JP2002359927A

JP2002359927A - フィルタ装置

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Publication number: JP2002359927A
Application number: JP2001163243A
Authority: JP
Inventors: Yasubumi Akagi; 泰文赤木; Suriansamuron Santo; サント・スリアンサムロン
Original assignee: Rikogaku Shinkokai
Current assignee: Rikogaku Shinkokai
Priority date: 2001-05-30
Filing date: 2001-05-30
Publication date: 2002-12-13
Anticipated expiration: 2021-05-30
Also published as: JP4247357B2

Abstract

(57)【要約】【課題】小型軽量かつ構造容易で、製造コストを低減
したハイブリッドフィルタ形式のフィルタ装置を実現す
る。【解決手段】電源系統２と負荷回路３との間の受電点
Ｐに一端が接続され、高調波電流を除去するフィルタ装
置１は、一端が受電点Ｐに接続され、所定の次数の高調
波電流に同調する同調フィルタ１１と、同調フィルタ１
１の他の一端に直接接続され、受電点Ｐに対して電源系
統２側を流れる電源系統電流に含まれる高調波電流を抑
制し、かつ、受電点Ｐに対して負荷回路３側を流れる負
荷電流に含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異な
る次数の負荷側高調波電流が同調フィルタ１１を流れる
ときに発生する電圧降下分を打ち消す、アクティブフィ
ルタ出力電圧を発生するアクティブフィルタ１２と、を
備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高調波発生源であ
る負荷回路から発生する高調波電流を除去するフィルタ
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】産業用の半導体電力変換装置の大容量化
やＦＡ、ＯＡ機器、インバータエアコン等の利用の増大
に伴い、各種負荷回路がもたらす交流電源系統の高調波
障害が問題となっている。高調波発生源である負荷回路
から発生する高調波電流を抑制するために、フィルタ装
置が用いられている。

【０００３】フィルタ装置の例としては、ＬＣフィルタ
（パッシブフィルタ）、並列型アクティブフィルタ、直
列型アクティブフィルタ、ハイブリッドフィルタなどが
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ＬＣフィルタは、安価
で効率が高いという利点を有する反面、（１）高周波抑
制効果は系統インピーダンスの影響を受ける、（２）系
統とＬＣフィルタとの間で反共振（並列共振）を引き起
こす恐れがある、（３）ＬＣフィルタの共振周波数以外
の高調波成分に対しては補償効果が期待できない、
（４）装置の重量が重い、（５）装置が大型化する、と
いった欠点を有する。また、ＬＣフィルタでは、例えば
サイクロコンバータなどの半導体電力変換装置が発生す
る複雑な周波数成分を含む高調波電流の補償は難しい。

【０００５】アクティブフィルタは、ＬＣフィルタのよ
うな欠点を持たない高調波抑制装置として注目されてい
る。しかし、アクティブフィルタは、周波数特性に優れ
た高効率の電力変換器を必要とし、大容量化、製造コス
ト、運転損失が大きいなどに問題がある。上記問題を解
決するものとして、注入回路つきアクティブフィルタ
や、ＬＣフィルタとアクティブフィルタとを組み合わせ
たハイブリッドフィルタなどが既に提案されている。

【０００６】ハイブリッドフィルタにおいては、ＬＣフ
ィルタは負荷で生じる高調波電流の補償を行い、アクテ
ィブフィルタはＬＣフィルタの特性をさらに改善といっ
たように、各々役割分担した形で動作する。ハイブリッ
ドフィルタは、ＬＣフィルタの上述の欠点を生じること
なく、かつ、アクティブフィルタ単体の場合に比べて電
力変換器の容量を大幅に低減することができるので、今
後のますますの利用が期待されている。

【０００７】図１２は、従来例におけるハイブリッドフ
ィルタを例示する図である。ここでは、このハイブリッ
ドフィルタ５１が、三相の電源系統６１と高調波発生源
である負荷回路６２の間の受電点Ｐにおいて接続され、
負荷回路６２で発生した高調波電流を除去する例を説明
する。従来のハイブリッドフィルタ５１は、ＬＣフィル
タ５２とアクティブフィルタ５３とが、整合用変圧器５
４を介して直列に接続されて構成される。

【０００８】ハイブリッドフィルタ５１内のＬＣフィル
タ５２は、例えば５次共振フィルタ７１と、７次の共振
フィルタ７２と、ハイパスフィルタ７３とから構成され
る。ハイブリッドフィルタ５１内のアクティブフィルタ
５３は、例えばＭＯＳＦＥＴを用いた三相電圧形ＰＷＭ
変換器であり、その出力側には小容量のスイッチングリ
プル除去用フィルタ７４が設けられる。

【０００９】ＬＣフィルタ５２による高調波電流の補償
は、系統インピーダンスとＬＣフィルタ５２のインピー
ダンスとの間での分流によって行われる。すなわち、Ｌ
Ｃフィルタ５２は、特定周波数の高調波に対し、系統イ
ンピーダンスよりも低インピーダンスの分路となるよう
に設計される。ハイブリッドフィルタは、次のような欠
点を有する。

【００１０】まず、系統インピーダンスが小さい場合
や、ＬＣフィルタの共振周波数以外の高調波成分に対し
ては、十分な補償効果が得られないという問題がある。
さらに、整合用変圧器５４を必要とするので、装置の重
量が重くなり、大型化する。また、製造コストも上が
る。従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、小型軽量
かつ構造容易で、製造コストを低減したハイブリッドフ
ィルタ形式のフィルタ装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を実現するため
に、本発明においては、ハイブリッド形式のフィルタ装
置として、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィ
ルタに、整合用変圧器を介さずにアクティブフィルタを
直接接続することを特徴とする。本発明においては、同
調フィルタは、所定の次数の高調波電流を吸収する。そ
の一方で、アクティブフィルタについては、上述の所定
の次数以外の次数を有する高調波電流に対しても抑制効
果をもたせるために、換言すれば、同調フィルタの同調
周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制
効果をもたせるために、以下で説明する第１の態様もし
くは第２の態様において示されるような所定の出力電圧
（以下、「アクティブフィルタ出力電圧」と呼ぶ。）を
出力するように制御される。

【００１２】ところで、従来のハイブリッドフィルタ
は、主として系統電圧が６００ボルト以下の低圧回路シ
ステムへ適用できるように開発されていた。したがっ
て、従来例においては、アクティブフィルタを構成する
スイッチング素子（例えばＩＧＢＴなどのパワーデバイ
ス）の電圧定格と出力電圧との整合を取るために、アク
ティブフィルタとＬＣフィルタとの間に整合用変圧器を
設けていた。従来例では、高圧回路システムにハイブリ
ッドフィルタを適用する場合においても、低圧回路シス
テムの場合と同様にアクティブフィルタとＬＣフィルタ
との間に整合用変圧器を設けていた。

【００１３】これに対し、本発明では、同調フィルタと
アクティブフィルタとを整合用変圧器を介さずに直接接
続する。そして、アクティブフィルタ内のスイッチング
素子の耐圧として、後述する所定の値よりも大きいもの
を選択する。図１は、本発明の第１の態様によるフィル
タ装置を示す概略図である。ここでは、電源系統２と負
荷回路３との間の受電点Ｐにおいてフィルタ装置１の一
端が接続される場合を説明する。

【００１４】なお本明細書では、これ以降、受電点Ｐに
対し、電源系統側を流れる電流を電源系統電流ｉ_S、負
荷回路側を流れる電流を負荷電流ｉ_L、フィルタ装置１
に流れ込む電流をフィルタ電流ｉ_Fとし、これら各電流
に含まれる高調波電流をそれぞれ電源系統側高調波電流
ｉ_Sh、負荷側高調波電流ｉ_Lh、フィルタ側高調波電流ｉ
_Fとする。

【００１５】また、電源系統電流ｉ_Sについては電源系
統側から受電点Ｐへ、負荷電流ｉ_Lについては受電点Ｐ
から負荷回路へ、フィルタ電流ｉ_Fについては受電点Ｐ
からフィルタ装置１へ流れる向きを、それぞれ電流の正
の向き（図中、矢印で指す向き）と定義する。図１に示
すように、本発明の第１の態様によるフィルタ装置１
は、一端が受電点Ｐに接続され、所定の次数の高調波電
流に同調する同調フィルタ１１と、同調フィルタ１１の
他の一端に直接接続されるアクティブフィルタ１２と、
を備える。

【００１６】本発明の第１の態様によるアクティブフィ
ルタ１２は、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源
系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑制するとと
もに、受電点Ｐに対して負荷回路側を流れる負荷電流ｉ
_Lに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次
数の負荷側高調波電流ｉ_Lhが同調フィルタ１１を流れる
ときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクティ
ブフィルタ出力電圧を発生する。

【００１７】このため、フィルタ装置１は、電源系統電
流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑制する電圧分を発
生するようにアクティブフィルタ１２を制御するフィー
ドバック指令値を、電源系統電流ｉ _Sを用いて作成する
フィードバック制御回路１３と、負荷側高調波電流ｉ_Lh
が同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分
を打ち消す電圧分を発生するようにアクティブフィルタ
１２を制御するフィードフォワード指令値１４を、負荷
電流ｉ_Lを用いて作成するフィードフォワード制御回路
１４と、フィードバック指令値とフィードフォワード指
令値とを加算してアクティブフィルタ１２を構成するス
イッチング素子のスイッチング指令値を作成する加算回
路１５と、を備える。

【００１８】図２は、本発明の第２の態様によるフィル
タ装置を示す概略図である。本発明の第２の態様は、上
述した第１の態様によるフィルタ装置をさらに簡単化し
たものである。図２に示すように、本発明の第２の態様
によるフィルタ装置１は、一端が受電点Ｐに接続され、
所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタ１１
と、同調フィルタ１１の他の一端に直接接続されるアク
ティブフィルタ１２と、を備える。

【００１９】本発明の第２の態様によるアクティブフィ
ルタ１２は、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源
系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑制するよう
なアクティブフィルタ出力電圧を発生する。このため、
フィルタ装置１は、アクティブフィルタ１２が上記のア
クティブフィルタ出力電圧を発生するように電源系統電
流ｉ_Sを用いて制御するフィードバック制御回路１３を
備える。

【００２０】本発明によれば、ハイブリッドフィルタに
従来必要であった整合用変圧器を必要としないので構造
が容易であり、装置を小型軽量化することができる。ま
た、製造コストも低減することができる。さらに、従来
のフィルタに比べても系統電流内に含まれる高調波電流
の総合高調波歪（ＴＨＤ）をさらに低減することができ
る。

【００２１】

【発明の実施の形態】まず、本発明によるフィルタ装置
の補償原理について説明する。図３、本発明によるフィ
ルタ装置の等価回路を示す図である。図３（ａ）は、ア
クティブフィルタ１２を出力電圧Ｖ_AFの電圧源、同調フ
ィルタ１１をインピーダンスＺ_Fとして本発明によるフ
ィルタ装置を等価回路で表した図である。ここで、系統
電圧をＶ_S、電源系統電流をＩ_S、系統インピーダンスを
Ｌ_S、負荷電流をＩ_L、フィルタ電流をＩ_Fとする。

【００２２】図１もしくは２を参照して説明したよう
に、本発明のフィルタ装置１によれば、受電点Ｐに対し
て電源系統側を流れる電源系統電流ｉ_Sに含まれる高調
波電流ｉ_Shを抑制するようにアクティブフィルタ１２の
アクティブフィルタ出力電圧を制御するため、電源系統
電流ｉ_Sをフィードバックしてアクティブフィルタ１２
内のスイッチング素子を制御する。そこで、アクティブ
フィルタ１２の電圧指令値Ｖ_AF ^*は、電源系統電流Ｉ_Sを
Ｋ倍のゲインで増倍して、

【００２３】

【数１】

【００２４】としてフィードバック制御で与えられるも
のとする。図３（ｂ）は、アクティブフィルタが接続さ
れず同調フィルタ１１のみを考えた場合（すなわち、Ｋ
＝０）の等価回路図である。負荷電流Ｉ_Lに含まれる負
荷側高調波電流Ｉ_Lhは、系統インピーダンスＬ_Sと同調
フィルタ１１のインピーダンスＺ_Fとで分流される。分
流された電流をそれぞれＩ_ShおよびＩ_Fhテ゛とする。

【００２５】図３（ａ）および（ｂ）を参照すると、ア
クティブフィルタ１２の出力電圧Ｖ _AFを適切に調整すれ
ば、系統電圧側へ分流していた高調波成分を同調フィル
タへ流し込むように作用し、電源系統側を流れる高調波
電流を抑制できることがわかる。次に、負荷側高調波電
流に対する特性を考える。

【００２６】系統電圧の高調波成分をゼロと仮定する
と、電源系統電流Ｉ_Lに含まれる高調波電流Ｉ_Lh、受電
点電圧の高調波成分Ｖ_Ph、アクティブフィルタ出力電圧
Ｖ_AFは、それぞれ、

【００２７】

【数２】

【００２８】

【数３】

【００２９】

【数４】

【００３０】となる。ここで、式（２）に注目すると、
図３（ｂ）に示されるように、ゲインＫを純抵抗として
みなしたときの純抵抗Ｋが系統電圧源と直列に接続され
た等価回路として表されることがわかる。式（２）およ
び式（３）から、ゲインＫを大きくすればするほど、電
源系統電流Ｉ_Lおよび受電点電圧Ｖ_Pでの高調波成分が補
償されることがわかる。したがって、アクティブフィル
タ出力電圧は、同調フィルタ１１に負荷側高調波電流Ｉ
_Lhを流し込むための電圧Ｚ_FＩ_Fとして作用することがわ
かる。

【００３１】図３（ｂ）において、純抵抗Ｋが同調フィ
ルタのインピーダンスＺ_Fに対して十分に大きければ、
負荷回路から発生した高調波電流の、電源系統への流出
が抑制される。また、純抵抗Ｋが系統インピーダンスＺ
_Fよりも十分に大きければ、系統インピーダンスＺ_Fの変
化は、フィルタ装置の補償特性に影響を与えない。つま
り、フィルタ装置の設置場所は制限されない。

【００３２】さらに、純抵抗Ｋは、反共振に対するダン
ピング抵抗として働き、高調波拡大現象を抑制すること
ができる。したがって、同調フィルタとアクティブフィ
ルタとを組み合わせてフィルタ装置を構成した場合、ゲ
インＫをできるだけ大きくしたフィードバック制御を適
用してアクティブフィルタ出力電圧を制御することが好
ましいと考えられる。しかしながら、実際には、制御回
路においては制御遅れがあるのでゲインを大きくしすぎ
ると発振してしまう。

【００３３】そこで、本発明では、上述のフィードバッ
ク制御のゲインを発振しない適度な大きさに設定し、そ
の分フィードフォワード制御の助けを借りてアクティブ
フィルタ出力電圧を制御する。フィードフォワード制御
の詳細については本発明の実施例において述べる。本発
明の実施例によるフィルタ装置の具体的な構成について
説明する。

【００３４】図４は、本発明の実施例によるフィルタ装
置を示す回路構成図である。ここでは、電源系統２と負
荷回路３との間の受電点Ｐにおいて、本実施例によるフ
ィルタ装置１の一端が接続される場合を説明する。な
お、本実施例においては、パーセントインピーダンスの
基準を、３．３ｋＶ、５０Ｈｚ、３００ｋＶＡとする。

【００３５】本実施例では電源系統２を三相交流系統と
したが、これは本発明を限定するものではない。本発明
によるフィルタ装置１を単相交流系統やその他の多相交
流系統の場合についても適用することができる。ここで
は例として、三相交流系統の系統電圧を３．３ｋＶ、周
波数を５０Ｈｚとする。以下、系統電圧をｖ_S、系統イ
ンピーダンスをＬ_Sで表す。図４の実施例では、系統イ
ンピーダンスＬ_Sを０．５８ｍＨ（０．５％）とする。

【００３６】高調波発生源である負荷回路３は、図４の
実施例では、３００ｋＷのダイオード整流器としてい
る。このダイオード整流器の直流側コンデンサをＣ_d、
直流出力電圧をＶ_d、交流側のインピーダンスをＬ_ACと
する。図４に示す負荷回路３のパラメータを表１に示
す。

【００３７】

【表１】

【００３８】以上の前提条件のもとで、本実施例による
フィルタ装置の回路構成を図４を参照して説明する。本
実施例では三相交流系統に適用した場合を扱っているの
で、高調波発生源である負荷回路３からは、主として５
次、７次、１１次、１３次などの高調波電流が発生し得
るが、最も多いのは５次高調波電流であり、これに７次
高調波電流が続く。このような高調波電流を本実施例に
よるフィルタ装置１を用いて除去することになる。

【００３９】本実施例のフィルタ装置１内の同調フィル
タ１１は、コンデンサＣ_Fと、このコンデンサＣ_Fに直列
接続されたリアクトルＬ_FとからなるＬＣフィルタであ
る。ここで、同調フィルタ１１の内部抵抗をＲ_Fとす
る。本発明における同調フィルタ１１は、上述したよう
に所定の次数の高調波電流に同調される。一般にコンデ
ンサおよびリアクトルからなる同調フィルタは、同調す
べき高調波の次数が高いほどその大きさは小さくなる。

【００４０】そこで、本実施例では、フィルタ装置全体
の大きさおよび重量と、後述するアクティブフィルタ１
２の出力とのバランスを考慮し、例えば７次高調波に同
調するように同調フィルタを設計する。本発明のフィル
タ装置においては、７次以外、すなわち、５次、１１次
１３次などの高調波電流については、後述する所定のア
クティブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタ１２が
出力できるように制御することで除去する。ここで、７
次高調波に同調した同調フィルタ１１のフィルタ定数の
例を表２に示す。

【００４１】

【表２】

【００４２】同調フィルタの高調波抑制効果は、後述の
アクティブフィルタによりさらに改善されるので、同調
フィルタのフィルタ定数は、それほど厳密に設定する必
要はなく、同調すべき高調波に対するフィルタ定数の設
計値の、例えば±１０％程度付近で十分な高調波抑制効
果を得ることができる。すなわち、本発明によれば、設
計が容易であるという利点を有する。

【００４３】なお、本実施例では、同調すべき高調波成
分を７次としたが、この次数は本発明を限定するもので
はない。三相交流系統の場合では、同調フィルタの同調
すべき高調波成分として５次、１１次、１３次などを選
んでもよい。しかしながら、同調フィルタ１１を例えば
５次の高調波に同調させると、同調フィルタを構成する
リアクトルＬ_Fが大型化し、結果としてフィルタ装置全
体が大型化することになるので、あまり有利とはいえな
い。

【００４４】また、同調フィルタ１１を例えば１１次の
高調波電流に同調させると、主として５次および７次の
高調波電流をアクティブフィルタ１２が抑制するように
制御しなければならない。上述したように、三相交流系
統においては発生し得る高調波成分のうち５次成分が最
も大きく、これに７次成分が続く。したがって、同調フ
ィルタを１１次高調波に同調させると、７次高調波に同
調させた場合に比べ、同調フィルタ自体の大きさを小さ
くすることができる利点を有するものの、アクティブフ
ィルタ出力電圧を大きくしなければならず、非経済的で
あるといえる。

【００４５】このようなことから、フィルタ装置全体の
大きさおよび重量とアクティブフィルタの出力とのバラ
ンスを考慮すると、同調フィルタについては、本実施例
で示したように７次高調波に同調させるのが最も好まし
いといえる。例えば、本発明によるフィルタ装置を単相
交流系統に適用した場合は、３次高調波成分が最も大き
くなるので、同様な理由でフィルタ装置全体の大きさお
よび重量とアクティブフィルタ１２の出力とのバランス
を考慮し、同調フィルタを例えば５次高調波に同調する
ように設計すればよい。

【００４６】本実施例のフィルタ装置１内のアクティブ
フィルタ１２は、三相ＰＷＭ変換器として実現される。
その容量を１０ｋＶＡとする。アクティブフィルタ１２
である三相ＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子と
して、本実施例ではＩＧＢＴを使用し、各相２個ずつ、
合計６個設ける。なお、スイッチング素子は他の素子で
あってもよく、例えばＭＯＳＦＥＴなどであってもよ
い。

【００４７】上述したように、本発明によるフィルタ装
置１によれば、同調フィルタとアクティブフィルタとを
整合用変圧器を介さずに直接接続するために、アクティ
ブフィルタ内のスイッチング素子（本実施例ではＩＧＢ
Ｔ）の耐圧として、所定の値よりも大きいものを選択す
る。次にこの理由について説明する。同調フィルタ１１
は、同調された次数の高調波に対しては、低インピーダ
ンス特性を示す。その一方で、同調された次数の以外の
高調波に対しては、高インピーダンス特性を示す。つま
り、同調された次数の以外の高調波が同調フィルタに流
れると、電圧降下が発生することになる。

【００４８】従来例においては、上述したように、アク
ティブフィルタを構成するスイッチング素子の電圧定格
と出力電圧との整合を取るためにアクティブフィルタと
ＬＣフィルタとの間に整合用変圧器を設け、この整合用
変圧器を適切に設計することにより、同調フィルタにお
けるこのような電圧降下分に対処していた。しかし、本
発明によるフィルタ装置には整合用変圧器は設けない。

【００４９】またさらに、本発明におけるアクティブフ
ィルタ１２は、図１を参照して説明したように特に第１
の態様では、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源
系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑制するとと
もに、受電点Ｐに対して負荷回路３側を流れる負荷電流
ｉ_Lに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる
次数の負荷側高調波電流ｉ_Lhが同調フィルタ１１を流れ
るときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクテ
ィブフィルタ出力電圧を発生する必要がある。

【００５０】よって、本発明のフィルタ装置１を設計す
る際には、負荷電流ｉ_Lに含まれる高調波電流のうち所
定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉ_Lhが、同
調フィルタ１１を流れたときに発生する電圧降下分より
も大きい耐圧を有するスイッチング素子を選択び、これ
を使用する。なお、ＩＧＢＴについては、現在のとこ
ろ、６００Ｖ、１２００Ｖ、１７００Ｖなどの耐圧を有
するものが市販されている。上述した各パラメータおよ
び系統電圧の値を考慮し、本実施例では、例えば６００
Ｖの耐圧を有するＩＧＢＴを使用する。

【００５１】アクティブフィルタ１２の直流側電圧Ｖ_dc
は、本実施例では３００Ｖ（ＩＧＢＴの耐圧の１／２）
に設定する。この直流側電圧Ｖ_dcは、バッテリなどの独
立直流電源を用いて実現してもよいが、この場合は装置
の大型化を免れ得ない。そこで、本実施例では、アクテ
ィブフィルタ１２の直流側に直流コンデンサＣ_dcを設
け、後述する直流電圧制御ループによりスイッチング素
子を制御して系統側から有効電力を取り入れ、直流コン
デンサＣ_dcを充電する。本実施例においては、コンデン
サＣ_dcのキャパシタンスを例えば１５００μＦとする。

【００５２】以上が本発明の実施例におけるフィルタ装
置１の具体的な回路構成である。続いて、図４で示した
本発明の実施例によるフィルタ装置１内のアクティブフ
ィルタ１２についての具体的な制御について説明する。
上述したように、本発明においては、同調フィルタは、
所定の次数の高調波電流に同調させて設計され、当該高
調波電流を吸収する。さらに、アクティブフィルタにつ
いては、同調させた次数以外の次数を有する高調波電流
に対しても抑制効果をもたせるために、換言すれば、同
調フィルタの同調周波数以外の高調波周波数に対しても
良好な高調波抑制効果をもたせるために、上述の第１の
態様もしくは第２の態様において示されたようなアクテ
ィブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタが出力でき
るように制御する。

【００５３】まず、上述の本発明の第１の態様における
フィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２についての
制御回路に関して説明する。図１を参照して説明したよ
うに、本発明の第１の態様によるアクティブフィルタ１
２は、電源系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑
制するとともに、負荷電流ｉ_Lに含まれる高調波電流の
うち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉ_Lh
が同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分
を打ち消すような、アクティブフィルタ出力電圧を発生
する。

【００５４】上記アクティブフィルタ電圧をアクティブ
フィルタ１２が出力するようにするために、本発明によ
るフィルタ装置１は、アクティブフィルタ１２を構成す
る各スイッチング素子を制御するための制御回路とし
て、フィードバック制御回路１３と、フィードフォワー
ド制御回路１４と、加算回路１５と、を備える。フィー
ドバック制御回路１３は、電源系統電流ｉ_Sに含まれる
高調波電流ｉ_Shを抑制する電圧分を発生するようにアク
ティブフィルタ１２を制御するフィードバック指令値
を、電源系統電流ｉ_Sを用いて作成する。

【００５５】フィードフォワード制御回路１４は、負荷
側高調波電流ｉ_Lhが同調フィルタ１１を流れるときに発
生する電圧降下分を打ち消す電圧分を発生するように１
２アクティブフィルタを制御するフィードフォワード指
令値１４を、負荷電流ｉ_Lを用いて作成する。加算回路
１５は、フィードバック指令値とフィードフォワード指
令値とを加算してアクティブフィルタ１２を構成するス
イッチング素子のスイッチング指令値を作成する。

【００５６】上述のフィードバック制御回路１３、フィ
ードフォワード制御回路１４、および加算回路１５の具
体的な実現例を図５および６を参照して説明する。図５
および６は、図４で示した本発明の実施例によるフィル
タ装置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示
すブロック図である。図４で示した本発明の実施例によ
るフィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２におい
て、フィードバック制御回路１３は、図５に示すように
実現される。

【００５７】電源系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ
_Shを抽出するために、まず、電源系統電流ｉ_Sを電流検
出器などで検出する。図４の実施例は三相電源系統であ
り、電源系統電流ｉ_Sの各相ｕ、ｖ、ｗの電流を、
ｉ_Su、ｉ_Sv、ｉ_Swとする。検出された三相の電源系統電
流ｉ_Su、ｉ_Sv、ｉ_Swは、ブロック２１で回転座標変換さ
れる。なお、本実施例ではｄｑ変換を用いたが、他の回
転座標変換、例えばｐｑ座標変換を用いてもよい。

【００５８】ブロック２２はＰＬＬ(Phase Locked Loo
p)であり、受電点Ｐの電圧のうち、一相分（例えばｕ
相）の受電点電圧ｖ_Puから位相情報を抽出する。ブロッ
ク２３はｓｉｎ／ｃｏｓ生成器であり、ブロック２２で
抽出された位相情報から、ブロック２１の回転座標変換
に用いる基本波成分ｓｉｎω₁、ｃｏｓω₁と、５次の成
分ｓｉｎω₅、ｃｏｓω₅とを抽出する。ここで５次の成
分を抽出するのは、後で詳しく説明するフィードフォワ
ード制御回路１４で用いるためである。

【００５９】ブロック２４はハイパスフィルタである。
上述したように、ブロック２１において、固定座標上の
三相の電源系統電流ｉ_Su、ｉ_Sv、ｉ_Swが、基本波成分ω
₁を用いて、角周波数ω₁で回転するｄｑ回転座標上の二
相電流ｉ_d、ｉ_qに変換されるが、電源系統電流の三相固
定座標上における基本波成分を除去して高調波成分を抽
出するために、角周波数ω₁で回転するｄｑ回転座標上
における二相電流ｉ_d、ｉ_qをブロック２４のハイパスフ
ィルタに通過させる。これにより、ｄｑ回転座標上にお
ける二相高調波電流ｉ_dh、ｉ_qhを抽出できる。なお、本
実施例では、電源系統の周波数は５０Ｈｚであるので、
ハイパスフィルタのカットオフ周波数を例えば１６Ｈｚ
とする。

【００６０】ところで、本実施例では、アクティブフィ
ルタ１２の直流側に直流コンデンサＣ_dcを設け、直流コ
ンデンサＣ_dcを充電する有効電力を系統側から取り入れ
る。このための直流電圧制御ループは、図５に示す実施
例では次のとおりである。まず、直流コンデンサＣ_dcの
直流電圧Ｖ_dcを検出し、この直流電圧Ｖ_dcと指令値Ｖ _dc
^*（本実施例では３００Ｖ）との差を計算する。次に、
この差を適当にゲイン補正することによって直流電圧制
御用指令値Δｉ_q ^*を作成する。この直流電圧制御用指令
値Δｉ_q ^*は、ブロック２４で生成された二相高調波電流
のうちのｑ軸分の高調波電流ｉ_qhに加算される。このよ
うにして直流電圧制御ループが実現される。

【００６１】ブロック２５では、二相高調波電流のｄ軸
分ｉ_dh、および二相高調波電流のｑ軸分ｉ_qhと直流電圧
制御用指令値Δｉ_q ^*との加算値が、ブロック２３で生成
された基本波成分ｓｉｎω₁、ｃｏｓω₁を用いて、ｄｑ
逆変換され、三相固定座標上における三相電流値に戻さ
れる。この三相電流値にゲインＫが掛け算され、フィー
ドバック指令値が作成される。

【００６２】以上説明したブロック２１〜２５によりフ
ィードバック制御回路１３が実現される。これにより、
電源系統電流ｉ_Sに含まれる高調波電流ｉ_Shを抑制する
ように作用するフィードバック指令値が作成される。続
いて、フォードフォワード制御回路１４について説明す
る。本発明のフィルタ装置によれば、同調フィルタを所
定の次数の高調波電流に同調させて当該高調波電流を吸
収させ、その一方で、アクティブフィルタを適切に制御
することにより、同調フィルタの同調周波数以外の高調
波周波数に対しても良好な高調波抑制効果をもたせる。
上述のフィードバック制御回路１３は、この高調波抑制
効果をもたらすものであったが、本実施例では、高調波
抑制効果をさらに高めるために、図１に示したように、
フィードフォワード制御回路１４をさらに設ける。

【００６３】図１を参照して説明したように、本発明の
第１の態様ではさらに、負荷電流ｉ _Lに含まれる高調波
電流のうち、同調フィルタ１１に同調した高調波電流の
次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉ_Lhが同調フィ
ルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消す
ような電圧分を、アクティブフィルタに発生させる。三
相交流系統においては、高調波電流として５次成分が負
荷回路から最も多く発生する。図４の実施例において
は、同調フィルタ１１は７次の高調波電流に同調させた
が、このような同調フィルタ１１だけでは５次高調波電
流を抑制することができない。

【００６４】ここで、負荷回路３から発生した三相の負
荷側高調波電流ｉ_Lhのうちの５次高調波電流をαβ固定
座標上で表したものがｉαβであるとすると、ｄｑ回転
座標上では、式（５）のように表される。

【００６５】

【数５】

【００６６】図４において、同調フィルタ１１のインピ
ーダンスは、式（６）のように表される。

【００６７】

【数６】

【００６８】ここで、伝達関数の回転座標変換について
説明する。ある線形システムにおいて、入力をｘ
（ｔ）、そのラプラス変換をＸ（ｓ）、出力をｙ
（ｔ）、そのラプラス変換をＹ（ｓ）、入力から出力へ
の伝達関数をＧ（ｓ）とすると、

【００６９】

【数７】

【００７０】の関係がある。時間ｔ、角周波数ωとした
とき、入力ｘ（ｔ）および出力ｙ（ｔ）の回転座標変換
は、それぞれ式（８）および式（９）のように表され
る。

【００７１】

【数８】

【００７２】

【数９】

【００７３】ここで、伝達関数Ｇ（ｓ）を回転座標変換
したとき、回転座標上においてＧ’（ｓ）で表されると
すると、線形システムにおいては、

【００７４】

【数１０】

【００７５】の関係がある。

【００７６】

【数１１】

【００７７】としたとき、ラプラス変換においては、

【００７８】

【数１２】

【００７９】である。線形システムにおいても当然に上
記関係は有効であるので、式（１２）が得られる。

【００８０】

【数１３】

【００８１】したがって、角周波数ωのときの回転座標
上の伝達関数は式（１３）で表すことができる。

【００８２】

【数１４】

【００８３】つまり、固定座標上のラプラス変換を、回
転座標上のラプラス変換に変換するには、「ｓ」を「ｓ
＋ｊω」にすればよい。このことから、式（６）のよう
に表せる同調フィルタ１１の固定座標上のインピーダン
スは、回転座標上では式（１４）のようになる。

【００８４】

【数１５】

【００８５】定常状態における同調フィルタ１１のイン
ピーダンスは、ラプラス変換におけるいわゆる最終値の
定理を式（１４）に適用することで、式（１５）のよう
に表せる。

【００８６】

【数１６】

【００８７】定常状態において、同調フィルタ１１に５
次の高調波電流ｉ’_L5（ｄｑ回転座標上）が流れると電
圧降下が生じるが、本発明では、この電圧降下分を打ち
消すような電圧分をアクティブフィルタ１２にさらに出
力させる。すなわち、当該電圧分をアクティブフィルタ
１２にさらに出力させるための、アクティブフィルタ内
のスイッチング素子に対するｄｑ回転座標上の指令値ｖ
^*’₅は、式（１６）のように表せる。

【００８８】

【数１７】

【００８９】すなわち、５次の高調波電流がわかれば式
（１６）を用いてスイッチング指令値ｖ^*’₅を演算する
ことができる。式（１６）で表されるスイッチング指令
値を作成するフィードフォワード制御回路１４は、図４
で示した本発明の実施例によるフィルタ装置１におい
て、図６に示すように実現できる。

【００９０】まず、負荷電流ｉ_Lを電流検出器などで検
出する。検出された負荷電流Ｉ_Lの各相ｕ、ｖ、ｗの電
流を、ｉ_Lu、ｉ_Lv、ｉ_Lwとする。ブロック３１におい
て、検出された三相の負荷電流ｉ_Lu、ｉ_Lv、ｉ_Lwは、ブ
ロック２３で抽出された５次の成分ｓｉｎω₅、ｃｏｓ
ω₅を用いてｄｑ変換される。

【００９１】ブロック３２はローパスフィルタである。
上述したように、ブロック３１において、固定座標上の
三相の負荷電流ｉ_Lu、ｉ_Lv、ｉ_Lwは、角周波数ω₅で回
転するｄｑ回転座標上の二相電流ｉ_Ld、ｉ_Lqに変換され
るが、負荷電流の三相固定座標上における５次高調波成
分は、角周波数ω₅で回転するｄｑ回転座標上では直流
分に相当する。したがって、ｄｑ回転座標上における上
述の二相電流ｉ_d、ｉ_qをブロック３２のローパスフィル
タに通過させ、ｄｑ回転座標上における二相の５次の高
調波電流ｉ_Ld5、ｉ_Lq5を抽出する。なお、ｄｑ回転座標
上における二相の５次の高調波電流ｉ_Ld5、ｉ_Lq5は定常
状態にあるものとする。また、本実施例では、ローパス
フィルタのカットオフ周波数を例えば１６Ｈｚとする。

【００９２】抽出された二相の５次の高調波電流
ｉ_Ld5、ｉ_Lq5は、アクティブフィルタ内のスイッチング
素子に対するスイッチング指令値を演算するために、ブ
ロック３３に入力される。今、５次高調波成分におい
て、回転座標平面と複素平面との間には式（１７）のよ
うな関係がある。

【００９３】

【数１８】

【００９４】したがって、式（１６）および式（１７）
から、式（１８）で表されるような、５次高調波電流が
同調フィルタを流れることによって発生する電圧降下分
を打ち消す補償電圧を作成するための指令値ｖ_d5 ^*、Ｖ
_q5 ^*（ｄｑ回転座標上）が得られる。

【００９５】

【数１９】

【００９６】ブロック３３において式（１８）を演算す
ることにより作成された指令値ｖ_d5 ^*、Ｖ_q5 ^*は、ブロッ
ク３４において、ブロック２３で生成された５次の成分
ω₅を用いて、ｄｑ逆変換され、三相固定座標上におけ
る三相電流値に戻される。これがフィードフォワード指
令値となる。以上説明したフィードバック制御回路１３
で作成されたフィードバック指令値とフィードフォワー
ド制御回路１４で生成されたフィードフォワード指令値
とは、加算回路１５において加算され、アクティブフィ
ルタ１２を構成するスイッチング素子のスイッチング指
令値ｖ_AFu ^*、ｖ_AFv ^*、ｖ_AFw ^*が作成される。

【００９７】本実施例におけるアクティブフィルタ１２
は、三相電圧形ＰＷＭ変換器である。したがって、この
スイッチング指令値ｖ_AFu ^*、ｖ_AFv ^*、ｖ_AFw ^*をＰＷＭ電
圧指令とし、三角波キャリア信号（例えば１０ｋＨｚ）
と比較することで三相電圧形ＰＷＭ変換器のＰＷＭ信号
を作成する。本実施例においては、このＰＷＭ信号をス
イッチング素子であるＩＧＢＴのゲート回路に入力し、
ＩＧＢＴをスイッチングさせる。

【００９８】本発明の実施例によるフィルタ装置の構成
は以上のとおりである。次に本発明の実施例によるフィ
ルタ装置の制御回路および同調フィルタの種々の変形例
について説明する。まず、フィルタ装置の制御回路の変
形例をいくつか示す。本実施例では同調フィルタを７次
高調波電流に同調させ、アクティブフィルタ内のフィー
ドフォワード制御回路では、同調フィルタに同調させた
次数以外の次数を有する高調波成分として５次高調波電
流に関して、フィードフォワード指令値を作成した。こ
の変形例として、５次高調波電流の他に、例えば１１次
高調波電流や１３次高調波電流に関してもフィードフォ
ワード指令値を作成してもよい。この場合は、各次数の
高調波ごとにフィードフォワード制御回路を設け、各フ
ィードフォワード制御回路で作成されたフィードフォワ
ード指令値を全て加算回路において加算すればよい。こ
れにより、さらに高性能の高調波抑制が実現可能とな
る。

【００９９】これとは逆に、アクティブフィルタ内のフ
ィードフォワード制御回路は設けず、フィードバック制
御回路のみでアクティブフィルタの制御を実現してもよ
い。これは図２を参照して説明した本発明の第２の態様
に相当する。図７は、本発明の第２の態様での実施例に
おけるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路
を示す図である。

【０１００】図７に示す制御回路は、ブロック２３にお
いて５次の成分ｓｉｎω₅およびｃｏｓω₅を作成しない
点以外は、図６に示したフィードバック制御回路と全く
同じであるので、詳しい説明は省略する。ここで、図５
および６に示す制御回路を有する本発明の実施例、なら
びに図７に示す制御回路のみを有する変形例に係るシミ
ュレーション結果を示す。

【０１０１】シミュレーション解析に用いた各素子のパ
ラメータ、各電圧値および容量は既に述べたとおりであ
る。図８は、図５および６に示す本発明の実施例におけ
るフィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形
図であり、図９は、図７に示す本発明の変形例における
フィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図
である。

【０１０２】図８および９においては、上から、一相分
の受電点電圧ｖ_P、一相分の電源系統電流ｉ_S、一相分の
負荷電流ｉ_L、一相分のフィルタ電流ｉ_F、負荷回路にお
ける直流出力電圧Ｖ_d、アクティブフィルタ出力電圧ｖ
_AF、アクティブフィルタ内の直流コンデンサ電圧Ｖ_dcの
シミュレーション波形をそれぞれ示している。図１０
は、図８および９に示したシミュレーション結果におけ
るスペクトル解析図である。横軸は高調波の次数を示
し、縦軸は高調波電流の実効値を示す。

【０１０３】図１０（ａ）は負荷電流のスペクトル解析
値を示す。また、図１０（ｂ）は、図５および６に示
す本発明の実施例におけるフィルタ装置、つまりアクテ
ィブフィルタをフィードバック制御回路およびフィード
フォワード制御回路を用いて制御したフィルタ装置を設
置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示す。

【０１０４】さらに、図１０（ｃ）は、図７に示す本
発明の変形例におけるフィルタ装置、つまりアクティブ
フィルタをフィードバック制御回路のみを用いて制御し
たフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペク
トル解析値を示す。また、表３は、図１０のスペクトル
解析値の高調波対基本波の電流比を示す。各値の単位は
％で示している。

【０１０５】

【表３】

【０１０６】図８〜１０および表３において、特に負荷
電流ｉ_Lと電源系統電流ｉ_Sとを注目してみると、本発明
のフィルタ装置により、電源系統電流ｉ_Sに含まれる高
調波が抑制されていることがわかる。また、図８および
９、もしくは図１０（ｂ）および（ｃ）を比較してみる
と、フィードフォワード制御回路を有しないフィードバ
ック制御回路のみ有するフィルタ装置は、フィードフォ
ワード制御回路およびフィードバック制御回路の両方を
有するのフィルタ装置に比較すると、高調波電流の総合
高調波歪（ＴＨＤ）が若干高くなっているが、実用上問
題の無い程度の高調波抑制効果を得ることができてい
る。

【０１０７】次に、フィルタ装置の同調フィルタの変形
例を示す。本発明のフィルタ装置内の同調フィルタに関
しては、同調すべき高調波成分を１つの次数のみに設定
するのではなく、複数の高調波成分に同調させてもよ
い。図１１は、本発明によるフィルタ装置内の同調フィ
ルタの変形例を示す図である。図１１（ａ）に示す変形
例では、５次高調波電流および７次高調波電流に同調さ
せた各同調フィルタとハイパスフィルタとをそれぞれ並
列接続させている。図１１（ｂ）に示す変形例では、５
次高調波電流、７次高調波電流、１１次高調波電流およ
び１３次高調波電流に同調させた各同調フィルタをそれ
ぞれ並列接続させている。

【０１０８】いずれの変形例においても、アクティブフ
ィルタ内にフィードフォワード制御回路を設けた場合で
は、同調フィルタに同調させた次数以外の次数を有する
高調波成分に関して、フィードフォワード指令値を作成
するようにすればよい。もちろん、フィードフォワード
制御回路を設けずにフィードバック制御回路のみでアク
ティブフィルタ内のスイッチング素子を制御してもよ
い。

【０１０９】なお、図５〜７に示したフィードバック制
御回路およびフィードフォワード制御回路は、各種アナ
ログ素子などの組み合わせで実現することができるが、
ＤＳＰを用いて可能な限り演算上で処理するようにして
もよい。この場合、例えばノッチフィルタなどを用いて
電源系統電流および負荷回路電流に含まれる高調波電流
を抽出してＤＳＰに入力し、ＤＳＰでは上述したフィー
ドバック制御における計算およびフィードフォワード制
御における式（１８）の計算を実行することで、スイッ
チング指令値を得てもよい。

【０１１０】また、従来例においては図１２に示すよう
に、ハイブリッドフィルタ５１内のアクティブフィルタ
５３の出力側には、スイッチング素子のスイッチングリ
プルを除去するためのスイッチングリプル除去用フィル
タ７４が設けられていた。スイッチングリプルは高い周
波数成分を有しているが、従来例におけるハイブリッド
フィルタ５１内のＬＣフィルタ５２を構成するハイパス
フィルタ７３は、高い周波数成分に対してはインピーダ
ンス特性が低く、したがって、スイッチングリプル電流
が系統に流出しやすいので、ハイブリッドフィルタ５１
内のアクティブフィルタ５３の出力側にスイッチングリ
プル除去用フィルタ７４を設けなければならなかった。

【０１１１】これに対し、本発明におけるフィルタ装置
においては、同調フィルタを構成するリアクトルのリア
クタンス分が大きいので同調フィルタを設けただけで、
スイッチングリプル電流を抑制することができる。した
がって、本発明においては、ハイブリッドフィルタを構
成する際に従来必要であったスイッチングリプル除去用
フィルタを必要としなくなるので、装置をより一層小型
化することができる。

【０１１２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ハイブリッド形式のフィルタ装置において、所定の次数
の高調波電流に同調する同調フィルタにアクティブフィ
ルタを直接接続するので、従来必要であった整合用変圧
器を必要とせず、構造が容易である。また、装置自体を
小型軽量化が容易であり、製造コストも低減される。

【０１１３】そして、本発明のフィルタ装置によれば、
同調フィルタを所定の次数の高調波電流に同調させて当
該高調波電流を吸収させ、その一方で、アクティブフィ
ルタを適切に制御することにより、同調フィルタの同調
周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制
効果をもたせている。近年では、インバータを用いて高
出力モータを駆動するインバータドライブシステムが実
用化されている。このようなインバータドライブシステ
ムにおいては、交流電力を直流電力に変換する電力変換
器として例えばダイオード整流器が使用されている。こ
のダイオード整流器は、系統側から見れば高調波発生源
である。このような高圧システムにおいては、フィルタ
装置を構成した場合は必然的に装置の大型化は免れ得な
かった。しかし、本発明によれば、整合変圧器およびス
イッチングリプル除去用フィルタを必要としないので装
置の小型軽量化が容易であるので、このような高圧シス
テムにおいて本発明は特に有用であるといえる。

【０１１４】また、同調フィルタの高調波抑制効果は、
アクティブフィルタによりさらに改善されるので、同調
フィルタのフィルタ定数は、それほど厳密に設定する必
要はなく、同調すべき高調波に対するフィルタ定数の設
計値の、例えば±１０％程度付近で十分な高調波抑制効
果を得ることができ、設計が容易であるといえる。な
お、三相交流系統の例では、フィルタ装置全体の大きさ
および重量とアクティブフィルタの出力とのバランスを
考慮すると、同調フィルタについては、７次高調波に同
調させるのが最も好ましいといえる。

【０１１５】また、アクティブフィルタを有するフィル
タ装置が避けては通れない問題である、スイッチング素
子のスイッチング動作に起因するスイッチングリプルの
発生については、本発明においては、同調フィルタを構
成するリアクトルのリアクタンス分が大きいのでスイッ
チングリプル電流を抑制することができ、したがってス
イッチングリプル除去用フィルタを必要としない。した
がって装置を従来例に比べてより一層小型化することが
できる。

【０１１６】また、ＬＣフィルタにおいては系統インピ
ーダンスとの間で反共振を生じる可能性があったが、本
発明においては、フィルタ装置内のアクティブフィルタ
のフィードバック制御に用いるゲインを適切に設定すれ
ばこれを回避することができるので、フィルタ装置の設
置場所は制限されない。フィルタ装置内のアクティブフ
ィルタの直流側は、バッテリなどの独立直流電源を用い
て実現してもよいが、直流コンデンサを設け、直流電圧
制御ループにより系統側から取り入れた有効電力を直流
コンデンサの充電に用いれば、バッテリ交換を省くこと
ができメンテナンスが容易となる。

【０１１７】本発明の第１の態様によれば、電源系統電
流に含まれる高調波電流を抑制するとともに、負荷電流
に含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数
の負荷側高調波電流が同調フィルタ１１を流れるときに
発生する電圧降下分を打ち消すようなアクティブフィル
タ出力電圧をアクティブフィルタが発生するように、ア
クティブフィルタ内のスイッチング素子をフィードバッ
ク制御およびフィードフォワード制御を用いて制御する
ことで、従来の他のフィルタと比べても系統電流内に含
まれる高調波電流の総合高調波歪（ＴＨＤ）を大幅に低
減することができる。

【０１１８】また、本発明の第２の態様によれば、電源
系統電流に含まれる高調波電流を抑制するアクティブフ
ィルタ出力電圧をアクティブフィルタが発生するように
アクティブフィルタ内のスイッチング素子を制御すると
いう、第１の態様を簡素化した制御方法をとっても、実
用上問題ない程度に高調波電流を除去できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の態様によるフィルタ装置を示す
概略図である。

【図２】本発明の第２の態様によるフィルタ装置を示す
概略図である。

【図３】本発明によるフィルタ装置の等価回路を示す図
である。

【図４】本発明の実施例によるフィルタ装置を示す回路
構成図である。

【図５】図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装
置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示すブ
ロック図（その１）である。

【図６】図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装
置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示すブ
ロック図（その２）である。

【図７】本発明の第２の態様での実施例におけるフィル
タ装置内のアクティブフィルタの制御回路を示す図であ
る。

【図８】図５および６に示す本発明の実施例におけるフ
ィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図で
ある。

【図９】図７に示す本発明の変形例におけるフィルタ装
置に係るシミュレーション結果を示す波形図である。

【図１０】図８および９に示したシミュレーション結果
においてスペクトル解析した図であって、（ａ）は負荷
電流のスペクトル解析値を示す図であり、（ｂ）は、図
５および６に示す本発明の実施例におけるフィルタ装置
を設置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示
す図であり、（ｃ）は、図７に示す本発明の変形例にお
けるフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペ
クトル解析値を示す図である。

【図１１】本発明によるフィルタ装置内の同調フィルタ
の変形例を示す図である。

【図１２】従来例におけるハイブリッドフィルタを例示
する図である。

【符号の説明】

１…フィルタ装置２…電源系統３…負荷回路１１…同調フィルタ１２…アクティブフィルタ１３…フィードバック制御回路１４…フィードフォワード制御回路１５…フィードバック制御回路Ｐ…受電点

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電源系統と負荷回路との間の受電点にお
いて一端が接続され、高調波電流を除去するフィルタ装
置であって、一端が前記受電点に接続され、所定の次数の高調波電流
に同調する同調フィルタと、該同調フィルタの他の一端に直接接続されるアクティブ
フィルタであって、前記受電点に対して前記電源系統側
を流れる電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制する
ようなアクティブフィルタ出力電圧を発生するアクティ
ブフィルタと、を備えることを特徴とするフィルタ装
置。
【請求項２】前記アクティブフィルタ出力電圧を前記
アクティブフィルタが発生するように前記電源系統電流
を用いて制御するフィードバック制御回路を備える請求
項１に記載のフィルタ装置。
【請求項３】電源系統と負荷回路との間の受電点にお
いて一端が接続され、高調波電流を除去するフィルタ装
置であって、一端が前記受電点に接続され、所定の次数の高調波電流
に同調する同調フィルタと、該同調フィルタの他の一端に直接接続されるアクティブ
フィルタであって、前記受電点に対して前記電源系統側
を流れる電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制し、
かつ、前記受電点に対して前記負荷回路側を流れる負荷
電流に含まれる高調波電流のうち前記所定の次数とは異
なる次数の負荷側高調波電流が前記同調フィルタを流れ
るときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクテ
ィブフィルタ出力電圧を発生するアクティブフィルタ
と、を備えることを特徴とするフィルタ装置。
【請求項４】前記電源系統電流に含まれる高調波電流
を抑制する電圧分を発生するように前記アクティブフィ
ルタを制御するフィードバック指令値を、前記電源系統
電流を用いて作成するフィードバック制御回路と、前記負荷側高調波電流が前記同調フィルタを流れるとき
に発生する電圧降下分を打ち消す電圧分を発生するよう
に前記アクティブフィルタを制御するフィードフォワー
ド指令値を、前記負荷電流を用いて作成するフィードフ
ォワード制御回路と、前記フィードバック指令値と前記フィードフォワード指
令値とを加算して前記アクティブフィルタを構成するス
イッチング素子のスイッチング指令値を作成する加算回
路と、を備える請求項３に記載のフィルタ装置。
【請求項５】前記フィードフォワード制御回路を、前
記所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ごとに
少なくとも１つ備える請求項４に記載のフィルタ装置。
【請求項６】前記アクティブフィルタを構成するスイ
ッチング素子の耐圧が、前記受電点に対して前記負荷回
路側を流れる負荷電流に含まれる高調波電流のうち前記
所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流が前記同
調フィルタを流れたときに発生する電圧降下分よりも大
きい請求項１〜５のいずれか一項に記載のフィルタ装
置。
【請求項７】前記同調フィルタを互いに並列接続して
備える請求項１〜６のいずれか一項に記載のフィルタ装
置。
【請求項８】前記同調フィルタは、前記所定の次数の
高調波電流に同調するように選択されたリアクトルおよ
び該リアクトルに直列接続されたコンデンサからなる請
求項１〜７のいずれか一項に記載のフィルタ装置。