発生負荷から系統に発生した高調波電
流をフィルタ側に流入させて基本波の１１倍以上の高調
波成分を吸収し、且つ、フィルタ接続点の電圧歪みを抑
制する。
で、例えば系統母線に分路フィルタとして設置する。そ
して、低インピーダンスとして作動させ、サイリスタ制
御機器等の高調波発生負荷から系統に発生した高調波電
流をフィルタ側に流入させて基本波の１１倍以上の高調
波成分を吸収し、且つ、フィルタ接続点の電圧歪みを抑
制する。
【０００３】上記高調波フィルタは、図２に示すよう
に、リアクトル（Ｌａ）と抵抗（Ｒａ）の並列接続にコ
ンデンサ（Ｃａ）を直列接続したもので、高次周波数に
なる程、リアクトル（Ｌａ）が高インピーダンスになっ
てフィルタ電流がコンデンサ（Ｃａ）及び抵抗（Ｒａ）
側を経て流れる。そのため、フィルタ（１）を低インピ
ーダンスとして作動させるには、補償対象次数の高調波
が高次周波数になる程、抵抗（Ｒａ）を小さくすれば良
い。
に、リアクトル（Ｌａ）と抵抗（Ｒａ）の並列接続にコ
ンデンサ（Ｃａ）を直列接続したもので、高次周波数に
なる程、リアクトル（Ｌａ）が高インピーダンスになっ
てフィルタ電流がコンデンサ（Ｃａ）及び抵抗（Ｒａ）
側を経て流れる。そのため、フィルタ（１）を低インピ
ーダンスとして作動させるには、補償対象次数の高調波
が高次周波数になる程、抵抗（Ｒａ）を小さくすれば良
い。
【０００４】一方、図３に示すフィルタ（１）の共振特
性において、先鋭度（Ｑ）は、Ｑ＝Ｒａ／（ωnＬａ）
（但し、ωn ：ＬａとＣａで決まる同調周波数）で表さ
れ、抵抗（Ｒａ）が大きくなる程、共振は鋭くなる。そ
のため、補償対象次数の高調波成分が同調周波数（ωn
）付近の低次の場合、抵抗（Ｒａ）を比較的大きくし
て先鋭度（Ｑ）を大きくする一方、補償対象次数が高次
になる程、抵抗（Ｒａ）を小さくして先鋭度（Ｑ）を小
さくすれば良い。
性において、先鋭度（Ｑ）は、Ｑ＝Ｒａ／（ωnＬａ）
（但し、ωn ：ＬａとＣａで決まる同調周波数）で表さ
れ、抵抗（Ｒａ）が大きくなる程、共振は鋭くなる。そ
のため、補償対象次数の高調波成分が同調周波数（ωn
）付近の低次の場合、抵抗（Ｒａ）を比較的大きくし
て先鋭度（Ｑ）を大きくする一方、補償対象次数が高次
になる程、抵抗（Ｒａ）を小さくして先鋭度（Ｑ）を小
さくすれば良い。
【０００５】尚、図中、Ｚω＝（１／ｊωＣａ）＋
｛（１／Ｒ）＋（１／ｊωＬａ）｝-1、Ｚｏ＝ωnＬａ
とする。
｛（１／Ｒ）＋（１／ｊωＬａ）｝-1、Ｚｏ＝ωnＬａ
とする。
【０００６】従って，同調周波数（ωn ）付近の比較的
低次の高調波成分を吸収する場合、抵抗（Ｒａ）を大き
くし、又、より高次の周波数成分を吸収する場合、抵抗
（Ｒａ）を小さくする必要があり、補償対象次数に応じ
て抵抗（Ｒａ）を適宜、設定する。
低次の高調波成分を吸収する場合、抵抗（Ｒａ）を大き
くし、又、より高次の周波数成分を吸収する場合、抵抗
（Ｒａ）を小さくする必要があり、補償対象次数に応じ
て抵抗（Ｒａ）を適宜、設定する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】高調波フィルタは受動
フィルタであるため、基本波及び補償対象次数以外の高
調波成分もフィルタの抵抗（Ｒａ）に流れて抵抗（Ｒ
ａ）の損失が大きくなる。そのため、フィルタ容量が大
きくなると、熱損失が大きくなって風冷等で冷却しなけ
ればならず、冷却設備にコストや設置スペースが必要に
なるという不具合が生じる。又、基本波の有効電力もフ
ィルタで常時消費するため、ランニングコストが著しく
増大し、又、フィルタ特性（共振の先鋭度）が固定のた
め、特定周波数の高調波が増大した場合、抵抗（Ｒａ）
の交換等が必要となり、対応作業が困難になる。
フィルタであるため、基本波及び補償対象次数以外の高
調波成分もフィルタの抵抗（Ｒａ）に流れて抵抗（Ｒ
ａ）の損失が大きくなる。そのため、フィルタ容量が大
きくなると、熱損失が大きくなって風冷等で冷却しなけ
ればならず、冷却設備にコストや設置スペースが必要に
なるという不具合が生じる。又、基本波の有効電力もフ
ィルタで常時消費するため、ランニングコストが著しく
増大し、又、フィルタ特性（共振の先鋭度）が固定のた
め、特定周波数の高調波が増大した場合、抵抗（Ｒａ）
の交換等が必要となり、対応作業が困難になる。
【０００８】本発明の目的は、抵抗に替えて、インバー
タを特定高調波次数に対してのみ等価抵抗として作動す
るように制御することにより低損失化を図った高調波フ
ィルタを提供することである。
タを特定高調波次数に対してのみ等価抵抗として作動す
るように制御することにより低損失化を図った高調波フ
ィルタを提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、コンデンサと
変圧器の二次側とを直列接続して一端を系統母線に接続
すると共に、上記変圧器の一次側にインバータを並列接
続してなり、系統電圧から検出された補償対象次数の高
調波電圧を、設定された等価抵抗で除した除算値をイン
バータ出力電流指令値とすることにより上記インバータ
を特定の高調波次数に対してのみ等価抵抗として作動す
るように制御し、上記コンデンサと変圧器の励磁インピ
ーダンスとインバータの等価抵抗とで高調波成分を吸収
する受動フィルタを構成し、且つ、インバータの等価抵
抗によりフィルタ共振特性を任意に設定することを特徴
とする。
変圧器の二次側とを直列接続して一端を系統母線に接続
すると共に、上記変圧器の一次側にインバータを並列接
続してなり、系統電圧から検出された補償対象次数の高
調波電圧を、設定された等価抵抗で除した除算値をイン
バータ出力電流指令値とすることにより上記インバータ
を特定の高調波次数に対してのみ等価抵抗として作動す
るように制御し、上記コンデンサと変圧器の励磁インピ
ーダンスとインバータの等価抵抗とで高調波成分を吸収
する受動フィルタを構成し、且つ、インバータの等価抵
抗によりフィルタ共振特性を任意に設定することを特徴
とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明に係る高調波フィルタの実
施の形態を図１（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して以下に説
明する。本発明に係る高調波フィルタ（２）は、図１
（ａ）に示すように、コンデンサ（Ｃｂ）と変圧器（変
圧比１：１）（Ｔ）の二次側（Ｔｎ）とを直列接続して
一端を系統母線に接続し、一次側（Ｔｍ）にＡＣ直列リ
アクトル（Ｌｂ）を介してインバータ（３）の出力側を
並列接続したものである。そして、インバータ（３）の
入力側に直流給電用コンデンサ部（Ｃｃ）及び系統連系
用インバータ（４）を並列接続し、又、コンデンサ（Ｃ
ｂ）と変圧器（Ｔ）との接続点（Ｂ）に電圧検出用変成
器（ＰＴ）を接続する。
施の形態を図１（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して以下に説
明する。本発明に係る高調波フィルタ（２）は、図１
（ａ）に示すように、コンデンサ（Ｃｂ）と変圧器（変
圧比１：１）（Ｔ）の二次側（Ｔｎ）とを直列接続して
一端を系統母線に接続し、一次側（Ｔｍ）にＡＣ直列リ
アクトル（Ｌｂ）を介してインバータ（３）の出力側を
並列接続したものである。そして、インバータ（３）の
入力側に直流給電用コンデンサ部（Ｃｃ）及び系統連系
用インバータ（４）を並列接続し、又、コンデンサ（Ｃ
ｂ）と変圧器（Ｔ）との接続点（Ｂ）に電圧検出用変成
器（ＰＴ）を接続する。
【００１１】上記インバータ（３）の出力電流指令値
（Ｉｒ）は制御部（５）からインバータ（３）に送出さ
れ、制御部（５）はフーリエ変換処理部（ＦＦＴ）
（６）と等価抵抗部（７）と一次遅れ要素部（８）と逆
フーリエ変換処理部（９）と同期信号作成部（１０）と
を具備する。
（Ｉｒ）は制御部（５）からインバータ（３）に送出さ
れ、制御部（５）はフーリエ変換処理部（ＦＦＴ）
（６）と等価抵抗部（７）と一次遅れ要素部（８）と逆
フーリエ変換処理部（９）と同期信号作成部（１０）と
を具備する。
【００１２】上記フーリエ変換部（６）は、接続点
（Ｂ）の基本波を含む端子電圧（系統電圧）（ＶL ）を
一定サイクル毎サンプリングして所定数のデータを取り
出した後、フーリエ変換処理して電圧（ＶL ）中から補
償対象次数の高調波電圧（ＶL ｈ）を検出する。等価抵
抗部（７）は、各次数毎に高調波電圧（ＶL ｈ）を、予
めフィルタ設計値（先鋭度Ｑ）から求められた等価抵抗
（Ｒｅ）で除して除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を出力する。
一次遅れ要素部（８）は、端子電圧（ＶL ）のフーリエ
変換処理時、一定期間サンプリング後に処理に移行し、
基本波の１〜数サイクル分の遅れを生じることから閉ル
ープ制御では発散するため、除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を
一定時間遅延させて少しずつ最終目標値に近付け、制御
の安定化を図る。
（Ｂ）の基本波を含む端子電圧（系統電圧）（ＶL ）を
一定サイクル毎サンプリングして所定数のデータを取り
出した後、フーリエ変換処理して電圧（ＶL ）中から補
償対象次数の高調波電圧（ＶL ｈ）を検出する。等価抵
抗部（７）は、各次数毎に高調波電圧（ＶL ｈ）を、予
めフィルタ設計値（先鋭度Ｑ）から求められた等価抵抗
（Ｒｅ）で除して除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を出力する。
一次遅れ要素部（８）は、端子電圧（ＶL ）のフーリエ
変換処理時、一定期間サンプリング後に処理に移行し、
基本波の１〜数サイクル分の遅れを生じることから閉ル
ープ制御では発散するため、除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を
一定時間遅延させて少しずつ最終目標値に近付け、制御
の安定化を図る。
【００１３】逆フーリエ変換処理部（９）は、遅延され
た除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を逆フーリエ変換処理し、ア
ナログ値に戻した出力電流指令値（Ｉｒ＝ＶL ｈ／Ｒ
ｅ）をインバータ（３）に送出する。同期信号作成部
（ＰＬＬ）（１０）は端子電圧（ＶL ）から同期信号を
作成してフーリエ変換部（６）と逆フーリエ変換部
（９）に入力し、端子電圧（ＶL ）と出力電流指令値
（Ｉｒ）とを同期させて両値同一位相にする。
た除算値（ＶL ｈ／Ｒｅ）を逆フーリエ変換処理し、ア
ナログ値に戻した出力電流指令値（Ｉｒ＝ＶL ｈ／Ｒ
ｅ）をインバータ（３）に送出する。同期信号作成部
（ＰＬＬ）（１０）は端子電圧（ＶL ）から同期信号を
作成してフーリエ変換部（６）と逆フーリエ変換部
（９）に入力し、端子電圧（ＶL ）と出力電流指令値
（Ｉｒ）とを同期させて両値同一位相にする。
【００１４】上記構成に基づき本発明の動作を次に説明
する。まず接続点（Ｂ）の端子電圧（ＶL ）を変成器
（ＰＴ）で検出して制御部（５）に入力する。次に、制
御部（５）で（ＶL ）中から補償対象次数の高調波電圧
（ＶL ｈ）を検出した後、電圧（ＶL ）と同一位相の出
力電流指令値（Ｉｒ＝ＶL ｈ／Ｒｅ）を出力してインバ
ータ（３）を制御する。そして、電圧（ＶL ）と同一位
相のインバータ電流（Ｉｉ）をリアクトル（Ｌｂ）を介
して変圧器（Ｔ）の一次側（Ｔｍ）に流す。そうする
と、変圧器（Ｔ）の変圧比が１：１のため、二次側（Ｔ
ｎ）に同じインバータ電流（Ｉｉ）が流れ、二次側（Ｔ
ｎ）のリアクトル電流（ＩL ）に加算されて損失を生じ
させる。結果としてインバータ電流（Ｉｉ）が先鋭度
（Ｑ）を決める抵抗分と等価に作動する。
する。まず接続点（Ｂ）の端子電圧（ＶL ）を変成器
（ＰＴ）で検出して制御部（５）に入力する。次に、制
御部（５）で（ＶL ）中から補償対象次数の高調波電圧
（ＶL ｈ）を検出した後、電圧（ＶL ）と同一位相の出
力電流指令値（Ｉｒ＝ＶL ｈ／Ｒｅ）を出力してインバ
ータ（３）を制御する。そして、電圧（ＶL ）と同一位
相のインバータ電流（Ｉｉ）をリアクトル（Ｌｂ）を介
して変圧器（Ｔ）の一次側（Ｔｍ）に流す。そうする
と、変圧器（Ｔ）の変圧比が１：１のため、二次側（Ｔ
ｎ）に同じインバータ電流（Ｉｉ）が流れ、二次側（Ｔ
ｎ）のリアクトル電流（ＩL ）に加算されて損失を生じ
させる。結果としてインバータ電流（Ｉｉ）が先鋭度
（Ｑ）を決める抵抗分と等価に作動する。
【００１５】即ち、コンデンサ（Ｃｂ）のインピーダン
スを（−ｊＸｃ）、変圧器（Ｔ）の励磁インピーダンス
を（ｊＸL ）、変圧器（Ｔ）の二次側（Ｔｎ）に流れる
リアクトル電流を（ＩL ）とすると、電流（ＩL ）は次
式のようになる。
スを（−ｊＸｃ）、変圧器（Ｔ）の励磁インピーダンス
を（ｊＸL ）、変圧器（Ｔ）の二次側（Ｔｎ）に流れる
リアクトル電流を（ＩL ）とすると、電流（ＩL ）は次
式のようになる。
【００１６】ＩL ＝［ＶL ／｛（−ｊＸｃ）＋（ｊＸL
）｝］＋（Ｉｉ） Ｉｉ＝ＶL ｈ／Ｒｅ そこで、補償対象次数の特定の高調波周波数に対しイン
バータ電流（Ｉｉ）はリアクトル電流（ＩL ）に加算さ
れてリアクトル電流（ＩL ）に損失を生じさせる。その
ため、インバータ電流（Ｉｉ）により特定の高調波にお
けるフィルタ共振特性（先鋭度Ｑ）を決めることが出
来、インバータ（３）は特定の周波数に対し先鋭度
（Ｑ）を決める抵抗分と等価の働きをする。そこで、図
１（ｂ）に示すように、インバータ（３）はリアクトル
（変圧器の励磁インピーダンスＸL ）に並列接続した等
価抵抗（Ｒｅ）として表され、等価抵抗（Ｒｅ）により
特定周波数の共振特性を任意に設定出来る。
）｝］＋（Ｉｉ） Ｉｉ＝ＶL ｈ／Ｒｅ そこで、補償対象次数の特定の高調波周波数に対しイン
バータ電流（Ｉｉ）はリアクトル電流（ＩL ）に加算さ
れてリアクトル電流（ＩL ）に損失を生じさせる。その
ため、インバータ電流（Ｉｉ）により特定の高調波にお
けるフィルタ共振特性（先鋭度Ｑ）を決めることが出
来、インバータ（３）は特定の周波数に対し先鋭度
（Ｑ）を決める抵抗分と等価の働きをする。そこで、図
１（ｂ）に示すように、インバータ（３）はリアクトル
（変圧器の励磁インピーダンスＸL ）に並列接続した等
価抵抗（Ｒｅ）として表され、等価抵抗（Ｒｅ）により
特定周波数の共振特性を任意に設定出来る。
【００１７】又、インバータ（３）は補償対象次数以外
は出力しないため、図１（ｃ）の等価回路に示すよう
に、基本波及び補償対象次数以外については抵抗分が無
くなり、それによる損失を生じない。従って、インバー
タ（３）は周波数によって異なる回路として作動し、抵
抗分による損失を大幅に低減出来る。
は出力しないため、図１（ｃ）の等価回路に示すよう
に、基本波及び補償対象次数以外については抵抗分が無
くなり、それによる損失を生じない。従って、インバー
タ（３）は周波数によって異なる回路として作動し、抵
抗分による損失を大幅に低減出来る。
【００１８】ここで、補償対象次数の高調波有効電力
｛等価抵抗（Ｒｅ）で消費される電力に相当、即ち３φ
×ＶL ｎ2 ／Ｒｅ（ＶL ｎ：端子電圧ＶL のｎ次成分、
φ：相）｝が各次数毎にインバータ（３）に流入するた
め、それを消費する必要がある。そこで、その電力がイ
ンバータ（３）の運転損失を上回る場合、インバータ
（３）に接続した系統連系用インバータ（４）を介して
系統や補機電源系へ回生することが可能となる。
｛等価抵抗（Ｒｅ）で消費される電力に相当、即ち３φ
×ＶL ｎ2 ／Ｒｅ（ＶL ｎ：端子電圧ＶL のｎ次成分、
φ：相）｝が各次数毎にインバータ（３）に流入するた
め、それを消費する必要がある。そこで、その電力がイ
ンバータ（３）の運転損失を上回る場合、インバータ
（３）に接続した系統連系用インバータ（４）を介して
系統や補機電源系へ回生することが可能となる。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、コンデンサとリアクト
ルと抵抗とで構成される受動フィルタからなる高調波フ
ィルタにおいて、抵抗に替えてインバータを接続し、補
償対象次数に対してのみ等価抵抗の働きをするようにイ
ンバータを作動制御したから、基本波及び補償対象次数
以外の高調波成分については、抵抗分による損失が無く
なって損失が大幅に低減され、冷却設備が不要になり、
且つ、ランニングコストも大幅に低減される。又、等価
抵抗によりフィルタ特性を任意に選択して設定出来るた
め、現場の状況に合わせて最適の補償性能を実現出来
る。更に、各次数の高調波発生量及び電圧歪みが変動し
ても等価抵抗の設定を変更するだけで対応可能である。
ルと抵抗とで構成される受動フィルタからなる高調波フ
ィルタにおいて、抵抗に替えてインバータを接続し、補
償対象次数に対してのみ等価抵抗の働きをするようにイ
ンバータを作動制御したから、基本波及び補償対象次数
以外の高調波成分については、抵抗分による損失が無く
なって損失が大幅に低減され、冷却設備が不要になり、
且つ、ランニングコストも大幅に低減される。又、等価
抵抗によりフィルタ特性を任意に選択して設定出来るた
め、現場の状況に合わせて最適の補償性能を実現出来
る。更に、各次数の高調波発生量及び電圧歪みが変動し
ても等価抵抗の設定を変更するだけで対応可能である。
【図１】（ａ）は本発明に係る高調波フィルタの実施の
形態を示す回路図と制御部のブロック図。（ｂ）は本発
明の高調波フィルタの補償対象次数における等価回路
図。（ｃ）は本発明の高調波フィルタの基本波及び補償
対象次数以外における等価回路図。
形態を示す回路図と制御部のブロック図。（ｂ）は本発
明の高調波フィルタの補償対象次数における等価回路
図。（ｃ）は本発明の高調波フィルタの基本波及び補償
対象次数以外における等価回路図。
【図２】従来の高調波フィルタの一例を示す回路図。
【図３】図２の高調波フィルタの共振特性図。
３ インバータ Ｃｂ コンデンサ Ｔ 変圧器
Claims (1)
- 【請求項１】コンデンサと変圧器の二次側とを直列接続
して一端を系統母線に接続すると共に、上記変圧器の一
次側にインバータを並列接続してなり、系統電圧から検
出された補償対象次数の高調波電圧を、設定された等価
抵抗で除した除算値をインバータ出力電流指令値とする
ことにより上記インバータを特定の高調波次数に対して
のみ等価抵抗として作動するように制御し、上記コンデ
ンサと変圧器の励磁インピーダンスとインバータの等価
抵抗とで高調波成分を吸収する受動フィルタを構成し、
且つ、インバータの等価抵抗によりフィルタ共振特性を
任意に設定することを特徴とする高調波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9170693A JPH1118298A (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 高調波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9170693A JPH1118298A (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 高調波フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118298A true JPH1118298A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15909655
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9170693A Pending JPH1118298A (ja) | 1997-06-26 | 1997-06-26 | 高調波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118298A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000060883A (ko) * | 1999-03-20 | 2000-10-16 | 이종수 | 인버터 구동 전동기의 과전압 억제장치 |
| CN100353636C (zh) * | 2004-10-15 | 2007-12-05 | 华中科技大学 | 一种大容量并联型有源滤波器 |
| CN103607128A (zh) * | 2013-12-06 | 2014-02-26 | 阳光电源股份有限公司 | 一种电压源型逆变器的控制方法及控制装置 |
-
1997
- 1997-06-26 JP JP9170693A patent/JPH1118298A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000060883A (ko) * | 1999-03-20 | 2000-10-16 | 이종수 | 인버터 구동 전동기의 과전압 억제장치 |
| CN100353636C (zh) * | 2004-10-15 | 2007-12-05 | 华中科技大学 | 一种大容量并联型有源滤波器 |
| CN103607128A (zh) * | 2013-12-06 | 2014-02-26 | 阳光电源股份有限公司 | 一种电压源型逆变器的控制方法及控制装置 |
| CN103607128B (zh) * | 2013-12-06 | 2016-03-30 | 阳光电源股份有限公司 | 一种电压源型逆变器的控制方法及控制装置 |
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